JP2007166592A

JP2007166592A - 反復デコーダーのための高次変調方式に適する軟判定デマップ方法及びそれを利用したエラー訂正装置

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Publication number: JP2007166592A
Application number: JP2006290246A
Authority: JP
Inventors: In-Ki Lee; イ、イン‐キ; Dae-Ig Chang; チャン、デ‐イク; Deock-Gil Oh; オ、ドク‐ギル
Original assignee: Electronics and Telecommunications Research Institute ETRI
Current assignee: Electronics and Telecommunications Research Institute ETRI
Priority date: 2005-12-09
Filing date: 2006-10-25
Publication date: 2007-06-28
Also published as: EP1806894A3; EP1806894A2; US7761777B2; KR100706618B1; US20070133718A1

Abstract

【課題】ハードウェア演算量の負担を減らし、ＢＥＲ性能の劣化がない軟判定ビット分散方式において、複雑な指数演算及びログ演算を避け、簡単に実現可能な比較演算を利用し、軟判定ビットを得る。
【解決方法】２^Ｎ位相変調システムでの軟判定デマップ方法において、受信信号（ｒ）と星座座標（ｓ_ｉ）との間の距離値（Ｐ_ｉ）を定義し、Ｎビット受信信号シンボルの最上位ビット（最初のビット）を軟判定するにあたって、最初のビットが０である距離値（Ｐ_ｉ）の最大値と、最初のビットが１である距離値の最大値の差とを求め、前記シンボルの２番目のビットを軟判定するにあたって、２番目のビットが０である距離値（Ｐ_ｉ）の最大値、及び２番目のビットが１である距離値の最大値との差を求め、前記シンボルの所定の順番のビットを軟判定するにあって、当該所定の順番のビットが０である距離値（Ｐ_ｉ）の最大値と当該所定の順番のビットが１である距離値の最大値の差を求める。
【選択図】図６

Description

本発明は、反復デコーダーのための高次変調方式に適する軟判定（ＳｏｆｔＤｅｃｉｓｉｏｎ）デマップ（Ｄｅｍａｐｐｉｎｇ）方法及びそれを利用したエラー訂正装置に関し、デジタル無線通信システムにおいて、高次変調されて受信したシンボル値を高次変調の次数分のビットで軟判定し（軟判定ビット分散）、チャネル符号の入力として用いることによって、シャノンの限界（ＳｈａｎｎｏｎＬｉｍｉｔ）に近接する反復符号（ＬＤＰＣ，Ｔｕｒｂｏ，ＴＰＣ）の性能劣化を防止できる、軟判定デマップ方法及びそれを利用したエラー訂正装置に関する。

本発明において、「シャノンの限界」とは、通信チャネル上に信頼性を有し、転送されることができる最大情報伝送率に対する基本的な限界を意味する。

無線通信システムでのエラーを訂正するため、通常、チャネル符号技法を用いる。

特に、シャノンの限界に近接する「反復符号技法」は、様々にデジタル無線通信システムに適用されてきた。

しかしながら、「反復符号技法」で所望の性能を達成するためには、ＳＩＳＯ（ＳｏｆｔＩｎｐｕｔＳｏｆｔＯｕｔｐｕｔ）、すなわち、受信信号を硬判定（Ｈａｒｄｄｅｃｉｓｉｏｎ）でない軟判定（Ｓｏｆｔｄｅｃｉｓｉｏｎ）しなければならない。従って、高次変調方式のシステムでは、特に受信シンボルを各ビットで軟判定する技法が必須なものである。

参考に、デジタル変調では、搬送波の位相、振幅、周波数のうちのいずれか１つ、又はこれらの組み合わせを０及び１のデジタルデータに変化させることによって信号を伝送する。位相変化に符号を対応させて信号を伝送することを位相シフト変調（ＰＳＫ：ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）という。

伝送しようとする両値（０又は１）のデジタル信号を搬送波の２位相（すなわち、０位相とπ位相）に対応させて伝送する基本的な位相シフト変調方式を２進位相シフト（ＢＰＳＫ：ＢｉｎａｒｙＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）という。

ＢＰＳＫとは異なり、両値のデジタル信号０及び１の２ビットを集めて搬送波の４位相に対応させて伝送する方式を直交位相シフト変調（ＱＰＳＫ）という。すなわち、０位相に（０，０）、π／２位相に（０，１）、π位相に（１，０）、３π／２位相に（１，１）を対応させて伝送する。２進位相シフト変調（ＢＰＳＫ）を２位相シフト変調（２ＰＳＫ）、直交位相シフト変調（ＱＰＳＫ）を４位相シフト変調（４ＰＳＫ）ともいう。ＱＰＳＫ変調波は、同じ周波数帯域において、ＢＰＳＫ変調波に比べて２倍の情報を伝送することができ、衛星放送の音声信号伝送や衛星通信分野で広く用いられている。

一方、同じ周波数帯域においてＢＰＳＫに比べて３倍の情報を伝送できる８位相シフト変調（８ＰＳＫ）、４倍の情報を伝送できる１６位相シフト変調（１６ＰＳＫ）、５倍の情報を伝送できる３２位相シフト変調（３２ＰＳＫ）がある。

そして、搬送波の位相と振幅の両方に情報を搭載して伝送する方式をＡＰＳＫ（ＡｍｐｌｉｔｕｄｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）という。

では、図１を参照して通常のデジタル無線通信システムについて説明する。

符号化された情報ビットは、直列／並列コンバータ１１を介してｌｏｇ_２Ｍビットずつ並列的に高次変調マッパー１２に入力されてから、それぞれ一つのシンボルとして出力され、このシンボルは、チャネルを通過して受信端の復調器（同期モジュール）１３で同期を合せてから、デマッパー１４を経た後チャネル符号（反復符号であるＬＤＰＣ）としてＬＤＰＣ（ＬｏｗＤｅｎｓｉｔｙＰａｒｉｔｙＣｈｅｃｋ）デコーダー１６に入力される。

このとき、デマッパー１４では、受信したシンボルを再び分離しなければならないが、チャネル符号が反復符号の場合、軟判定値にならなければならない。

従来の無線通信システムでは、こうした軟判定技法として代数尤度比（ＬＬＲ：ＬｏｇＬｉｋｅｌｉｈｏｏｄＲａｔｉｏ）方式を用いてきたが、この方式を利用する場合、複雑な演算過程によってハードウェアの大きさや電力消耗量において問題がある。これを克服するため、低複雑度軟判定技法が提案されたが、ＬＬＲ方式と比較すると、ＢＥＲ（ＢｉｔＥｒｒｏｒＲａｔｅ）性能の側面において劣化の問題があった。これを具体的に説明する。

まず、デジタル変調方式のうち、図２を参照して８ＰＳＫの星座図を説明する。このとき、既存のＬＬＲを利用した軟判定技法は、下記の［数式１］の通りである。

前記［数式１］において、「ｓ_ｉ」は、星座の座標であり、「ｒ」は、受信信号を意味し、「σ^２」は、付加的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ：ＡｄｄｉｔｉｖｅＷｈｉｔｅＧａｕｓｓｉａｎＮｏｉｓｅ）チャネル環境での分散を意味し、「ｂ０，ｂ１，ｂ２」は、図２の８ＰＳＫ星座でシンボルマップの際の各ビットであり、「ＬＬＲ［ｂ０］，ＬＬＲ［ｂ１］，ＬＬＲ［ｂ２］」は、ｂ０，ｂ１，ｂ２の各ビットの確率値で、軟判定技法の出力である。

前記［数式１］で確認できるように、最終出力ＬＬＲを計算するためには、数式に指数関数、ログ関数演算過程を含むことになり、この演算は、ハードウェアの演算量を大きく増加させる要因となる。これを克服するための方案として、ユークリッド距離を利用する方式（下記の［数式２］参照）と、位相の区間を利用する方式（下記の［数式３］を参照）を利用した。

まず、ユークリッド距離を利用する方式を数式で表すと、下記の［数式２］の通りである。

一方、位相の区間を利用する方式は、図３と同じ星座に変形した後、下記の［数式３］の方式を利用して軟判定する。

しかしながら、上の２つの方式（ユークリッド距離を利用する方式（Ｅｕｃｌｉｄｉａｎ）、位相の区間を利用する方式（ＰｈａｓｅＳｅｃｔｏｒ））は、図８のＢＥＲ（ＢｉｔＥｒｒｏｒＲａｔｅ）性能曲線で分かるように、本発明のＬＬＲ方式に比べて性能の劣化の発生という問題点があった。また、前述のように、複雑な演算過程によってハードウェアの大きさ、電力消耗量において問題点があった。

本発明は、上記の問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、ハードウェア演算量の負担を減らし、ＢＥＲ性能の劣化がない軟判定ビット分散方式によって、複雑な指数演算及びログ演算を避け、簡単に実現可能な比較演算を利用し、軟判定ビットを得ることができる、シャノンの限界に近づく性能を要求するデジタル無線通信システムに適合した軟判定デマップ方法、及びそれを利用したエラー訂正装置を提供することにある。

上記の目的を達成するための本発明は、２^Ｎ（ここでＮは正の定数）位相変調システムでの軟判定デマップ方法において、受信信号（ｒ）と星座座標（ｓ_ｉ）との間の距離値（Ｐ_ｉ）を定義するステップと、Ｎビット受信信号シンボルの最上位ビット（最初のビット）を軟判定するにあたって、最初のビットが０である距離値（Ｐ_ｉ）の最大値と最初のビットが１である距離値の最大値の差とを求めるステップと、前記Ｎビット受信信号シンボルの２番目のビットを軟判定するにあたって、２番目のビットが０である距離値（Ｐ_ｉ）の最大値と、２番目のビットが１である距離値の最大値との差を求めるステップと、前記Ｎビット受信信号シンボルの所定の順番のビットを軟判定するにあたって、当該所定の順番のビットが０である距離値（Ｐ_ｉ）の最大値と、当該所定の順番のビットが１である距離値の最大値との差を求めるステップとを含むことを特徴とする。

一方、本発明は、前記軟判定デマップ方法によって、受信シンボルが各ビットで軟判定される値を受信してエラーを訂正する装置において、チャネル符号が反復符号である場合、軟判定デマッパーから高次変調次数の分のビットを軟判定で分離した値を受信し、適応復調信号及び変調方式情報によりエラーを訂正してシャノンの限界（ＳｈａｎｎｏｎＬｉｍｉｔ）に近づいた性能を有することを特徴とする。

本発明は、デジタル無線通信システムの反復デコーダーの入力によってハードウェアの大きさを小さくし、電力消耗量を低減し、かつ、性能劣化のない軟判定を得ることができるので、次期衛星放送システムＤＶＢ−Ｓ２のシステムであるＬＤＰＣデコーダーと復調器との間のデマッパーとして効率的に適用できる効果がある。

本発明の軟判定デマップ方法（デマッパー）は、反復符号の入力によって受信信号をデマップするにあたり、様々な高次変調方式に適した低複雑度を有しながらも、受信した信号を軟判定するにあたって性能の劣化がない。

このため、本発明の軟判定デマップ方法（デマッパー）は、デジタル無線通信システムにおいて、高次変調方式の場合、受信するシンボルの値を利用してチャネル符号（反復符号）の入力によって高次変調の指数分のビットを軟判定によって分離するが、このとき、受信した信号から軟判定値を出力するにあたり、必要な指数関数及びログ関数の演算方式を排除し、簡単な比較演算を利用して性能の劣化なしに軟判定値を得る。

本発明によれば、高次変調方式を利用した反復符号（ＬＤＰＣ、Ｔｕｒｂｏ、ＴＰＣ等）に利用できる。すなわち、高次変調方式によってマップされた受信信号を効率的に軟判定値として出力することによって、デジタル衛星放送システムの反復符号（ＬＤＰＣ、Ｔｕｒｂｏ、ＴＰＣ等）と結合し、シャノンの限界に近づいた性能に到達することができる。

以下、本発明の最も好ましい実施形態を添付した図面を参照しながら説明する。

図６は、本発明に係る軟判定デマップ方法（軟判定デマッパー）を適用したチャネル適応型モデム受信器（エラー訂正装置）の実施形態を示す構成図である。

次期デジタル衛星放送システム（ＤＶＢ−Ｓ２）において、チャネル符号として用いられるＬＤＰＣ符号は、代表的な反復符号のうちの１つであり、従って、ＳＩＳＯ（ＳｏｆｔＩｎｐｕｔＳｏｆｔＯｕｔｐｕｔ）を基にしている。このために、ＬＤＰＣデコーダー１６は、入力として受信信号の軟判定値を要求し、この軟判定方式によってＬＤＰＣデコーダー１６の性能が変化する。従って、ＬＤＰＣデコーダー１６の入力端には、受信信号を効率的に軟判定できるデマッパー（軟判定デマッパー）１４が必要である。従って、ＬＤＰＣデコーダー１６は、軟判定デマップ１４の軟判定値を受信して、適応復調信号及び変調方式情報によりエラーを訂正することができる。

本発明の軟判定デマッパー（軟判定デマップ方法）１４では、実現が簡単な比較演算を利用して良好な性能を見せ、かつ、別途の複雑な指数演算及びログ演算を必要としない。

前記従来技術に係るＬＬＲ方式は、前記［数式１］のように受信信号（ｒ）と星座の座標（ｓ_ｉ）との間の数学的演算によってＰ_ｉを導くにあたって指数演算を含み、これを再びログ演算を利用して最終的にＬＬＲ値を導く。

しかし、本発明の軟判定デマッパー（軟判定デマップ方法）１４では、下記の［数式４］の性質を利用して前記［数式１］を下記の［数式５］のように導くことができる。

前記［数式５］で、「ｒ」は、受信シンボルであり、「ｓ_ｉ」は、それぞれの星座（星座の座標）であり、「σ^２」は、ＡＷＧＮ（ＡｄｄｉｔｉｖｅＷｈｉｔｅＧａｕｓｓｉａｎＮｏｉｓｅ）チャネル環境での分散を意味している。

結局、Ｐｉは、受信信号（ｒ）と星座座標（ｓ_ｉ）との間の距離値を意味し、８ＰＳＫの場合、Ｐ_０は「０００」、Ｐ_１は「００１」、Ｐ_２は「０１０」、Ｐ_３は「０１１」、Ｐ_４は「１００」、Ｐ_５は「１０１」、Ｐ_６は「１１０」、Ｐ_７は「１１１」を意味する。

そして、「ｂ０、ｂ１、ｂ２」は、図２の８ＰＳＫ星座においてシンボルマップの際の各ビットであり、「ＬＬＲ［ｂ０］、ＬＬＲ［ｂ１］、ＬＬＲ［ｂ２］」は、ｂ０、ｂ１、ｂ２の各ビットの確率値で、軟判定技法の出力である。

従って、８ＰＳＫの場合、ＬＬＲ［ｂ２」は最上位ビット（最初のビット）の軟判定値、ＬＬＲ［ｂ１」は２番目のビットの軟判定値、ＬＬＲ［ｂ０」は３番目のビットの軟判定値を意味している。

従って、３ビット受信信号のシンボルの最上位ビット（最初のビット）を軟判定するにあたっては（ＬＬＲ［ｂ２］）、最初のビットが０の距離値（Ｐｉ）の最大値（ｍａｘ（Ｐ_０，Ｐ_１，Ｐ_２，Ｐ_３））と、最初のビットが１である距離値の最大値（ｍａｘ（Ｐ_４，Ｐ_５，Ｐ_６，Ｐ_７））との差を求めるとよい。

また、３ビット受信信号のシンボルの２番目のビットを軟判定するにあたっては（ＬＬＲ［ｂ１］）、２番目のビットが０である距離値（Ｐ_ｉ）の最大値（ｍａｘ（Ｐ_０，Ｐ_１，Ｐ_４，Ｐ_５））と２番目のビットが１である距離値の最大値（ｍａｘ（Ｐ_２，Ｐ_３，Ｐ_６，Ｐ_７））との差を求めればよい。

また、３ビット受信信号のシンボルの３番目のビットを軟判定するにあったて（ＬＬＲ［ｂ０］）、３番目のビットが０の距離値（Ｐ_ｉ）の最大値（ｍａｘ（Ｐ_０，Ｐ_２，Ｐ_４，Ｐ_６））と３番目のビットが１である距離値の最大値（ｍａｘ（Ｐ_１，Ｐ_３，Ｐ_５，Ｐ_７））の差を求めればよい。

こうすることによって、［数式５］における指数演算とログ演算の過程が省略され、比較演算器のみで実現可能であり、実際のハードウェアの実現の際の複雑さを低減させることができる。従って、８ＰＳＫの場合、図７に示すように２入力／１出力を有する７つのコンパレータを介して軟判定値を出力することができる。

図８は、本発明に８ＰＳＫ変調方式を適用した場合、既存の方式（ユークリッド距離を利用する方式及び位相の区間を利用する方式）と本発明に係るＬＬＲとのＢＥＲ性能を比較したグラフである。このときに用いられた反復符号は、ＤＶＢ−Ｓ２標準案に提示されたＬＤＰＣであり、このときの符号化率は２／３である。

同図に示すように、本発明のＬＬＲ方式は、性能の劣化がなく、位相セクターを利用した方式やユークリッド距離を利用した方式に比べて約０．３ｄＢ程度の性能が優れていることが分かる。

一方、前記［数式４］の性質を利用して、図４の１６ＡＰＳＫの星座を下記の［数式６］のように導くことができる。

前記［数式６］で、「ｒ」は受信シンボルであり、「ｓ_ｉ」はそれぞれの星座（星座の座標）であり、「σ^２」はＡＷＧＮチャネル環境での分散を意味している。

結局、Ｐ_ｉは受信信号（ｒ）と星座座標（ｓ_ｉ）との間の距離値を意味し、８ＰＳＫの場合、Ｐ_０は「００００」、Ｐ_１は「０００１」、Ｐ_２は「００１０」、Ｐ_３は「００１１」、Ｐ_４は「０１００」、Ｐ_５は「０１０１」、Ｐ_６は「０１１０」、Ｐ_７は「０１１１」、Ｐ_８は「１０００」、Ｐ_９は「１００１」、Ｐ_１０は「１０１０」、Ｐ_１１は「１０１１」、Ｐ_１２は「１１００」、Ｐ_１３は「１１０１」、Ｐ_１４は「１１１０」、Ｐ_１５は「１１１１」を意味している。

そして、「ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３」は、図４の１６ＡＰＳＫ星座においてシンボルマップの際の各ビットであり、「ＬＬＲ［ｂ０］，ＬＬＲ［ｂ１］，ＬＬＲ［ｂ２］，ＬＬＲ［ｂ３］」はｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３の各ビットの確率値であり、軟判定技法の出力である。

従って、１６ＡＰＳＫの場合、ＬＬＲ［ｂ３」は最上位ビット（最初のビット）の軟判定値、ＬＬＲ［ｂ２」は２番目のビットの軟判定値、ＬＬＲ［ｂ１」は３番目のビットの軟判定値、ＬＬＲ［ｂ０」は４番目のビットの軟判定値を意味している。

従って、４ビット受信信号シンボルの最上位ビット（最初のビット）を軟判定するにあたっては（ＬＬＲ［ｂ３］）、最初のビットが０である距離値（Ｐ_ｉ）の最大値（ｍａｘ（Ｐ_０，Ｐ_１，Ｐ_２，Ｐ_３，Ｐ_４，Ｐ_５，Ｐ_６，Ｐ_７））と最初のビットが１である距離値の最大値（ｍａｘ（Ｐ_８，Ｐ_９，Ｐ_１０，Ｐ_１１，Ｐ_１２，Ｐ_１３，Ｐ_１４，Ｐ_１５））との差を求めればよい。

また、４ビット受信信号シンボルの２番目のビットを軟判定するにあたっては（ＬＬＲ［ｂ２］）、２番目のビットが０である距離値（Ｐ_ｉ）の最大値（ｍａｘ（Ｐ_０，Ｐ_１，Ｐ_２，Ｐ_３，Ｐ_８，Ｐ_９，Ｐ_１０，Ｐ_１１））とｍ２番目のビットが１である距離値の最大値（ｍａｘ（Ｐ_４，Ｐ_５，Ｐ_６，Ｐ_７，Ｐ_１２，Ｐ_１３，Ｐ_１４，Ｐ_１５））との差を求めればよい。

また、４ビット受信信号シンボルの３番目のビットを軟判定するにあたっては（ＬＬＲ［ｂ１］）、３番目のビットが０である距離値（Ｐ_ｉ）の最大値（ｍａｘ（Ｐ_０，Ｐ_１，Ｐ_４，Ｐ_５，Ｐ_８，Ｐ_９，Ｐ_１２，Ｐ_１３））と、３番目のビットが１である距離値の最大値（ｍａｘ（Ｐ_２，Ｐ_３，Ｐ_６，Ｐ_７，Ｐ_１０，Ｐ_１１，Ｐ_１４，Ｐ_１５））との差を求めればよい。

また、４ビット受信信号シンボルの４番目のビットを軟判定するにあたっては（ＬＬＲ［ｂ０］）、４番目のビットが０である距離値（Ｐ_ｉ）の最大値（ｍａｘ（Ｐ_０，Ｐ_２，Ｐ_４，Ｐ_６，Ｐ_８，Ｐ_１０，Ｐ_１２，Ｐ_１４））と、４番目のビットが１である距離値の最大値（ｍａｘ（Ｐ_１，Ｐ_３，Ｐ_５，Ｐ_７，Ｐ_９，Ｐ_１１，Ｐ_１３，Ｐ_１５））との差を求めればよい。

こうすることによって、［数式６］において、指数演算及びログ演算過程が省略され、比較演算器だけで実現可能であって、実際のハードウェアの実現の際の複雑性を低減させることができる。従って、１６ＡＰＳＫの場合、２入力／１出力を有する１５のコンパレータを介して軟判定値を出力することができる。

一方、前記［数式４］の性質を利用して図５の３２ＡＰＳＫの星座を下記の［数式７］のように導くことができる。

前記［数式７］において、「ｒ」は受信シンボルであり、「ｓ_ｉ」はそれぞれの星座（星座の座標）であり、「σ_２」はＡＷＧＮチャネル環境での分散を意味している。

結局、Ｐ_ｉは受信信号（ｒ）と星座座標（ｓ_ｉ）との間の距離値を意味し、８ＰＳＫの場合、Ｐ_０は「０００００」、Ｐ_１は「００００１」、Ｐ_２は「０００１０」、Ｐ_３は「０００１１」、Ｐ_４は「００１００」、Ｐ_５は「００１０１」、Ｐ_６は「００１１０」、Ｐ_７は「００１１１」、Ｐ_８は「０１０００」、Ｐ_９は「０１００１」、Ｐ_１０は「０１０１０」、Ｐ_１１は「０１０１１」、Ｐ_１２は「０１１００」、Ｐ_１３は「０１１０１」、Ｐ_１４は「０１１１０」、Ｐ_１５は「０１１１１」、Ｐ_１６は「１００００」、Ｐ_１７は「１０００１」、Ｐ_１８は「１００１０」、Ｐ_１９は「１００１１」，…，Ｐ_３０は「１１１１０」、Ｐ_３１は「１１１１１」を意味している。

そして、「ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４」は、図５の３２ＡＰＳＫ星座においてシンボルマップの際の各ビットであり、「ＬＬＲ［ｂ０］，ＬＬＲ［ｂ１］，ＬＬＲ［ｂ２］，ＬＬＲ［ｂ３］，ＬＬＲ［ｂ４］」はｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４の各ビットの確率値であり、軟判定技法の出力である。

従って、３２ＡＰＳＫの場合、ＬＬＲ［ｂ０」は、最上位ビット（最初のビット）の軟判定値、ＬＬＲ［ｂ１」は、２番目のビットの軟判定値、ＬＬＲ［ｂ２」は、３番目のビットの軟判定値、ＬＬＲ［ｂ３」は、４番目のビットの軟判定値、ＬＬＲ［ｂ４」は、５番目のビットの軟判定値を意味している。

従って、５ビット受信信号シンボルの最上位ビット（最初のビット）を軟判定するにあたって（ＬＬＲ［ｂ０］）、最初のビットが０である距離値（Ｐ_ｉ）の最大値（ｍａｘ（Ｐ_０，Ｐ_１，Ｐ_２，Ｐ_３，Ｐ_４，Ｐ_５，Ｐ_６，Ｐ_７，Ｐ_８，Ｐ_９，Ｐ_１０，Ｐ_１１，Ｐ_１２，Ｐ_１３，Ｐ_１４，Ｐ_１５））と、最初のビットが１である距離値の最大値（ｍａｘ（Ｐ_１６，Ｐ_１７，Ｐ_１８，Ｐ_１９，Ｐ_２０，Ｐ_２１，Ｐ_２２，Ｐ_２３，Ｐ_２４，Ｐ_２５，Ｐ_２６，Ｐ_２７，Ｐ_２８，Ｐ_２９，Ｐ_３０，Ｐ_３１））との差を求めればよい。

同じく、５ビット受信信号シンボルの２番目のビット、３番目のビット、４番目のビット、５番目のビットを軟判定（ＬＬＲ［ｂ１］、ＬＬＲ［ｂ２］、ＬＬＲ［ｂ３］、ＬＬＲ［ｂ４］）することができる。

こうすることによって、［数式７］において、指数演算及びログ演算の過程が省略され、比較演算器のみで実現可能であり、実際のハードウェアの実現の際の複雑さを低減させることができる。従って、３２ＡＰＳＫ場合、２入力／１出力を有する３１のコンパレータを介して軟判定値を出力することができる。

図９及び図１０は、本発明に１６ＡＰＳＫ，３２ＡＰＳＫの変調方式をそれぞれ適用した場合、既存の方式（ユークリッド距離を利用する方式）及び本発明に係るＬＬＲのＢＥＲ性能を比較したグラフである。このとき用いられた反復符号は、ＤＶＢ−Ｓ２標準案に提示されたＬＤＰＣであり、このときの符号化率は３／４である。

図９及び図１０から分かるように、本発明のＬＬＲ方式は、ユークリッド距離を利用した方式に比べて性能の劣化がなく、優れた性能を有する。

このように１６ＡＰＳＫ、３２ＡＰＳＫでの適用した場合も、８ＰＳＫの場合のようにＬＬＲ方式に比べて性能の劣化がなく、これは高次変調方式においても適用可能な方式であることがわかる。

上述したように、本発明の方法はプログラムによって実現され、コンピュータで読むことができる形態で記録媒体（ＣＤ−ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＲＯＭ、フロッピーディスク、ハードディスク、光磁器ディスク等）に保存が可能である。このような過程は、本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者が容易に実施できるため、これ以上詳しく説明しないことにする。

尚、本発明は、上記した実施形態に限定されるものではなく、本発明に係る技術的思想の範囲内から逸脱しない範囲内で様々な変更が可能であり、それらも本発明の技術的範囲に属する。

通常のデジタル無線通信システムを示す構成例示図である。デジタル変調方式の８ＰＳＫを示す星座図である。位相の区間を利用した方式における８ＰＳＫを示す星座図である。デジタル変調方式の１６ＡＰＳＫを示す星座図である。デジタル変調方式の３２ＡＰＳＫを示す星座図である。本発明に係る軟判定デマップ方法（軟判定デマッパー）が適用されるチャネル適応型モデム受信器（エラー訂正装置）の実施形態を示す構成図である。本発明に係る軟判定デマップ方法を示した実施形態を示す説明図である。本発明に係る８ＰＳＫ適用の際のＢＥＲ性能曲線を示す実施形態の説明図である。本発明に係る１６ＡＰＳＫの適用の際のＢＥＲ性能曲線を示す実施形態の説明図である。本発明に係る３２ＡＰＳＫの適用の際のＢＥＲ性能曲線を示す実施形態の説明図である。

符号の説明

１３復調器（同期モジュール）
１４軟判定デマッパー
１６反復符号（ＬＤＰＣ）デコーダー

Claims

２^Ｎ（ここでＮは正の定数）位相変調システムでの軟判定デマップ方法において、
受信信号（ｒ）と星座座標（ｓ_ｉ）との間の距離値（Ｐ_ｉ）を定義するステップと、
Ｎビット受信信号シンボルの最上位ビット（最初のビット）を軟判定するにあたって、
最初のビットが０である距離値（Ｐ_ｉ）の最大値と最初のビットが１である距離値の最大値の差とを求めるステップと、
前記Ｎビット受信信号シンボルの２番目のビットを軟判定するにあたって、２番目のビットが０である距離値（Ｐ_ｉ）の最大値と、２番目のビットが１である距離値の最大値との差を求めるステップと、
前記Ｎビット受信信号シンボルの所定の順番のビットを軟判定するにあたって、当該所定の順番のビットが０である距離値（Ｐ_ｉ）の最大値と、当該所定の順番のビットが１である距離値の最大値との差を求めるステップと
を含むことを特徴とする反復デコーダーのための高次変調方式に適する軟判定デマップ方法。
前記Ｎが３である場合、８ＰＳＫ変調方式での軟判定デマップ方式が、
下記の［数式５］のように、比較演算のみで実現可能であることを特徴とする請求項１に記載の反復デコーダーのための高次変調方式に適する軟判定デマップ方法。

（ここで、「ｒ」は受信シンボルであり、「ｓ_ｉ」はそれぞれの星座（星座の座標）であり、「σ_２」はＡＷＧＮチャネル環境での分散、「ｂ０，ｂ１，ｂ２」は８ＰＳＫ星座におけるシンボルマップの際の各ビットであり、「ＬＬＲ［ｂ０］，ＬＬＲ［ｂ１］，ＬＬＲ［ｂ２］」はｂ０，ｂ１，ｂ２の各ビットの確率値であり、軟判定技法の出力であって、ＬＬＲ［ｂ２」は最上位ビット（最初のビット）の軟判定値、ＬＬＲ［ｂ１」は２番目のビットの軟判定値、ＬＬＲ［ｂ０」は３番目のビットの軟判定値である）
前記Ｎが４である場合、１６ＡＰＳＫ変調方式での軟判定デマップ方式が、
下記の［数式６］のように、比較演算のみで実現可能であることを特徴とする請求項１に記載の反復デコーダーのための高次変調方式に適する軟判定デマップ方法。

（ここで、「ｒ」は受信シンボルであり、「ｓ_ｉ」はそれぞれの星座（星座の座標）であり、「σ_２」はＡＷＧＮチャネル環境での分散、「ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３」は１６ＡＰＳＫ星座におけるシンボルマップの際の各ビットであり、「ＬＬＲ［ｂ０］，ＬＬＲ［ｂ１］，ＬＬＲ［ｂ２］，ＬＬＲ［ｂ３］」はｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３の各ビットの確率値であり、軟判定技法の出力であって、ＬＬＲ［ｂ３」は最上位ビット（最初のビット）の軟判定値、ＬＬＲ［ｂ２」は２番目のビットの軟判定値、ＬＬＲ［ｂ１」は３番目のビットの軟判定値、ＬＬＲ［ｂ０」は４番目のビットの軟判定値である）
前記Ｎが５である場合、３２ＡＰＳＫ変調方式での軟判定デマップ方式が、
下記の［数式７］のように、比較演算のみで実現可能なことを特徴とする請求項１に記載の反復デコーダーのための高次変調方式に適する軟判定デマップ方法。

（ここで、「ｒ」は受信シンボルであり、「ｓ_ｉ」はそれぞれの星座（星座の座標）であり、「σ_２」はＡＷＧＮチャネル環境での分散、「ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４」は３２ＡＰＳＫ星座におけるシンボルマップの際の各ビットであり、「ＬＬＲ［ｂ０］，ＬＬＲ［ｂ１］，ＬＬＲ［ｂ２］，ＬＬＲ［ｂ３］，ＬＬＲ［ｂ４］」はｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４の各ビットの確率値であり、軟判定技法の出力であって、ＬＬＲ［ｂ０」は最上位ビット（最初のビット）の軟判定値、ＬＬＲ［ｂ１」は２番目のビットの軟判定値、ＬＬＲ［ｂ２」は３番目のビットの軟判定値、ＬＬＲ［ｂ３」は４番目のビットの軟判定値、ＬＬＲ［ｂ４」は５番目のビットの軟判定値である）
請求項１〜４のうちのいずれか１項の前記軟判定デマップ方法によって、受信シンボルが各ビットで軟判定される値を受信してエラーを訂正する装置において、
チャネル符号が反復符号である場合、軟判定デマッパーから高次変調次数の分のビットを軟判定で分離した値を受信し、適応復調信号及び変調方式情報によりエラーを訂正してシャノンの限界（ＳｈａｎｎｏｎＬｉｍｉｔ）に近づいた性能を有することを特徴とするエラー訂正装置。