JP2006271027A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧共振形コンバータのワイドレンジ対応を実現化し、高効率を得る。
【解決手段】電圧共振形コンバータに二次側並列共振回路を設け、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋ＝０．６程度以下の疎結合の状態とする。これにより、定電圧制御特性を、急峻な単峰特性として、安定化に必要なスイッチング周波数の制御範囲を縮小する。また、電力変換効率について良好な特性が得られるようにして、一次側並列共振周波数fo1と二次側並列共振周波数fo2の設定を行う。また、総合結合係数ｋｔが低下されたことでスイッチング電圧のピークレベルの抑制が図られる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電圧共振形コンバータを備えて成るスイッチング電源回路に関するものである。

共振形によるいわゆるソフトスイッチング電源としては、電流共振形と電圧共振形の形式が広く知られている。現状においては、実用化が容易なことを背景に、２石のスイッチング素子をハーフブリッジ結合方式の電流共振形コンバータが広く採用されている状況にある。
しかし、現在、例えば高耐圧スイッチング素子の特性が改善されてきていることなどを背景に、電圧共振形コンバータを実用化するにあたっての耐圧の問題はクリアされてきている状況にある。また、１石のスイッチング素子によるシングルエンド方式で構成した電圧共振形コンバータについては、１石の電流共振形フォワードコンバータと比較して、入力帰還ノイズや直流出力電圧ラインのノイズ成分などの点で有利であることも知られている。

図１３は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一構成例を示している。
この図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ＡＣをブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路により整流平滑化して、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として、整流平滑電圧Ｅｉを生成している。
なお、商用交流電源ＡＣのラインに対しては、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLから成り、コモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが設けられている。

上記整流平滑電圧Ｅｉは、直流入力電圧として電圧共振形コンバータに対して入力される。この電圧共振形コンバータは、上記しているように、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えたシングルエンド方式による構成を採る。また、この場合の電圧共振形コンバータとしては他励式となっており、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子Ｑ1を、発振・ドライブ回路２によりスイッチング駆動するようにされている。

スイッチング素子Ｑ1に対しては、ＭＯＳ−ＦＥＴのボディダイオードＤDが並列に接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のソース−ドレイン間に対して一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。

一次側並列共振コンデンサＣｒは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とによって一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成している。そして、この一次側並列共振回路によって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られるようにされている。

発振・ドライブ回路２は、スイッチング素子Ｑ1をスイッチング駆動するために、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して、ドライブ信号としてのゲート電圧を印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、ドライブ信号の周期に応じたスイッチング周波数によりスイッチング動作を行う。

絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えば、次の図１４に示されるように、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１１、Ｅ型コアＣＲ１２を組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢ１０が備えられる。このボビンＢ１０の一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ2を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢ１０を上記ＥＥ型コア（ＣＲ１１，ＣＲ１２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。

そのうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの中央磁脚に対しては1.0mm程度のギャップを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、ｋ＝０．８０〜０．８５程度の結合係数ｋを得るようにしている。この程度の結合係数ｋは疎結合としてみてよい結合度であり、その分、飽和状態が得られにくくなる。

図１３において、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に挿入されるようになっていることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が伝達されるようになっている。絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が発生する。

この場合には、二次巻線Ｎ2に対して二次側並列共振コンデンサＣ2を並列に接続している。これにより、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側並列共振回路（電圧共振回路）が形成される。
そのうえで、この二次側並列共振回路に対して、図示するようにして整流ダイオードＤo1、及び平滑コンデンサＣoを接続することで、半波整流回路を形成している。この半波整流回路は、二次巻線Ｎ2（二次側並列共振回路）に得られる交番電圧Ｖ2の等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅoを、平滑コンデンサＣoの両端電圧として生成する。二次側直流出力電圧Ｅoは負荷に供給されると共に、定電圧制御用の検出電圧として、制御回路１に入力される。

制御回路１は、検出電圧として入力される二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを検出して得られる検出出力を発振・ドライブ制御回路２に入力する。
発振・ドライブ回路２は、入力される検出出力が示す二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて、二次側直流出力電圧Ｅoが所定のレベルで一定となるようにして、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作を制御する。つまり、制御すべきスイッチング動作を得るためのドライブ信号を生成して出力する。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化制御が行われる。

図１５及び図１６は、上記図１３に示した構成の電源回路についての実験結果を示している。なお、実験にあたっては、ＡＣ１００Ｖ系に対応するＶAC＝１００Ｖの条件として、図１３の電源回路の要部について下記のようにして設定している。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、コアにEER-35を選定し、中央磁脚のギャップについては、1mmのギャップ長を設定する。また、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のターン数Ｔ（巻数）については、それぞれＮ1＝４３Ｔ、Ｎ2＝４３Ｔとした。絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝0.81を設定した。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒ＝6800pF、二次側並列共振コンデンサＣ2＝0.01μFを選定した。これに応じて、一次側並列共振回路の共振周波数fo1＝175kHz、二次側並列共振回路の共振周波数fo2＝164kHzが設定される。
また、二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベルは１３５Ｖであり、対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗである。

先ず、図１５は、図１３に示した電源回路における要部の動作をスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示す波形図であり、図１５（ａ）には、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時におけるスイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電圧Ｖ2、二次巻線電流Ｉ2、二次側整流電流ＩD1が示されている。図１５（ｂ）には、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時におけるスイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電圧Ｖ2、二次巻線電流Ｉ2、二次側整流電流ＩD1が示されている。
スイッチング電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいて０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状の共振パルスとなる波形である。この電圧Ｖ1の共振パルス波形が、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることを示している。

スイッチング電流ＩQ1は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流であり、期間ＴOFFにおいては０レベルで、期間ＴONにおいては、ターンオン時においてボディダイオードＤDに対して順方向に流れることで負極性となり、この後に反転してスイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間を流れてターンオフに至るまで増加していく波形として得られる。このために、スイッチング電流ＩQ1としては、ターンオフタイミングにピークレベルが得られることになる。
一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、期間ＴONにおいて上記スイッチング電流ＩQ1として流れる電流成分と、期間ＴOFFにおいて一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成して得られるもので、図示する波形となる。

また、二次側整流回路の動作として、整流ダイオードＤo1に流れる整流電流ＩD1は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時では、整流ダイオードＤo1のターンオン時にピークレベルが得られた後に図示する波形により０レベルに低減していき、整流ダイオードＤo1のオフ期間において０レベルとなる波形により流れるものとなる。なお、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時においては、オン期間であっても０レベルとなる。
二次巻線電圧Ｖ2は、この場合には、二次巻線Ｎ2//二次側並列共振コンデンサＣ2の並列回路に得られる電圧となるもので、二次側整流ダイオードＤo1が導通しているオン期間に対応しては、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルによりクランプされ、二次側整流ダイオードＤo1のオフ期間では、負極性方向の正弦波形が得られる。また、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2は、整流電流ＩD1と、二次側並列共振回路（Ｎ2(Ｌ2)//Ｃ2）に流れる電流が合成したものとなり、例えば図示する波形により流れる。

図１６は、図１３に示した電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓ、スイッチング素子Ｑ1のオン期間ＴON、オフ期間ＴOFF、及びAC→DC電力変換効率(ηAC→DC)を示している。
先ず、AC→DC電力変換効率(ηAC→DC)を見てみると、負荷電力Ｐｏ＝７５Ｗ〜２００Ｗまでの範囲で９０％以上となっている。電圧共振形コンバータとして、特にスイッチング素子Ｑ1が１石であるシングルエンド方式は、電力変換効率について良好な結果が得られることが知られている。

また、図１６に示されるスイッチング周波数ｆｓ、オン期間ＴON、オフ期間ＴOFFによっては、図１３の電源回路についての負荷変動に対する定電圧制御特性としてのスイッチング動作が示されることになる。この場合、スイッチング周波数ｆｓは、軽負荷の傾向となるのに従って、スイッチング周波数が高くなるようにして制御されている。また、オン期間ＴON、オフ期間ＴOFFに関しては、負荷変動に対してオフ期間ＴOFFはほぼ一定であるのに対して、オン期間ＴONが、軽負荷の傾向となるのに従って短縮される特性となっている。つまり、図１３に示す電源回路は、オフ期間ＴOFFは一定としたうえで、例えば軽負荷の傾向となるのに応じて、オン期間ＴONを短縮するようにしてスイッチング周波数を可変制御していることになる。
このようにして、スイッチング周波数が可変制御されることで、一次側並列共振回路及び二次側並列共振回路を備えることにより得られる誘導性インピーダンスが可変されることになる。この誘導性インピーダンスの可変によっては、一次側から二次側への伝送電力量、及び二次側並列共振回路から負荷への電力伝送量が変化することとなって、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが可変される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化が図られることになる。

図１７は、図１３に示す電源回路の定電圧制御特性を、スイッチング周波数fs(kHz)と二次側直流出力電圧Ｅoとの関係により、模式的に示している。
ここで、一次側並列共振回路の共振周波数をfo1、二次側並列共振回路の共振周波数のfo2とすると、図１３の回路では、先に説明したように一次側並列共振周波数fo1に対して二次側並列共振周波数fo2が低い関係となる。
そのうえで、或る一定の交流入力電圧ＶACの条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する定電圧制御特性を想定すると、図示するようにして、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ａ，Ｂとして示され、二次側並列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ｃ，Ｄで示されるものとなる。
さらに、図１３の回路のようにして一次側並列共振周波数と二次側並列共振回路とを備える場合、共振周波数fo1,fo2との間には中間共振周波数foが存在することになる。中間共振周波数foとスイッチング周波数fsとの関係による共振インピーダンス特性は、最大負荷電力Ｐｏmax時は特性曲線Ｅで示され、最小負荷電力Ｐｏmin時は、特性曲線Ｆとして示される。
二次側並列共振回路を備える電圧共振形コンバータでは、この中間共振周波数foのスイッチング周波数fsに対する共振インピーダンス特性によって、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが決定される。また、図１３に示す電圧共振形コンバータとしては、この中心共振周波数foよりも低い周波数領域でスイッチング周波数fsを可変制御する、いわゆるローアーサイド制御の方式を採る。
そして、この図１７において中間共振周波数ｆｏに対応する特性曲線Ｅ，Ｆとして示される特性の下で、ローアーサイド制御に対応したスイッチング周波数制御により、二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベル（図１３の回路の場合１３５Ｖ）を目標値として定電圧化を図ろうとすると、そのために必要なスイッチング周波数ｆｓの可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓで示される区間であることになる。換言すれば、このΔｆｓで示される区間に対応する周波数範囲で、負荷変動に応じてスイッチング周波数を所要値となるようにして可変することで、二次側直流出力電圧Ｅoは定格レベルｔｇとなるようにして制御される。

特開２０００−１５２６１７号公報

ところで、各種電子機器の多様化を背景に、電源回路としては、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との何れの商用交流電源入力にも対応して動作する、いわゆるワイドレンジ対応とすることも求められている。

図１３に示す構成の電源回路は、先に説明したように、スイッチング周波数制御により二次側直流出力電圧Ｅoの安定化を図るように動作し、そのために必要とされるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、図１７にて説明したΔfsによって示される。
図１３に示す電源回路は、２００Ｗ〜０Ｗまでの比較的広範囲な負荷変動に対応するものとされている。そして、図１３の電源回路について、この負荷条件に対応した実際の必要制御範囲は、ｆｓ＝117.6kHz〜208.3kHzで、Δｆｓ＝96.7kHzとなり、比較的に広範囲なものとなっている。

ここで、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、当然のことながら交流入力電圧ＶACのレベルが変化することによっても変動する。すなわち、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、交流入力電圧ＶACのレベル増減に応じて、同様に増減する。
このことから、ＡＣ１００系からＡＣ２００Ｖ系までのワイドレンジでの交流入力電圧の変動に対応しては、例えばＡＣ１００系のみ、あるいはＡＣ２００Ｖ系のみの単レンジでの変動に対応する場合より、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベル変動も大きくなるということがいえる。そして、このようにして拡大した二次側直流出力電圧Ｅo1のレベル変動に対応して定電圧制御動作を行うためには、上記した117.6kHz〜208.3kHzの範囲を、これより高い周波数の方向に拡大した、より広範囲な必要制御範囲が必要となる。

しかしながら、現状におけるスイッチング素子を駆動するためのＩＣ（発振・ドライブ回路２）としては、対応可能な駆動周波数の上限は２００ｋHz程度が限界である。また、仮に上記のような高い周波数での駆動が可能となるＩＣが開発された場合にも、スイッチング素子が高周波駆動されることによっては電力変換効率が著しく低下し、電源回路として実用することは実質的に不可能となる。
このことから、例えば図１３に示す電源回路の構成によりワイドレンジ対応とすることは実現が非常に困難であることがわかる。

このような事情から、共振形コンバータを備えたスイッチング電源回路としては、ワイドレンジ対応の動作を実現するとした場合には、例えばＡＣ１００Ｖ系／２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、一次側スイッチングコンバータの構成をハーフブリッジ／フルブリッジで切り換える構成を採ることが行われている。あるいは、商用交流電源ＡＣについての整流動作を行う整流回路の動作を、ＡＣ１００Ｖ系／２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、全波整流／倍電圧整流で切り換える構成とすることも行われている。

しかしながら、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで回路構成の切り換えを行う場合には、以下のような問題点が生じる。
例えば、このような商用交流電源レベルに応じた切り換えには、入力電圧についての閾値（例えば１５０Ｖ）を設定し、これを上回った場合はＡＣ２００Ｖ系、下回った場合はＡＣ１００Ｖ系に対応した回路切換を行うようにされるが、単純にこのような切り換えのみを行っていたのでは、例えばＡＣ２００Ｖ系の入力時の瞬間停電等による一時的な交流入力電圧の低下に対しても、ＡＣ１００系に対応した切り換えが行われてしまうおそれがある。つまり、例えば整流動作の切り換え構成を例に挙げれば、ＡＣ２００Ｖ系の入力であるにも関わらず、ＡＣ１００Ｖ系であるとして倍電圧整流回路に切り換えられてしまい、これによってスイッチング素子などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性がある。

そこで、実際には、上記のような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。
しかしながら、このようにしてスタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するということは、基準電圧と入力電圧との比較を行うための例えばコンパレータＩＣ等を実装することになるが、これにより部品点数が増加して、回路製造コストの増加、及び回路基板サイズの大型化が助長されてしまうことになる。

また、このように誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなっているという問題も生じる。

また、ハーフブリッジ／フルブリッジの切り換えを行う構成では、フルブリッジ構成を可能とするためにスイッチング素子を少なくとも４つ備える必要がある。つまり、切り換えが不要であればハーフブリッジによりスイッチング素子が２つで済むものを、この場合はさらに２つ追加しなくてはならない。
また、整流動作の切換を行う構成としても、倍電圧整流動作を得るために平滑コンデンサＣｉを２本備えるようにしなければならない。つまり全波整流のみとする構成と比較して、平滑コンデンサＣｉを１本追加しなければならなくなる。
これらの点でも、上記したような回路切換を伴うワイドレンジ対応の構成では、回路製造コストの増加、及び電源回路基板の大型化を招く。特に、整流動作切り換えの構成において、平滑コンデンサＣｉ等は電源回路を構成する部品のうちでも大型の部類に入ることから、このような基板サイズの大型化はさらに助長される。

また、先に説明したようにしてスイッチング周波数の制御範囲が広範となることによるもう１つの問題点としては、二次側直流出力電圧Ｅoについての安定化の高速応答特性が低下してしまうということが挙げられる。
特に近年の電子機器では、例えば各種駆動部のオン／オフ等に応じて負荷電力が最大負荷と無負荷とで瞬時的に変化する、いわゆるスイッチング負荷といわれる負荷条件となることがある。これに応じて電源回路側としても、このように高速且つ広範に変動する負荷電力に応じて、二次側直流出力電圧Ｅoの定電圧制御を行う必要がある。
しかしながら、上述のようにスイッチング周波数制御範囲が広範であると、最大値と最小値とで変化する負荷に対応して定電圧制御に必要なスイッチング周波数へと変化させるまでに、その分多くの時間を要してしまうことになる。つまり、定電圧制御の応答性が鈍くなる。

また、図１３に示す電源回路は、一次側電圧共振形コンバータを備える構成であり、このような構成の電源回路が電力変換効率について有利となる傾向の特性を有していることは、先に説明したとおりである。しかしながら、例えば近年のエネルギー事情、環境事情などを考慮して、電子機器については、より高い電力変換効率特性とすることが求められている。これに伴い、電子機器に搭載される電源回路そのものについても、さらなる電力変換効率の向上が要求されている状況にある。

そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
つまり、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路を備える。
また、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列となる関係により二次側並列共振コンデンサを接続することで、上記二次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と、上記二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側並列共振回路を備える。
また、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧に基づき整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段とを備える。
その上で、上記絶縁コンバータトランスは、一次側と二次側との結合係数が、上記一次側並列共振回路と上記二次側並列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路について、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性として単峰特性が得られ、且つ所定レベル以上の交流入力電圧入力時における上記スイッチング素子のオン期間の割合が所定以下となるようにして、疎結合とみなされる所定の値に設定されている。
そして、少なくとも所定の負荷条件の下で一定以上の電力変換効率が得られるようにして、上記一次側並列共振回路の共振周波数と、上記二次側並列共振回路の共振周波数とを設定して構成することとした。

上記構成による電源回路は、二次側に二次側並列共振回路を備える電圧共振形コンバータとしての基本構成を採る。つまり、一次側と二次側とにそれぞれ二次側並列共振回路を備えた構成を採るものであり、これにより、絶縁コンバータトランスの電磁結合による結合形共振回路を形成することになる。そして、絶縁コンバータトランスについて結合係数を所定の疎結合とされる値にまで低下させることで、当該結合形共振回路に対する入力であるスイッチング周波数の周波数信号（スイッチング出力）に対する出力特性として、急峻な単峰特性を得ることが可能となる。この結果、二次側直流出力電圧の安定化に要するスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小することができる。
また、上記結合係数の値を低下させていくことによっては、負荷変動に対するスイッチング素子のオフ期間とオン期間の特性として、特に所定レベル以上の交流入力電圧入力時におけるオン期間の割合が小さくなることが明らかとなった。つまりは、上記のようにして結合係数が所定の疎結合とされる値にまで低下されることで、特に所定レベル以上の交流入力電圧入力時におけるオン期間の割合を所定以下とすることができ、これによってスイッチング素子に印加されるスイッチング電圧のピークレベルの抑制が図られる。
さらに、一次側並列共振回路の共振周波数と二次側並列共振回路の共振周波数の設定により、所定の負荷条件の下で、一定以上の電力変換効率特性が得られるようにされる。

このようにして本発明は、二次側並列共振回路を備える電圧共振形コンバータについて、定電圧制御に必要なスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）が縮小される。
これにより、電圧共振形スイッチングコンバータについて、スイッチング周波数制御のみによりワイドレンジ対応化することが容易に実現可能となる。

また、上記のようにして結合係数が所定の疎結合とされる値にまで低下されることで、特に所定レベル以上の交流入力電圧入力時におけるスイッチング素子のオン期間の割合が小さくなり、これによってスイッチング素子に印加されるスイッチング電圧のピークレベルの抑制が図られる。

さらに本発明によっては、一次側並列共振回路の共振周波数と二次側並列共振回路の共振周波数の設定により、所定の負荷電力の負荷条件にも対応させるようにして一定以上の電力変換効率が得られるようにしている。電圧共振形コンバータは、高い電力変換効率特性を本来有するが、本発明によっては、電圧共振形コンバータを備える電源回路について、より良好な電力変換効率特性を有するものを提供できることになる。

そして、上記のようなワイドレンジ化、スイッチング電圧のピークレベルの抑制、及び高効率化を実現するための基本構成としては、二次側並列共振回路を備える電圧共振形コンバータについて、絶縁コンバータトランスを所要の結合係数が得られる構造とすればよいものであり、従って、部品点数の増加などによるコストアップ、回路の大型化、重量増加などを伴うことなくワイドレンジ対応が実現されている、ということがいえる。

図１の回路図は、本発明を実施するための最良の形態（実施の形態）としての電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、シングルエンド方式による電圧共振形スイッチングコンバータとしての基本構成を採る。
この図に示すスイッチング電源回路においては、まず、商用交流電源ＡＣのラインに対して、図示するようにして、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLが挿入される。これらコモンモードチョークコイルＣＭＣ、及びアクロスコンデンサＣL，ＣLにより、商用交流電源ＡＣのラインに重畳するコモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが形成される。

商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）は、ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流され、その整流出力は平滑コンデンサＣｉに充電される。これにより平滑コンデンサＣｉの両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のスイッチングコンバータのための直流入力電圧となる。

この図において、上記整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うスイッチングコンバータは、例えば１石のスイッチング素子Ｑ1を備えたシングルエンド方式の電圧共振形コンバータとして形成される。この場合のスイッチング素子Ｑ1には高耐圧のＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。また、この場合の電圧共振形コンバータの駆動方式は、発振・ドライブ回路２によりスイッチング素子をスイッチング駆動する他励式である。

スイッチング素子Ｑ1のゲートに対しては、発振・ドライブ回路２から出力されるスイッチング駆動信号（電圧）が印加されるようになっている。
また、スイッチング素子Ｑ1のドレインは、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻始め端部と接続される。一次巻線Ｎ1の巻き終わり端部は、平滑コンデンサＥｉの正極端子と接続される。従って、この場合には、直流入力電圧（Ｅｉ）は、一次巻線Ｎ1の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ1に供給されるようになっている。スイッチング素子Ｑ1のソースは一次側アースに接続される。

この場合のスイッチング素子Ｑ1には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されていることから、図示するようにして、ソース−ドレイン間に対して並列に接続されるようにしてボディダイオードＤDを内蔵する。このボディダイオードＤDとしては、アノードがスイッチング素子Ｑ1のソースと接続され、カソードがスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続される状態を形成する。このボディダイオードＤDは、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ動作（スイッチング動作）により生じる、逆方向のスイッチング電流を流す経路を形成する。

そして、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
一次側並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンスＬ1とによって、スイッチング素子Ｑ1に流れるスイッチング電流に対する一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成する。この一次側並列共振回路が共振動作を行うことによって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られる。これに応じて、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）であるスイッチング電圧Ｖ1としては、そのオフ期間において正弦波状の共振パルス波形が得られる。

発振・ドライブ回路２は、例えば他励式によりスイッチング素子Ｑ1を駆動するために、発振回路と、この発振回路により得られる発振信号に基づいて、ＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるドライブ信号を生成して、スイッチング素子Ｑ1のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、ドライブ信号の周期に応じたスイッチング周波数に従って連続的にオン／オフ動作を行う。つまり、スイッチング動作を行う。

絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側と二次側とを直流的に絶縁した状態で、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を二次側に伝送する。
図２は、図１の電源回路が備える絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示す断面図である。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアを備える。Ｅ型コアＣＲ１、ＣＲ２は、それぞれ図のように断面形状がＥ字型とされたコアである。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ2を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。

さらに、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、図のようにしてギャップＧが形成される。このギャップＧの長さは、一次側と二次側との結合係数を決定するにあたっての一要素となる。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。

その上で、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、ＥＥ型コアの２本の外磁脚の中央部分、つまり、一次巻線Ｎ1の巻装位置と二次巻線Ｎ2の巻装位置との境にあたる部位の各々に対応して、フェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２を挟むようにして設けている。これらフェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２は、それぞれ所定の厚さＬn2を有する。
また、この場合のフェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２は、その名前からも分かるように、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２と同じフェライトから成るもので、外磁脚に挟まれた状態で設けられる。そのうえで、さらに、フェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２は、外磁脚の内側端面部からＥＥ型コアの内磁脚側に対して、所定の長さＬn3により突出部位（磁路発生部位）があるようにして設けられる。これにより、ボビンＢにおける一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の巻装部の間の部位に対しては、フェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２の端部側が所定長分だけ嵌入されるような状態となる。

ここで、例えば先の図１４に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴのようにして、フェイライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２を挿入しない単純なＥＥ型コア構造の場合には、図３（ａ）の磁束φ１、φ２に示すようにして磁路が形成されることになる。なお、図３においては、図示をわかりやすくするためにボビンＢは省略している。
この図から分かるように、磁束φ１、φ２の磁路は、一次巻線Ｎ1側と二次巻線Ｎ2側とをまたぐようにして外磁脚を通る。このために、図１４に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との結合度は相応に高いものであり、図１３の回路にて設定していた結合係数ｋ＝０．８０程度は、ギャップ長1.0mm程度のギャップＧを内磁脚に形成することで得ていたものである。

これに対して、図２に示したようにしてフェライトシートコアＦＳＣ１，ＦＳＣ２を設けた場合、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２が、フェライトシートコアＦＳＣ１，ＦＳＣ２と同材質のフェライトであることによれば、実質的には、図３（ｂ）に示すようにして、ＥＥ型コアの形状としては外磁脚の中央部が内磁脚の中央部側に突出した形状を有しているものとみることができる。そして、このようなＥＥ型コアの形状は、図３（ａ）のＥＥ型コア形状に対して、突出部分（磁路発生部位）の長さＬn3の分だけ、外磁脚の中央部分と内磁脚の中央部分との空間距離が短くなっていることになる。
これらの部位が近づいた分、図３（ｂ）に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴでは、図３（ｂ）において破線で示すφ１１，φ１２により示される磁束が生じることになる。この磁束φ１１，φ１２の成分は、上記フェライトシートコアＦＳＣ１，ＦＳＣ２の突出部分の厚さＬn2が厚くなって、これらフェライトシートコアＦＳＣ１，ＦＳＣ２の突出部分を通る磁束の量が増大するほど増加し、一方の磁束φ１，φ２の成分量は減少していく。

ここで、磁束φ１１，φ１２の磁路は、一次巻線Ｎ1側と二次巻線Ｎ2側との個々にそれぞれ対応して形成されるものとなる。従って、上記した磁束φ１，φ２の成分量が減少するのに対し、磁束φ１１，φ１２が増加する傾向になるということは、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との結合度が低下することになる。
つまりは、このフェライトシートコア（ＦＳＣ）によっても結合係数を変化させることができるもので、上記のようにその厚さＬn2に応じて結合係数を低く設定することが可能となる。

このようにして、フェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２を設けたことによって結合係数が低下するということは、本例の構成によれば、ギャップＧの拡大を伴わずに結合係数としてより低い値を設定することができる。
本実施の形態の場合、具体的にはギャップＧの長さを従来と同様の1.0mm程度に設定した上で、フェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２の上記した厚さＬn2を1.5mmに設定したことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける総合的な結合係数（以下、総合結合係数ｋｔとする）として、ｋｔ＝０．６程度を得るようにされる。

なお、上記説明からも理解されるように、総合結合係数ｋtの設定は、ＥＥ型コアの基本形状に対して、上記フェライトシートコア（ＦＳＣ1、ＦＳＣ2）と同様の磁路発生部位が形成されることでこれを行うことができるものであるが、これによれば、例えばフェライトシートコアを使用せずとも図３（ｂ）に示すままの実際のコア形状が得られるようにＥ型コアを成型して、これを組み合わせることによってもフェライトシートコアを使用する場合と同様の総合結合係数ｋｔの設定を可能とすることができる。
ただし、本実施の形態では、現状においては上記したようなＥ型コアを成型するよりも製造工程としてはより簡易となることを考慮して、フェライトシートコア（ＦＳＣ１，ＦＳＣ2）を外磁脚に挟み込む形態としているものである。

また、本実施の形態の場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、次の図４（ａ）に示す構造とすることもできる。
図４（ａ）において、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、その断面形状がＥ字型とされたフェライト材によるＥ型コアＣＲ３とＥ型コアＣＲ４とについて、互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアを備える。
但しこの場合は、一次側巻線（Ｎ１）と二次側巻線（Ｎ２）とをそれぞれ独立して巻装する２つのボビンＢ５について、各々を上記ＥＥ型コア（ＣＲ３・ＣＲ４）に形成される２本の外磁脚の一方ずつに取り付けることで、図のように一次側巻線が一方の外磁脚に、二次側巻線が他方の外磁脚に巻装される状態が得られるようにされている。
そして、この場合も上記ＥＥ型コアの中央磁脚（内磁脚）に対しては、ギャップＧが形成される。この場合もギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ３，ＣＲ４の中央磁脚を２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。

この図４（ａ）に示す構造とされた絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、図４（ｂ）に示されるような磁路が形成される。なお、この図４（ｂ）においても説明の便宜上ボビンＢ５については省略している。
先ず、上記のようにして一次側巻線と二次側巻線とがそれぞれ別々の外磁脚に対して巻装されていることで、この場合の磁路としては、図示するようにＥ型コアＣＲ３側とＥ型コアＣＲ４側とでそれぞれ２つの外磁脚を跨ぐようにして形成される磁束φ３による磁路と、それぞれの外磁脚側から内磁脚側へ通る磁束φ１３と磁束φ１４とによる磁路とが形成される。
図示されるように、上記磁束φ３による磁路としては、一次巻線Ｎ１側と二次巻線Ｎ２側とを跨ぐようにして形成されることがわかる。
一方の磁束φ１３、φ１４による磁路は、一次巻線Ｎ1側と二次巻線Ｎ2側との個々にそれぞれ対応して形成されるものとなる。

このように、一次巻線Ｎ1側と二次巻線Ｎ2側との個々にそれぞれ対応して形成される磁束φ１３、φ１４による磁路は、上記もしているように共に内磁脚を通るようにされている。従って、この場合もＥＥ型コアの内磁脚に形成されるギャップＧの長さが、一次側と二次側の結合度を設定する１要素となっていることが理解できる。
但し、この場合の構造によると、一次側と二次側の結合度は、上記ギャップＧの長さを長くすることによっては磁束φ１３、φ１４が減少して高められるものとなる。逆にギャップＧの長さを短くすることによっては磁束φ１３、φ１４が増加して低くなるようにされる。つまりは、この図４に示す構造とされた場合、結合係数を低下させるにあたっては、ギャップＧの長さをより短くするようにされるものであり、これによって、この場合としてもギャップＧの拡大を伴わずに結合係数の値を低下させることができるものである。

このようにして本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造によれば、ギャップＧを拡大することなく一次側と二次側の結合係数を低下させることができる。
例えば、ギャップＧの拡大によって結合係数の低下を図る場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける渦電流損失が増大するものとなるが、このように本例の場合は結合係数の低下にあたってギャップＧの拡大が伴わないことで、この渦電流損失を抑制して効率低下を有効に抑制することができる。

なお、以下では絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては図２に示した構成が採られるものとして、一次側と二次側の結合係数については総合結合係数ｋｔにより示すものとする。確認のために述べておくと、図２、図４何れの構成が採られる場合にも、同じ結合係数の値の設定にあたってギャップＧの長さが同等とされるように構成されていることで、上記渦電流損失の抑制効果は同等に得ることができる。

説明を図１に戻す。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、前述もしたように、スイッチング素子Ｑ1のドレインと接続されている。これにより、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が一次巻線Ｎ1に伝達され、一次巻線Ｎ1には交番電圧が生じる。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。
この二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2を並列に接続している。これにより、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側並列共振回路を形成する。この二次側並列共振回路は、後述する二次側整流回路の整流動作に応じて共振動作を行う。つまり、一次側とともに、二次側においても電圧共振動作が得られる。

この場合の二次側整流回路は、上記のようにして二次側並列共振コンデンサＣ2が並列接続された二次巻線Ｎ2に対して、１本の整流ダイオードＤo1と、１本の平滑コンデンサＣｏを接続することで半波整流回路として形成される。この半波整流回路の接続態様としては、まず、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部側に対して、整流ダイオードＤo1のアノードを接続する。また、整流ダイオードＤo1のカソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。二次巻線Ｎ2の巻始め端部と、平滑コンデンサＣｏの負極端子は、二次側アースに対して接続する。なお、整流ダイオードＤo1は、スイッチング周波数に応じた比較的高周波でのオン／オフ動作を行うことから、高速型（高速リカバリ型）が選定される。

このようにして形成される半波整流回路では、二次巻線電圧Ｖ2について、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部側が正極性となる半波の期間において整流ダイオードＤo1が導通して整流電流を流し、平滑コンデンサＣｏに充電する動作が得られる。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、二次巻線Ｎ2の誘起電圧の等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅoが得られる。
この二次側直流出力電圧Ｅoは、負荷に供給される。また、分岐して制御回路１に対して検出電圧として出力される。

制御回路１は、入力された二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ1を駆動する。このスイッチング周波数の可変として、本実施の形態では、先の図２において説明したように一次側と二次側の結合度を従来よりも低下させているため、後述もするようにスイッチング素子Ｑ1のオフ期間ＴOFFは完全に一定とはならないが、主としてはオン期間ＴONを可変制御する動作となる。そして、このような動作が二次側直流出力電圧に対する定電圧制御動作となる。

スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量、また、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベル変動がキャンセルされるようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを制御する動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。

ここで、上記図１に示した回路形態の電源回路の実際として、要部については、下記のように設定を行って構成している。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コアについてEER-35を選定して、ギャップＧについては1.0mmのギャップ長を設定した。一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の各巻数（ターン数）Ｔについては、Ｎ1＝63T、Ｎ2＝25Tを選定した。この場合、一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１＝４０３μＨ、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ２＝６μＨである。絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋｔは、先にも述べたようにｋｔ＝0.57が設定される。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスについてはＣｒ＝4300pＦを選定した。この一次側並列共振コンデンサＣｒについてのキャパシタンス設定と、上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造により得られる一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とにより、一次側並列共振回路の共振周波数fo1＝166.0kHzが設定される。また、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスについてはＣ2＝0.047μＦを選定しており、このキャパシタンス設定と、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造により得られる二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とにより、二次側並列共振周波数fo2＝110.5kHzが設定される。相対的には、fo1≒1.5×fo2の関係が得られているといえる。
対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）とし、二次側直流出力電圧Ｅｏの定格レベルは１３５Ｖとしている。

図５の波形図は、上記構成による図１の電源回路における要部の動作を、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示しており、図５（ａ）には、最大負荷電力Pomax＝２００Ｗの条件において、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時でのスイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、交番電圧Ｖ2、二次巻線電流Ｉ2、二次側整流電流ＩD1が示される。また図５（ｂ）には、同じく最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗの条件下、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時での上記各波形が示されている。

図５において、スイッチング電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間の電圧であり、スイッチング電流ＩQ1は、ドレイン側からスイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流となる。スイッチング電圧Ｖ1及びスイッチング電流ＩQ1によっては、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフタイミングが示される。１スイッチング周期は、スイッチング素子Ｑ1がオンとなるべき期間ＴONと、オフとなるべき期間ＴOFFとに分けられ、スイッチング電圧Ｖ1は、期間ＴONにおいては０レベルで、期間ＴOFFにおいて共振パルスが得られる波形となる。このスイッチング電圧Ｖ1の共振パルスは、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることにより、正弦波状の共振波形として得られる。
なお、この場合、図５（ａ）に示す交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、スイッチング電圧Ｖ１のピークレベル（Ｖ１−ｐ）は６６０Ｖｐとなっている。一方、図５（ｂ）に示す交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではＶ１−ｐ＝７８０Ｖｐとなる。

スイッチング電流ＩQ1は、期間ＴOFFにおいては０レベルであり、この期間ＴOFFが終了して期間ＴONが開始されてターンオンタイミングに至ると、先ず、ボディダイオードＤDを流れることで負極性の波形となり、続いてドレインからソースに流れることで正極性に反転する波形となる。このようなスイッチング電流ＩQ1の波形は、適正にＺＶＳが行われていることを示している。
なお、図５（ａ）における交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、スイッチング電流ＩO1のピークレベルは３．８Ａｐとなり、図５（ｂ）に示す交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではＩQ1＝４．０Ａｐとなる。

一次巻線電流Ｉ1は、一次巻線Ｎ1に流れる電流であり、スイッチング電流ＩQ1に流れる電流成分と一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなる。一次巻線電流Ｉ1における期間ＴOFFの波形は、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流波形に対応している。

二次巻線Ｎ2に交番電圧が誘起されることで、二次巻線電圧Ｖ2が正極性で一定以上のレベルとなる半周期の期間ごとに、整流ダイオードＤo1が導通して、この導通期間内に整流電流ＩD1を流す。これに対応して、二次巻線電圧Ｖ2としては、二次巻線Ｎ2の誘起電圧レベルが整流ダイオードＤo1に対して二次側直流出力電圧Ｅo以上のレベルの電圧となって整流ダイオードＤo1を導通させている期間に対応しては、二次側直流出力電圧Ｅoによりクランプされ、整流ダイオードＤo1が非導通となる期間は、二次側直流出力電圧Ｅo以下のレベルのエンベロープによる正弦波状となる。二次巻線電流Ｉ2は、整流電流ＩD1と、二次側並列共振コンデンサＣ2に流れる電流とが合成された波形として得られる。
図示するように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時での二次側整流電流ＩD１のピークレベルは３．８Ａｐ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時での二次側整流電流ＩD１のピークレベルは４．２Ａｐとなっている。

図６は、図１に示した電源回路についての実験結果として、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、スイッチング周波数ｆｓ、期間ＴONと期間ＴOFFの時間長、及びスイッチング電圧Ｖ１のピークレベルＶ１−ｐの変化特性を示している。
なお、後述もするように図１にて説明した本実施の形態の電源回路の構成によれば、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との双方の入力に対応して動作可能なワイドレンジ対応の構成が実現される。これに応じ図６では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の各特性を実線により示し、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時での各特性を破線によりそれぞれ示している。

図６において、先ずAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、およそ重負荷の傾向となるのに従っては増加し、また交流入力電圧ＶACが高くなるのに応じては減少する傾向となっている。具体的に、この場合のAC→DC電力変換効率は、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、図示するように重負荷の傾向となるのに従っては増加する特性となる。但し、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ付近までの負荷電力Ｐｏの上昇に伴ってηAC→DCは同様に増加する傾向となるが、それ以上の負荷電力Ｐｏの上昇に応じては微少に減少傾向となる特性が得られている。換言すれば、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗから負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ付近までの負荷電力の低下に対し、AC→DC電力変換効率が増加する傾向となっているものである。

また、スイッチング周波数ｆｓは、軽負荷の傾向となるのに応じて高くなっていく傾向で変化している。また、交流入力電圧ＶACの１００Ｖ時と２３０Ｖ時との比較では、ＶAC＝２３０Ｖ時の方がその値が高くなっていることがわかる。
これらのことは、この場合の定電圧制御動作が、軽負荷傾向及び交流入力電圧の上昇傾向に応じて二次側直流出力電圧Ｅoが上昇するのに応じてスイッチング周波数ｆｓを高くする制御であることを示している。

また、図６において、期間ＴONの時間長は、軽負荷傾向となるに従って減少する。そしてこの場合、期間ＴOFFは、このような軽負荷傾向となるのに対しては若干ではあるが同様に減少傾向になる特性となる。
また、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時とＶAC＝２３０Ｖ時とを比較して、期間ＴONは交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の方が時間長が短く、また逆に期間ＴOFFは交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの方が時間長がわずかながら長くなる。
このことによると、図１の回路では、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化にあたり、期間ＴOFFの時間長は負荷変動・交流入力電圧変動に対して若干変化するものとなるが、この場合も基本的には、主として期間ＴONの時間長が可変されるスイッチング周波数制御の動作となっていることが理解できる。

また、図６において、スイッチング電圧Ｖ１のピークレベルＶ１−ｐは、交流入力電圧ＶACが１００Ｖ時と２３０Ｖ時とで共に、重負荷の傾向となるに従って上昇する傾向となる。また、同じ負荷電力の条件においては、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の方がその値が高くなっていることがわかる。

ここで、図６に示す各特性において、先ずスイッチング周波数fｓの具体値としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲に対応して、ｆｓ＝100kHz〜135kHzで、Δfs＝35.0kHzとなり、このスイッチング周波数の変化に対応する期間ＴON／ＴOFFは、ＴON＝6.6μs〜4.7μs、ＴOFF＝3.4μs〜2.9μsとなる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲に対応して、ｆｓ＝138kHz〜159kHzで、Δfs＝21kHzとなり、このスイッチング周波数の変化に対応する期間ＴON／ＴOFFは、ＴON＝3.8μs〜3.3μs、ＴOFF＝3.5μs〜3.0μsとなる。

また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝９１．９％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではηAC→DC＝９０．８％との測定結果が得られた。
また、この場合、特に交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時での特性としては、上述のように最大負荷電力時から負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ付近までの負荷電力の低下に伴って増加する傾向とされたことで、ηAC→DC＝９０％以上となる範囲が負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜３０Ｗ付近までとなる結果が得られた。

また、スイッチング電圧Ｖ１のピークレベルＶ１−ｐについては、先の図５においても述べたように、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗの条件下、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではＶ１−ｐ＝６６０Ｖｐ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではＶ１−ｐ＝７８０Ｖｐであった。

ここで、上記のような図１の電源回路の特性において、先ず、スイッチング周波数ｆｓについての特性を、先の図１３に示した従来の電源回路と比較してみる。
図１３の電源回路では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの入力で、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの変動に対して、ｆｓ＝117.6kHz〜208.3kHzで、Δｆｓ＝96.7kHzとされていた。
これに対して、図１の電源回路では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの入力で、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの変動に対して、ｆｓ＝100kHz〜135kHzで、Δfs＝35.0kHzとなっており、図１３の電源回路の特性と比較して大幅に必要制御範囲が短縮されていることが分かる。さらに図１の電源回路では、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの入力で、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの変動に対して、ｆｓ＝138kHz〜159kHzで、Δfs＝21kHzとなっており、この条件においても、必要制御範囲は、図１３の電源回路の特性と比較して大幅な短縮が図られている。

このような図１の電源回路のスイッチング周波数ｆｓの特性は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの対応負荷電力の条件で、ＡＣ１００Ｖ系〜ＡＣ２００Ｖ系の範囲（例えばＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖ）の商用交流電源入力に対応して安定化が可能な、いわゆるワイドレンジ対応が実現化されていることを示している。以下、この点について説明する。

先ず、図１に示す電源回路は、二次側並列共振回路を備える電圧共振形コンバータとしての基本構成を採っている。つまり、図１に示す電源回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの電磁誘導を介して一次側と二次側にそれぞれ並列共振共振回路を備えている、といえる。このような構成を、一次側並列共振回路と二次側共振回路との関係によりみれば、スイッチング周波数ｆｓに対応する周波数信号が入力される、電磁結合による結合形共振回路を形成しているものとして等価的にみることができる。
このようにして電磁結合形共振回路を含むとされる、図１の電源回路の二次側直流出力電圧Ｅoについての定電圧制御特性は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度（結合係数ｋ）に応じて異なるものとなる。この点について図７を参照して説明する。

図７は、上記した電磁結合形共振回路についての、入力（スイッチング周波数信号）に対する出力特性を示している。つまり、二次側直流出力電圧Ｅoについての制御特性をスイッチング周波数ｆｓとの関係により示している。この図では、スイッチング周波数を横軸にとり、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを縦軸にとっている。
図１にて説明したように、本実施の形態としては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１は、二次側並列共振回路の共振周波数ｆｏ２の約１．５倍程度となるように設定されているので、共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２とでは、共振周波数ｆｏ１のほうが高い周波数となる。
図７において、スイッチング周波数ｆｓを示す横軸に対しては、共振周波数ｆｏ１，ｆｏ２を対応させて示しているが、この場合は上記の共振周波数ｆｏ１，ｆｏ２の関係に対応させて、共振周波数ｆｏ１のほうが共振周波数ｆｏ２よりも高くなるものとして示している。

ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度について、総合結合係数ｋｔ＝１となる密結合とされる状態を設定したとする。すると、この場合の一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1、及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2は、それぞれ、０であることになる。

このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とが密結合とされる状態での定電圧制御特性としては、図７の特性曲線１として示すように、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側並列共振回路の共振周波数ｆｏ２とは異なる周波数ｆ１、ｆ２において二次側直流出力電圧Ｅoがピークとなる、いわゆる双峰特性となる。
ここで、周波数ｆ１は、

で表され、
周波数ｆ２は、

で表される。
また、上記（数１）（数２）における項の１つであるｆｏは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、二次側並列共振回路の共振周波数ｆｏ２との中間に存在する中間共振周波数であり、１次側のインピーダンスと２次側のインピーダンスと、一次側と二次側とで共通となるインピーダンス（相互結合インダクタンスＭ）により決定される周波数である。
なお、相互結合インダクタンスＭについては、

により表される。

また、上記した総合結合係数ｋｔについて、ｋｔ＝１の状態から徐々に小さくしていったとする、つまり、密結合の状態から徐々に疎結合の度合いを高くしていったとすると、図７に示される特性曲線１は、双峰の傾向が徐々に希薄となって、中間共振周波数ｆｏ近傍で平坦化していくような変化を示す。そして、ある結合係数ｋｔにまで低下した段階で、いわゆる臨界結合の状態となる。この臨界結合の状態では、特性曲線２として示すようにして、双峰特性としての傾向ではなくなっており、中間共振周波数ｆｏを中心として曲線形状が平坦となる特性となる。

そして、さらに、上記臨界結合の状態から結合係数ｋｔを小さくしていって、疎結合の状態を強めていったとすると、図７の特性曲線３として示すように、中間周波数ｆｏにおいてのみピークとなる単峰特性が得られる。また、この特性曲線３と、特性曲線１，２とを比較してみると、特性曲線３は、ピークレベルそのものは特性曲線１，２より低下するものの、その二次関数的な曲線形状として、より急峻な傾斜を有していることが分かる。
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、結合係数ｋｔ≒０．６以下とされる疎結合の状態が設定されている。この結合係数ｋｔの設定では、上記特性曲線３として示される単峰特性による動作となる。

上記図７に示す単峰特性と、先に図１７に示した従来の電源回路（図１３）の定電圧制御特性とを実際に比較してみると、図１７に示した特性は図７の特性に対して、二次関数的には相当に緩やかな傾斜となる。

上記のようにして図１７に示す特性が曲線的に緩やかであることから、二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためのスイッチング周波数の必要制御範囲は、例えば交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの入力による単レンジ対応の条件下であっても、fs＝117.6kHz〜208.3kHzで、Δｆｓ＝96.7kHzとなる。このため、スイッチング周波数制御による定電圧制御のみによって、ワイドレンジ対応とすることが非常に困難であることは、先に説明したとおりである。

これに対して、本実施の形態の定電圧制御特性としては、上記図７の特性曲線３により示される単峰特性であることで、定電圧制御動作としては、例えば図８に示すものとなる。
図８においては、図１に示す本実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ａ，Ｂと、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ｃ，Ｄとの、４つの特性曲線が示されている。

この図８から分かるように、先ず、ＡＣ１００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ１で示されることになる。つまり、特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｂにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
また、ＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ２で示される。つまり、特性曲線Ｃにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｄにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。

前述したように、本実施の形態における二次側直流出力電圧Ｅoの制御特性である単峰特性は、先に図１７に示した制御特性と比較して、二次関数曲線的に相当に急峻である。
このために、上記した交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２３０Ｖ時の各必要制御範囲となるΔｆｓ１、Δｆｓ２は、図１７に示されるΔｆｓと比較して相当に縮小されたものとなる。
また、これにより、Δｆｓ１における最低スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）から、Δｆｓ2における最高スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）までの周波数可変範囲（ΔｆｓA）としても、相応に狭いものとなる。
確認のために、図１の電源回路において測定されたΔfs1、Δfs2、ΔfsAの実際は、それぞれ、
Δfs1＝35kHz（＝135kHz−100kHz）
Δfs2＝21kHz（＝159kHz−138kHz）
ΔfsA≒59 kHz（＝159kHz−100kHz）
となる。

そして、上記周波数可変範囲ΔｆｓAとしては、現状におけるスイッチング駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）が対応するスイッチング周波数の可変範囲内に充分に収まるものとなっている。つまり、図１に示す電源回路では、スイッチング周波数について、現実に、周波数可変範囲ΔｆｓAで可変制御することが可能とされている。
このようにして、図１に示す本実施の形態の電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して、適正にメイン直流電源である二次側直流出力電圧Ｅoを安定化可能とされている。つまり、スイッチング周波数制御のみによって、ワイドレンジ対応を可能としている。

ちなみに、電磁結合による結合形共振回路は、例えば中間周波トランス増幅器などのようにして、通信技術において、トランジスタによる増幅回路の増幅帯域幅を拡大するための手法として既に知られてはいる。しかしながら、このような分野では、密結合での双峰特性、或いは臨界結合での平担特性を用いているものであり、疎結合での単峰特性は用いられてはいない。本実施の形態では、このような電磁結合による結合形共振回路の技術において、通信技術の分野では採用されていなかった疎結合での単峰特性を、共振形スイッチングコンバータの分野において積極的に用いている、ということがいえる。これにより、上記のようにして、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化するために必要なスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小し、スイッチング周波数制御での定電圧制御のみによるワイドレンジ対応を可能としているものである。

一般的に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との間の疎結合の度合いを高くしていくのに応じては、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける電力損失（渦電流損）が増加する傾向となり、電力変換効率もその分低下していくことになる。しかしながら、本実施の形態としては、後述するようにして、実用上充分な電力変換効率の特性を得ている。これは、二次側に対しても共振回路（二次側並列共振回路）を形成していることによる。
すなわち、二次側並列共振回路を備えることで、その共振動作により得られるエネルギーの増加分を含めて二次側直流出力電圧Ｅｏとしての電力を供給可能となるものであり、疎結合とされたことによる電力変換効率の低下を補償しているものである。

また、上記のようにして、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の各商用交流電源入力の条件の下で、定電圧制御のためのスイッチング周波数fsの必要制御範囲（Δfs）が縮小されることによっては、定電圧制御の応答性、制御感度も大幅に改善されることになる。
電子機器においては、負荷電力Ｐｏについて、いわゆるスイッチング負荷といわれる、最大と無負荷とで比較的高速にスイッチングする（切り替わる）ようにして変動させるような動作を行うものがある。このようなスイッチング負荷としての動作を行う機器として、例えば、パーソナルコンピュータの周辺機器であるプリンタを挙げることができる。
このようなスイッチング負荷としての動作が行われる機器に対して、例えば図１３に示したような必要制御範囲Δｆｓが比較的広範な電源回路を搭載した場合には、前述もしたように、急峻な負荷電力の変化に追随して相応に多くの変化量によるスイッチング周波数ｆｓの可変制御を行うことになる。このために、高速な定電圧制御の応答性を得ることが困難とされていた。
これに対して、本実施の形態では、特に単レンジごとの領域で必要制御範囲Δｆｓが大幅に縮小されていることから、負荷電力Ｐｏの最大と無負荷とでの急峻な変動に対して、高速に応答して二次側直流電圧Ｅoを安定化することが可能である。つまり、スイッチング負荷に対する定電圧制御の応答性能としては大幅に向上している。

ところで、本実施の形態においては、上記のようにして総合結合係数ｋｔについて、従来よりもさらに低い値に設定するものとしているが、このことによっては、スイッチング電圧Ｖ１のピークレベルの上昇が抑えられるという実験結果が得られた。この点について以下説明する。
先ず、スイッチング電圧Ｖ１のピークレベルＶ１−ｐは、
Ｖ１−ｐ＝Ｅｉ｛（１＋π／２）×（ＴON／ＴOFF）｝
により表される。
この式より、ピークレベルＶ１−ｐは、整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉの上昇（すなわちこの場合は交流入力電圧ＶACの上昇）に応じて上昇することが理解できる。また、これと共に「ＴON／ＴOFF」の値の上昇、すなわち１スイッチング周期内の期間ＴONの占める割合の増加に伴っても上昇することが理解できる。

先の図６の特性図より、「ＴON／ＴOFF」の値は、重負荷の条件となるに従って高くなり、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時で最大となることがわかる。また、上記もしているようにピークレベルＶ１−ｐの値は交流入力電圧ＶACの上昇に伴って上昇するので、これらのことよりピークレベルＶ１−ｐの値は、交流入力電圧ＶAC及び負荷電力Ｐｏが最大となるときに最大値となることが理解できる。

ここで、上記のようにしてピークレベルＶ１−ｐが負荷電力に応じて上昇する特性に着目すれば、図６に示した負荷変動に対する期間ＴONと期間ＴOFFの特性として、期間ＴOFFに対する期間ＴONの時間長がより少なくなれば、上記した「ＴON／ＴOFF」の値が小さくなるようにされ、この結果ピークレベルＶ１−ｐの上昇を抑制することができる。
特に、ピークレベルＶ１−ｐは最大交流入力電圧時に最大値となるので、ピークレベルＶ１−ｐの最大値側の抑制を図るにあたっては、図６中に破線により示すような最大交流入力電圧側での期間ＴONと期間ＴOFFの特性として、期間ＴONの割合がより小さくなる特性が得られればよい。

実験の結果、図１の構成において絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋｔの値を従来よりも低下させていくと、このような負荷変動に対する期間ＴONと期間ＴOFFの特性として、特に最大交流入力電圧側（この場合はワイドレンジ対応の構成であるのでＡＣ２００Ｖ系の入力時）で得られる特性において、期間ＴOFFと期間ＴONとの時比率の変化が大きくなり、その結果１スイッチング周期内の期間ＴONの占める割合が小さくなっていくという結果が得られた。すなわち、このように総合結合係数ｋｔの値をより低く設定していくことで、特に最大交流入力電圧側で上記のような「ＴON／ＴOFF」の値をより小さくできるという結果が得られたものである。
このようにして、特に最大交流入力電圧側で「ＴON／ＴOFF」の値がより小さくなる特性が得られることで、最大交流入力電圧の入力時での「ＴON／ＴOFF」の値としてもより小さくなるようにされる。そして、このように最大交流入力電圧の入力時での「ＴON／ＴOFF」の値がより小さくなることで、スイッチング電圧Ｖ１のピークレベルＶ１−ｐの最大値としてもこれに伴って低下することになる。

このようにして結合係数ｋｔの値を低下させたことに伴って、ピークレベルＶ１−ｐの最大値の抑制が図られることになる。
スイッチング電圧Ｖ１のピークレベルＶ１−ｐの最大値の抑制が図られれば、その分スイッチング素子Ｑ１に印加される電圧レベルも低減されるので、これによってスイッチング素子Ｑ１としてはより低耐圧な部品を選定することができる。
より低耐圧な部品が選定できれば、素子サイズとしても小型となり、よって回路面積の削減を図ることができる。さらに、部品コストとしてもより低コストとなるのでこれに伴う回路製造コストの削減も図られる。

ここで、本実施の形態としては、総合結合係数ｋｔとしてｋｔ＝0.57を設定しているが、このような総合結合係数ｋｔの設定によって、この場合はスイッチング電圧Ｖ１のピークレベルＶ１−ｐの最大値（最大交流入力電圧及び最大負荷電力時：この場合はＶAC＝２６４Ｖ・Ｐｏ＝２００Ｗ時）を８５０Ｖｐにまで抑制することができる。
このようなピークレベルＶ１−ｐの最大値とされたことで、この場合のスイッチング素子Ｑ１としては９００Ｖの耐圧品を使用することができる。

ところで、図１に示した電源回路における電力変換効率（ηAC→DC）の特性に関しては、図６の説明において、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時に負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜３０Ｗ付近までの広範囲でηAC→DC＝９０％以上となると述べた。この特性と、図１６に示した同じ交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時での図１３の回路の場合での特性を比較すると、図１３の回路の場合では、ηAC→DC＝９０％以上となる範囲は負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜７５Ｗまでとされていた。
すなわち、これによれば、図１の電源回路ではηAC→DC＝９０％以上となる範囲が従来よりも拡大されたものとなっている。そして、このことは、その分従来よりも良好な電力変換効率特性が得られていることを意味している。

このようにして良好な電力変換効率が得られていることの理由としては、上記しているように、二次側共振回路を備えることで電力変換効率の低下を補償したことも要因の１つであるが、本実施の形態においては、一次側並列共振回路と二次側並列共振回路の各共振周波数fo1，fo2の設定が大きな要因となっている。上記したような本実施の形態の負荷条件に対する電力変換効率特性は、最終的には、共振周波数fo1，fo2の調整により得られたものである。つまり、共振周波数fo1，fo2について各種設定を行って実験を行い、前述した、fo1＝166.0kHz、fo2＝110.5kHzを設定したことで、最終的に得られた特性である。この共振周波数fo1、fo2について、従来との比較を行ってみると、図１３に示す電源回路では、fo1＝175.0kHz、fo2＝164.0kHzであり、その大小関係はfo1＞fo2で同様であるが、各周波数の値と、これに伴う周波数差が異なったものとなっている。共振周波数fo1，fo2の各周波数値としては、従来と比較して低減されており、その周波数差としても大きく拡大されている。

上記のようにして共振周波数fo1，fo2を設定したことで電力変換効率が向上したことの理由の１つとしては、次のことを挙げることができる。図５（ａ）と図１５（ａ）の同じ交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時でのスイッチング電流ＩQ1を比較して分かるように、本実施の形態に対応する図５（ａ）のスイッチング電流ＩQ1の波形は、スイッチング素子Ｑ1のオン期間ＴONが終了してオフ期間ＴOFFに遷移するターンオフ以前のタイミングで、３．８Ａｐのピークレベルが得られる波形となっている。そして、ターンオフタイミングに至るとこのピークレベルよりも低下したレベルとなっている。
このようなスイッチング電流ＩQ1の波形は、二次巻線電流Ｉ2の波形が影響している。つまり、二次側並列共振回路に流れる電流に応じた波形成分を持っている。二次巻線電流Ｉ2の波形は、共振周波数fo1に対する共振周波数fo2の設定によって決まる。
このことから、図１に示す電源回路のスイッチング電流ＩQ1の波形は、一次側並列共振回路と二次並列共振回路の各共振周波数fo1，fo2のしかるべき設定により得られているものである、ということになる。
図５（ａ）に示されるスイッチング電流ＩQ1の波形は、ターンオフ時におけるスイッチング電流ＩQ1のレベルが抑制されているということを意味する。ターンオフ時のスイッチング電流ＩQ1のレベルが抑制されれば、その分、ターンオフ時のスイッチング損失、導通損は低減されることになる。
また、本実施の形態の電源回路では、上記のようにしてスイッチング電流ＩQ1の波形がターンオフ時にピークレベルより低下することに対応して、図５（ａ）に示すように、二次側整流電流ＩD1についても同様にして、ターンオフ時のレベルが抑制された波形となる。なお、従来の電源回路では、図１５（ａ）に示されるようにして、ターンオフ時においてピークレベルが得られている。このようにして、整流ダイオードＤo1におけるスイッチング損失、導通損も低減されることとなる。
このようなスイッチング素子、整流素子のスイッチング損失、導通損の低減が、本実施の形態の電源回路について高電力変換効率特性が得られていることの主たる要因となっている。

なお、ここでは、図５に示した負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の波形図を例示して説明しているが、実際には、上記により説明したものと同様のピークレベル抑制効果が、特に負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ〜１００Ｗ付近でより顕著に現れていることで、この負荷範囲での効率向上が図られていると考えられる。そして、これによって上述のように図１３の回路との比較でηAC→DC＝９０％以上の範囲の拡大が図られているものである。

以上のようにして、本実施の形態のスイッチング電源回路では、一次側並列共振回路に対し二次側並列共振回路を組み合わせた電圧共振形コンバータとして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋｔについて疎結合とみなされる所定の値にまで低下させたことで、スイッチング周波数の可変制御のみによるワイドレンジ対応化を図ることができる。
また、上述したようにして一次側並列共振回路、二次側並列共振回路の各共振周波数fo1、fo2の設定によって、電力変換効率のさらなる向上が図られている。

また、本実施の形態では、上記のようにして総合結合係数ｋｔが疎結合とされる所定の値にまで低下されたことに伴って、特に最大交流入力電圧側でのオン期間ＴONの割合が低下してスイッチング電圧Ｖ１のピークレベルＶ１−ｐの上昇が抑えられ、これによってスイッチング素子Ｑ１の耐圧レベルの低下が図られる。このとき、総合結合係数ｋｔとして上述したｋｔ＝0.57までに低下させることで、ピークレベルＶ１−ｐの最大値が８５０Ｖｐ程度に抑制され、これによってスイッチング素子Ｑ１としては９００Ｖの耐圧品を選定することができる。

そして、このようなワイドレンジ対応化、高効率化、及びスイッチング電圧Ｖ１のピークレベルＶ１−ｐの抑制効果を実現するための基本構成としては、二次側並列共振回路を備える電圧共振形コンバータ（例えば従来の図１３の構成）に対し、少なくとも絶縁コンバータトランスＰＩＴを所要以下の総合結合係数ｋｔが得られる構造とすればよいものであり、従って、部品点数の増加などによるコストアップ、回路の大型化、重量増加などを伴うことなくこれを実現できるというメリットもある。

また、上記のような比較的低い結合係数の値に低下させるにあたって、本実施の形態では絶縁コンバータトランスＰＩＴを先の図２或いは図４に示す構造とすることで、ギャップＧの拡大を伴わずにこれを実現することができる。すなわち、これにより従来よりも低い結合係数の設定にあたっては、ギャップＧを拡大する必要はないものとでき、ギャップＧの拡大に伴う渦電流損失による効率低下を有効に防止できる。

続いて、以下の図９〜図１２では、本実施の形態の電源回路の変形例として、二次側整流回路のバリエーションについて説明する。
先ず、図９は、第1の変形例としての電源回路の構成を示している。
なお、この図９から以降の図１２までにおいては、絶縁コンバータトランスＰＩＴ、及び二次側整流回路のみが示されている。これら以外の他の部分については、図１と同様であるとして、改めての図示は省略している。また、この図９〜図１２において、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

この図９に示す電源回路においても、二次巻線Ｎ2に対して並列に二次側並列共振コンデンサＣ2を接続することで二次側並列共振回路を形成する。そのうえで、二次側整流回路として、ブリッジ全波整流回路が備えられる。このブリッジ全波整流回路は、４本の整流ダイオードＤo1，Ｄo2，Ｄo3，Ｄo4によりブリッジ整流回路を形成したうえで、このブリッジ整流回路と平滑コンデンサＣｏとを図示するようにして接続して形成される。
このようにして形成されるブリッジ全波整流回路では、二次巻線Ｎ2の誘起電圧の半周期ごとに、整流ダイオードＤo1，Ｄo4が導通して平滑コンデンサＣｏに充電する動作と、整流ダイオードＤo2，Ｄo3が導通して平滑コンデンサＣｏに充電する動作とが交互に得られる。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧としては、二次巻線Ｎ2の誘起電圧レベルの等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅoが得られる。

この第１の変形例としての電源回路としても、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては図１の場合と同様の構成によって総合結合係数ｋｔとしてｋｔ≒0.6が設定される。また、一次側並列共振周波数fo1、二次側並列共振周波数fo2について、この場合としても所定の負荷条件で一定以上のAC→DC電力変換効率値が得られるように、fo1≒1.5×fo2の関係が得られるようにして各共振周波数の設定を行っている。
これによってこの第１の変形例としての電源回路としても、スイッチング周波数制御のみによるワイドレンジ対応化が実現され、またスイッチング負荷に対する定電圧制御動作の応答性の向上が図られる。また、AC→DC電力変換効率としても図１の場合と同様に向上が図られる。
さらには、図１の場合と同様に総合結合係数ｋｔが所定値にまで低下されたことでピークレベルＶ１−ｐの最大値も同様に抑制される。

図１０は、第２の変形例としての構成を示している。
第２の変形例は、二次側整流回路として両波整流回路を備えるようにしたものである。
両波整流回路を形成するためには、先ず、二次巻線Ｎ2についてセンタータップを施すことで、センタータップを境界にして二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに分割する。センタータップは二次側アースに接続する。
また、この場合において、二次側並列共振回路を形成するための二次側並列共振コンデンサＣ2は、二次巻線Ｎ2全体に対して並列に接続する。
そのうえで、二次側整流回路を形成する部品素子として、この場合には、２本の整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び１本の平滑コンデンサＣｏを備える。整流ダイオードＤo1のアノードを二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2A側の端部と接続し、整流ダイオードＤo2のアノードを二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2B側の端部と接続する。整流ダイオードＤo1，Ｄo2のカソードを共に平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続し、平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アースに接続する。

このようにして形成される二次側両波整流回路では、二次巻線Ｎ2に誘起される二次巻線電圧Ｖ2の一方の極性の半周期に対応しては、二次巻線部ＮA→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣｏの経路で整流電流ＩD1が流れて平滑コンデンサＣｏに充電を行う。また、二次巻線Ｖ2の他方の極性の半周期に対応しては、二次巻線部ＮB→整流ダイオードＤo2→平滑コンデンサＣｏの経路で整流電流ＩD2が流れて平滑コンデンサＣｏに充電を行う。このようにして、二次巻線電圧Ｖ2の正負の各半周期の期間に対応して平滑コンデンサＣｏに対して整流電流を充電する全波整流動作が行われる。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧としては、二次巻線Ｎ2の誘起電圧レベルの等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。

第２の変形例としての電源回路としても、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては図１の場合と同様の構成によって総合結合係数ｋｔとしてｋｔ≒0.6が設定され、一次側並列共振周波数fo1、二次側並列共振周波数fo2について、この場合としても一定以上のAC→DC電力変換効率が得られるようにfo1≒1.5×fo2の関係が設定される。
これにより第２の変形例としての電源回路としても、スイッチング周波数制御のみによるワイドレンジ対応化が実現され、またスイッチング負荷に対する定電圧制御動作の応答性の向上が図られ、さらにAC→DC電力変換効率としても図１の場合と同様に向上が図られる。
また、図１の場合と同様に総合結合係数ｋｔが所定値にまで低下されたことでピークレベルＶ１−ｐの最大値も同様に抑制される。

図１１は、第３の変形例としての電源回路の構成を示している。
第３の変形例は、二次側整流回路として倍電圧整流回路を備える。この倍電圧整流回路は、二次巻線Ｎ2//二次側並列共振回路Ｃ2の並列接続回路に対して、２本の整流ダイオードＤo1，Ｄo2と、２本の平滑コンデンサＣｏ1，Ｃｏ2を図示するようにして接続して形成される。
この場合には、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部に対して整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードを接続する。整流ダイオードＤo1のカソードは平滑コンデンサＣｏ1の正極端子に接続する。
平滑コンデンサＣｏ1，Ｃｏ2は、平滑コンデンサＣｏ1の負極端子と平滑コンデンサＣｏ2の正極端子を接続するようにして直列接続し、この平滑コンデンサＣｏ1，Ｃｏ2の接続点に対しては二次巻線Ｎ2の巻始め端部を接続する。
二次側アースに対しては、平滑コンデンサＣｏ2の負極端子及び整流ダイオードＤo2のアノードを接続する。

このようにして形成される二次側の倍電圧整流回路では、二次巻線電圧Ｖ2の一方の極性の半周期においては、［二次巻線Ｎ2→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣｏ1］の経路で整流電流が流れて、平滑コンデンサＣｏ1に対する充電を行う。また、二次巻線電圧Ｖ2の他方の極性の半周期においては、［二次巻線Ｎ2→整流ダイオードＤo2→平滑コンデンサＣｏ2］の経路で整流電流が流れて、平滑コンデンサＣｏ2に対する充電を行う。このようにして、二次巻線電圧Ｖ2が正負の半周期ごとに平滑コンデンサＣｏ1に対する充電と、平滑コンデンサＣｏ2に対する充電とが交互に実行され、平滑コンデンサＣｏ1，Ｃｏ2の各々には、二次巻線Ｎ2の誘起電圧レベルの等倍に対応する電位が得られる。これにより、平滑コンデンサＣｏ1−Ｃｏ2の直列接続回路の両端電圧として、二次巻線Ｎ2の誘起電圧レベルの等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅｏが得られることになる。

第３の変形例の電源回路としても、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては図１の場合と同様の構成によって総合結合係数ｋｔとしてｋｔ≒0.6が設定され、一次側並列共振周波数fo1、二次側並列共振周波数fo2について、この場合としても一定以上のAC→DC電力変換効率が得られるようにfo1≒1.5×fo2の関係が設定される。
これにより第３の変形例としての電源回路としても、スイッチング周波数制御のみによるワイドレンジ対応化が実現され、またスイッチング負荷に対する定電圧制御動作の応答性の向上が図られ、さらにAC→DC電力変換効率としても図１の場合と同様に向上が図られる。
また、図１の場合と同様に総合結合係数ｋｔが所定値にまで低下されたことでピークレベルＶ１−ｐの最大値も同様に抑制される。

図１２は、第４の変形例としての電源回路の構成を示している。
第４の変形例は、二次側の整流回路を４倍圧整流回路としたものである。
この場合としても、先ずは二次巻線Ｎ２に対しては並列に並列共振コンデンサＣ2を接続している。
そして、４倍圧整流回路としては、図示するようにして整流ダイオードＤo1〜Ｄo4による４つの整流ダイオードと、コンデンサＣc1、コンデンサＣc2、平滑コンデンサＣo1、Ｃo2とを備えて形成される。
この場合、二次巻線Ｎ２の一方の端部（巻き終わり端部）に対しては、図示するようにコンデンサＣc1→整流ダイオードＤo1（アノード→カソード）の直列接続を介し、平滑コンデンサＣo1の正極端子が接続される。そして、この平滑コンデンサＣo1の負極端子は、二次巻線Ｎ２の他方の端部（巻き終わり端部）に対して接続される。
また、これら平滑コンデンサＣo1の負極端子と二次巻線Ｎ２の他方端部の接続点に対しては、平滑コンデンサＣo2の正極端子が接続され、この平滑コンデンサＣo2の負極端子が二次側アースに接続されている。

さらに、二次巻線Ｎ２の上記した一方の端部と二次側アースとの間には、コンデンサＣc2→整流ダイオードＤo4（カソード→アノード）の直列接続回路を挿入している。
これらコンデンサＣc2と整流ダイオードＤo4との接続点に対しては、図示するようにして整流ダイオードＤo3のアノードが接続される。そして、この整流ダイオードＤo3のカソードは、上記した平滑コンデンサＣo1・Ｃo2の接続点と、二次巻線Ｎ２の上記した他方の端部との接続点に対して接続される。
さらに、この整流ダイオードＤo3のカソードと二次巻線Ｎ２の他方の端部の接続点に対しては、整流ダイオードＤo2のアノードが接続される。そして、整流ダイオードＤo2のカソードは、上記したコンデンサＣc1と整流ダイオードＤo1の接続点に対して接続されている。

上記構成による４倍圧整流回路において、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期では、整流電流は［二次巻線Ｎ２→整流ダイオードＤo2→コンデンサＣc1→二次巻線Ｎ２］の循環経路によって流れる。また、同様に上記交番電圧の他方の半周期においても、整流電流は循環経路によって［二次巻線Ｎ２→コンデンサＣc2→整流ダイオードＤo3→二次巻線Ｎ２］を流れる。
つまり、この場合、コンデンサＣc1、Ｃc2の両端には、それぞれ対応する半周期に、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの直流電圧が得られることになる。

そして、この場合、各半周期において、整流電流は上記循環経路から分岐してそれぞれ以下のような経路によっても流れる。
先ず、交番電圧の上記した一方の半周期では、整流電流は分岐して［平滑コンデンサＣo2→整流ダイオードＤo4→コンデンサＣc2→二次巻線Ｎ２］の経路によっても流れる。このとき、先の循環経路により、この期間には上記コンデンサＣc2が充電された状態にある。このため、上記のような整流電流経路によっては、上記平滑コンデンサＣo2に対し、二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧とこのコンデンサＣc2の両端電圧の重畳分による電圧レベルにより充電が行われることになる。
つまり、これによって平滑コンデンサＣo2には、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる直流電圧が生成されることになる。

また、上記交番電圧の他方の半周期では、整流電流は分岐して［コンデンサＣc1→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣo1→二次巻線Ｎ２］の経路によっても流れ、この場合は先の循環経路によってコンデンサＣc1に得られた両端電圧の重畳分を受けた二次巻線Ｎ２の交番電圧の電圧レベルにより、平滑コンデンサＣo１に対する充電が行われることになる。
すなわち、これによって平滑コンデンサＣo１としても、その両端電圧としては二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧レベルの２倍に対応したレベルが得られる。

このようにして、平滑コンデンサＣo１と平滑コンデンサＣo2の各両端には、それぞれ二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる直流電圧が生成される。そして、これによって平滑コンデンサＣo1と平滑コンデンサＣo2との直列接続の両端には、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの４倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅoが得られることになる。

この図１２に示した第４の変形例の電源回路としても、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては図１の場合と同様の構成によって総合結合係数ｋｔとしてｋｔ≒0.6が設定され、一次側並列共振周波数fo1、二次側並列共振周波数fo2について、この場合としても一定以上のAC→DC電力変換効率が得られるようにfo1≒1.5×fo2の関係が設定される。
これにより第４の変形例としての電源回路としても、スイッチング周波数制御のみによるワイドレンジ対応化が実現され、またスイッチング負荷に対する定電圧制御動作の応答性の向上が図られ、さらにAC→DC電力変換効率としても図１の場合と同様に向上が図られる。
また、図１の場合と同様に総合結合係数ｋｔが所定値にまで低下されたことでピークレベルＶ１−ｐの最大値も同様に抑制される。

なお、本発明としては、上記各実施の形態として示した構成に限定されるものではない。例えば、一次側電圧共振形コンバータの細部の回路形態や、二次側並列共振回路を含んで形成する二次側整流回路の構成などは他にも考えられるものである。
また、スイッチング素子については、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子を選定することも考えられる。また、上記各実施の形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。

本発明の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す図である。 図２に示す構造による絶縁コンバータトランスにおいて形成される磁路について説明するための図である。 実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの他の構造例とその磁路について示す図である。 実施の形態の電源回路の要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。 実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数、スイッチング素子のオン／オフ期間、スイッチング電圧のピークレベルの変動特性を示す図である。 実施の形態の電源回路についての定電圧制御特性を示す図である。 実施の形態の電源回路の定電圧制御動作として、交流入力電圧条件及び負荷変動に応じたスイッチング周波数制御範囲（必要制御範囲）を示す図である。 第１の変形例としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第２の変形例としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第３の変形例としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第４の変形例としての電源回路の構成例を示す回路図である。 従来例としての電源回路の構成例を示す回路図である。 図１３に示した電源回路が備える絶縁コンバータトランスの構造例を示す図である。 図１３に示した電源回路の要部の動作を示す波形図である。 図１３に示した電源回路についての、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数、スイッチング素子のオン／オフ期間の変動特性を示す図である。 従来の電源回路についての定電圧制御特性を概念的に示す図である。

符号の説明

１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｑ1 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、ＣＲ1,ＣＲ2,ＣＲ3,ＣＲ4 Ｅ型コア、ＦＳＣ1,ＦＳＣ2 フェライトシートコア、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｄo1,Ｄo2，Ｄo3，Ｄo4 整流ダイオード、Ｃｏ，Ｃｏ1，Ｃｏ2 （二次側）平滑コンデンサ、Ｎ2A，Ｎ2B 二次巻線部、Ｃc1,Ｃc2 コンデンサ

Claims (3)

1. 直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
   上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
   少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
   少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路と、
   上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列となる関係により二次側並列共振コンデンサを接続することで、上記二次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と、上記二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側並列共振回路と、
   上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧に基づき整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、
   上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段とを備え、
   上記絶縁コンバータトランスは、一次側と二次側との結合係数が、
   上記一次側並列共振回路と上記二次側並列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路について、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となり、且つ所定レベル以上の交流入力電圧入力時における上記スイッチング素子のオン期間の割合が所定以下となるようにして、疎結合とみなされる所定の値に設定され、
   さらに、少なくとも所定の負荷条件の下で一定以上の電力変換効率が得られるようにして、上記一次側並列共振回路の共振周波数と、上記二次側並列共振回路の共振周波数とが設定される、
   ことを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 上記絶縁コンバータトランスは、
   ＥＥ型コアの中央磁脚に対して上記一次巻線と上記二次巻線とが巻装された上で、上記中央磁脚に対してギャップが形成されると共に、上記ＥＥ型コアの外磁脚の所定位置において上記中央磁脚側に突出するようにしてフェライトシートコアが設けられている、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 上記絶縁コンバータトランスは、
   ＥＥ型コアの一方の外磁脚に上記一次巻線が巻装され、他方の外磁脚に上記二次巻線が巻装されており、上記ＥＥ型コアの中央磁脚に対してギャップが形成されている、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。

Images