JP2009072006A

JP2009072006A - 誘導電動機の制御装置

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Publication number: JP2009072006A
Application number: JP2007238845A
Authority: JP
Inventors: Shuichi Tachihara; 周一立原; Masahiro Nagasu; 正浩長洲
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2007-09-14
Filing date: 2007-09-14
Publication date: 2009-04-02
Anticipated expiration: 2027-09-14
Also published as: JP4884342B2

Abstract

【課題】誘導電動機の制御装置において、定常状態だけでなく過渡状態においてもトルク制御の高精度化、高応答化を実現する。
【解決手段】誘導電動機内部の磁束が電圧や電流の変化に対して一定であるという仮定に基づいて、電圧指令を生成する手段が、誘導電動機内部の磁束方向の励磁電流と前記磁束方向に直交するトルク電流の干渉を考慮して、指令値に追従するように電流制御を行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、誘導電動機の制御装置に関する。以下の説明では、鉄道車両用誘導電動機を例としているが、本発明の一適用例を示すものであり、本発明の適用範囲を限定するものではない。

産業分野における交流電動機の制御方式として、ベクトル制御が広く適用されている。ベクトル制御では、交流電動機内部の磁束と同期して回転する座標系（以下、回転座標系という）を定義し、回転座標系上で、電流、電圧、磁束を表現する。これにより、交流量である電流、電圧、磁束を直流量として扱うことが可能となる。さらに電流を磁束方向成分（以下、励磁電流という）と磁束方向に直交する成分（以下、トルク電流という）に座標変換し、励磁電流を一定に保持することで、直流電動機と同様にトルクと電流の比例関係を成立させ、トルク制御の高精度化、高応答化を実現する方式である。

交流電動機のベクトル制御に関する従来技術として、交流電動機の制御装置が、特許文献１に記載されている。特許文献１に記載の交流電動機の制御装置では、永久磁石型同期電動機の電流と電圧の関係を用いて、励磁電流が励磁電流に対する指令値（以下、励磁電流指令という）に追従するように、また、トルク電流がトルク電流に対する指令値（以下、トルク電流指令という）に追従するようにインバータ装置に対する電圧指令を生成する。
特開２００５−３９９１２号公報

特許文献１は永久磁石型同期電動機を対象とした構成となっており、電動機内の磁束が一定であることが前提となっている。永久磁石型同期電動機では、電流と電圧の関係式は式（１）となる。

ここで、Ｒ１：固定子の抵抗、Ｌｄ：ｄ軸方向のインダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸方向のインダクタンス、Ｋｅ：誘起電圧定数、Ｉｄ’：励磁電流、Ｉｑ’：トルク電流、Ｖｄ’：ｄ軸電圧、Ｖｑ’：ｑ軸電圧、ωｉｎｖ：周波数指令、ｓ：微分演算子である。

前述のように永久磁石型同期電動機では、磁束が一定であるので、式（１）においてＫｅは定数となる。そのため、励磁電流およびトルク電流がそれぞれΔＩｄ’、ΔＩｑ’だけ変化したときのｄ軸電圧およびｑ軸電圧の変化ΔＶｄ’、ΔＶｑ’は式（２）となる。

このように、永久磁石型同期電動機の場合、電流変と電圧変化の関係を簡易な形で表現することができるため、式（２）に基づいて、励磁電流およびトルク電流の干渉を考慮した電流制御手段を構成することでトルク制御の高精度化、高応答化が実現できる。

一方、鉄道車両に広く用いられている誘導電動機では、電動機に電流を流すことで磁束を発生させるため、電流、電圧の変化だけでなく磁束の変化も考慮する必要がある。誘導電動機における電流、電圧、磁束の関係式は式（３）となる。また、電流の変化と電圧、磁束の変化の関係は式（４）となる。

ここで、Ｒσ：１次換算抵抗、ｌσ：１次換算漏れインダクタンス、Ｌ２：２次自己インダクタンス、Ｒ２：回転子の抵抗、Ｍ：相互インダクタンス、Ｉｄ：励磁電流、Ｉｑ：トルク電流、Ｖｄ：ｄ軸電圧、Ｖｑ：ｑ軸電圧、φｄ：ｄ軸磁束、ΔＩｄ：励磁電流の変化分、ΔＩｑ：トルク電流の変化分、ΔＶｄ：ｄ軸電圧の変化分、ΔＶｑ：ｑ軸電圧の変化分、Δφｄ：ｄ軸磁束の変化分、ωｉｎｖ：周波数指令、ωｒ：誘導電動機の回転速度、ｓ：微分演算子である。

誘導電動機では式（４）右辺の第３項のように磁束の変化を考慮する必要があり、電流の変化分と電圧の変化分の関係が複雑になる。そのため、前記特許文献１のように、励磁電流およびトルク電流の干渉を考慮した電流制御手段を容易に構成することができず、トルク制御の高精度化、高応答化が困難であった。

定常状態においては、誘導電動機内部の磁束は一定とみなせるが、過渡状態においては、励磁電流およびトルク電流の干渉が発生し、磁束および電流が変動する。そのため、過渡状態におけるトルク制御の高精度化、高応答化を実現するためには、励磁電流およびトルク電流の干渉を考慮した電流制御手段を構成する必要がある。

本発明の課題は、誘導電動機の制御装置において、定常状態だけでなく過渡状態においてもトルク制御の高精度化、高応答化を実現することである。

本発明による誘導電動機の制御装置は、受電フィルタを介して直流電源に接続され、少なくとも１台以上の誘導電動機を駆動するインバータ装置に対して電圧指令を生成する手段を有し、前記電圧指令を生成する手段は、前記誘導電動機内部の磁束が一定であるという仮定に基づいて、前記誘導電動機内部の磁束方向の電流と前記磁束方向に直交する電流の干渉を考慮して、前記磁束方向の電流が前記磁束方向の電流に対する第１の指令値に追従するように、また、前記磁束方向に直交する電流が前記磁束方向に直交する電流に対する第１の指令値に追従するように、電流制御を行うことを特徴とする。

本発明によれば、励磁電流およびトルク電流の干渉を考慮した電流制御を行うことができるため、定常状態だけでなく過渡状態においてもトルク制御の高精度化、高応答化が実現できる。

以下に、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。

本発明の誘導電動機の制御装置における第１実施例を図１から図４を用いて説明する。

図１（ａ）は、本発明を適用した誘導電動機の制御装置を示す図である。図１（ａ）において、インバータ装置３は、受電フィルタ２を介して、直流電源１と接続され、直流電力を３相交流電力に変換する。誘導電動機４は、前記インバータ装置３から出力される３相交流電力を入力として、これを軸トルクに変換して出力する。制御装置５は、前記インバータ装置３に対する電圧指令を出力する。

また、図１（ｂ）は、誘導電動機におけるｄ軸干渉項（式（３）第１式の右辺第２項）およびｑ軸干渉項（式（３）第２式の右辺第２項）と磁束の応答を示す図である。図１（ｂ）において、横軸は時間を表し、縦軸はｄ軸干渉項、ｑ軸干渉項および磁束の大きさを表す。また、太線および細線は、それぞれｄ軸干渉項、ｑ軸干渉項および磁束のステップ応答を示す。

式（３）のように，誘導電動機内部で発生するｄ軸ｑ軸の干渉は、励磁電流およびトルク電流によって発生するｄ軸干渉項、ｑ軸干渉項と磁束によって発生する干渉項（式（３）の右辺第３項）に分類できる。

ｄ軸干渉項およびｑ軸干渉項と磁束の応答を比較すると，例えば鉄道車両用誘導電動機では、電圧に対する電流の応答時間Ｔｉは１０ｍｓ程度であるのに対して、電流に対する磁束の応答時間Ｔｆは２００ｍｓ〜６００ｍｓ程度であり、２０倍以上遅いという特徴がある。そのため、電流の応答時間Ｔｉに対して磁束はほとんど変化しないとみなすことができる。

そこで、電流の変化に対して、磁束は一定（図１（ｂ）の破線）であると仮定する。この仮定を式（４）に用いることで、電流変化と電圧変化の関係を式（５）のように表現することができる。

ここで、Ｒσ：１次換算抵抗、ｌσ：１次換算漏れインダクタンス、ΔＩｄ：励磁電流の変化分、ΔＩｑ：トルク電流の変化分、ΔＶｄ：ｄ軸電圧の変化分、ΔＶｑ：ｑ軸電圧の変化分、ωｉｎｖ：電圧指令の周波数成分、ｓ：微分演算子である。

式（５）の関係に基づいて、励磁電流およびトルク電流の干渉を考慮して電流制御を行うことで、トルク制御の高精度化、高応答化が実現できる。また、本発明は、過渡状態だけでなく定常状態においても適用可能である。本発明は、鉄道車両用誘導電動機を例に説明したが、ＴｉおよびＴｆは電動機定数によって決定するものであり、Ｔｉに対してＴｆが十分に大きく電流の変化に対して磁束が変動しないとみなせる誘導電動機であれば鉄道車両用以外の誘導電動機に対しても適用可能である。

電流制御の演算周期と磁束の関係を図２に示す。図２において、横軸は時間を示し、縦軸は磁束の大きさを示す。また、実線は誘導電動機内部の磁束を示し、破線は、電流制御で使用する磁束を示す。

磁束は、励磁電流に対して電動機定数によって決定する応答時間分遅れて変化する。そのため、電流制御に用いる磁束は、図２の実線のように、励磁電流指令と電動機定数に基づいて誘導電動機内部の磁束を推定し、電流制御の演算に用いる場合は、図２の破線のように、一点鎖線で区切られた電流制御の演算周期ごとに一定とするのがよい。

一定とする値は、演算周期の終了時間Ｔ１における励磁電流指令と電動機定数に基づいて推定した磁束の値とするのがよい。これは、例えば電流制御では演算周期ごとに開始時間Ｔ０から終了時間Ｔ１にかけて電流が指令値に収束するためである。

本発明の具体的な構成例を図３に示す。図３において、後述する電流制御手段９（一点差線で囲まれた部分）が本発明の特徴である電流制御を実施する手段である。ほかの構成については、一構成例を示すものであって、その構成および手段を限定するものではない。

インバータ装置３は、ノイズ除去のための受電フィルタ２を介して直流電源１と接続され、直流電力を３相交流電力に変換する。誘導電動機４は、前記インバータ装置３から出力される３相交流電力を入力として、これを軸トルクに変換して出力する。制御装置５は、前記インバータ装置に対する交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を出力する。

前記制御装置５は、電圧ベクトル演算手段６と、第１の減算器７と、第２の減算器８と、電流制御手段９と、第１の加算器１０と第２の加算器１１と、座標変換手段１２から構成される。

前記電圧ベクトル演算手段６は、第１の励磁電流指令Ｉｄ＊と、第１のトルク電流指令Ｉｑ＊と、前記誘導電動機４の回転速度ωｒと、前記インバータ装置３に対する周波数指令ωｉｎｖと、電動機定数に基づいて、第１のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊および第１のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する。演算式は、式（６）となる。

ここで、Ｉｄ＊：前記第１の励磁電流指令、Ｉｑ＊：前記第１のトルク電流指令、Ｖｄ＊：前記第１のｄ軸電圧指令、Ｖｑ＊：前記第１のｑ軸電圧指令、Ｒσ：１次換算抵抗、ｌσ：１次換算漏れインダクタンス、Ｌ２：２次自己インダクタンス、Ｒ２：回転子の抵抗、Ｔ２：２次時定数、Ｍ：相互インダクタンス、φｄ：ｄ軸磁束、ωｉｎｖ：周波数指令、ωｒ：前記誘導電動機４の回転速度、ｓ：微分演算子である。

第１の減算器７は、前記第１の励磁電流指令Ｉｄ＊から励磁電流Ｉｄを減算して、励磁電流偏差ΔＩｄを演算する。第２の減算器８は、前記第１のトルク電流指令Ｉｑ＊からトルク電流Ｉｑを減算して、トルク電流偏差ΔＩｑを演算する。

電流制御手段９は、前記第１の減算器７から出力される前記励磁電流偏差ΔＩｄと、前記第２の減算器８から出力される前記トルク電流偏差ΔＩｑと、前記周波数指令ωｉｎｖと、電動機定数に基づいて、第２のｄ軸電圧指令ΔＶｄ＊および第２のｑ軸電圧指令ΔＶｑ＊を演算する。

前記電流制御手段９は、前述の式（５）に基づいて、式（７）のように構成する。このとき、前記励磁電流偏差ΔＩｄの積分値ΔＩｄ／ｓと前記トルク電流偏差ΔＩｑの積分値ΔＩｑ／ｓは、式（７）の上段の式と下段の式で共通とするのがよい。

ここで、ΔＩｄ：前記励磁電流偏差、ΔＩｑ：前記トルク電流偏差、ΔＶｄ＊：前記第２のｄ軸電圧指令、ΔＶｑ＊：前記第２のｑ軸電圧指令、ωｃ：前記電流制御手段１８の応答周波数、Ｒσ：１次換算抵抗、ｌσ：１次換算漏れインダクタンス、ωｉｎｖ：前記周波数指令、ｓ：微分演算子である。

前記電流制御手段９の構成を図４に示す。ｄ軸比例演算器９０１は、第１の減算器７から出力される前記励磁電流偏差ΔＩｄを入力とし、比例係数ωｃ＊ｌσを乗算して出力する。ｄ軸積分演算器９０２は、第１の減算器７から出力される前記励磁電流偏差ΔＩｄを入力とし、積分係数ωｃ＊Ｒσを乗算して、積分演算した結果を出力する。

ｑ軸比例演算器９０３は、第２の減算器８から出力される前記トルク電流偏差ΔＩｑを入力とし、比例係数ωｃ＊ｌσを乗算して出力する。ｑ軸積分演算器９０４は、第２の減算器８から出力される前記トルク電流偏差ΔＩｑを入力とし、積分係数ωｃ＊Ｒσを乗算して、積分演算した結果を出力する。

ｄ軸干渉演算器９０５は、前記ｄ軸積分演算器９０２の出力に干渉係数ωｉｎｖ＊ｌσ／Ｒσを乗算して出力する。ｑ軸干渉演算器９０６は、前記ｑ軸積分演算器９０４の出力に干渉係数ωｉｎｖ＊ｌσ／Ｒσを乗算して出力する。

第３の加算器９０７は、前記ｄ軸比例演算器９０１の出力と前記ｄ軸積分演算器９０２の出力を加算して出力する。第３の減算器９０８は、前記第３の加算器９０７の出力から前記ｑ軸干渉演算器９０６の出力を減算して前記第２のｄ軸電圧指令ΔＶｄ＊を出力する。

第４の加算器９０８は、前記ｑ軸比例演算器９０３の出力と前記ｑ軸積分演算器９０４の出力を加算して出力する。第５の減算器９１０は、前記第４の加算器９０８の出力と前記ｄ軸干渉演算器９０５の出力を加算して前記第２のｑ軸電圧指令ΔＶｑ＊を出力する。

第１の加算器１０は、前記電圧ベクトル演算手段６から出力される前記第１のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊と、前記電流制御手段９から出力される前記第２のｄ軸電圧指令ΔＶｄ＊を加算することで、第３のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊＊を演算する。第２の加算器１１は、前記電圧ベクトル演算手段６から出力される前記第１のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、前記電流制御手段９から出力される前記第２のｑ軸電圧指令ΔＶｑ＊を加算することで、第３のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊＊を演算する。

座標変換手段１２は、前記第１の加算器１０から出力される前記第３のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊＊と前記第２の加算器１１から出力される前記第３のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊＊を座標変換して、前記インバータ装置に対する交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を出力する。

このように、電流の変動に対して磁束は変動しないという仮定に基づいて、励磁電流およびトルク電流の干渉を考慮した前記電流制御手段１８を構成する。これにより、定常状態だけでなく過渡状態においても、トルク制御の高精度化、高応答化が実現できる。

本発明の誘導電動機の制御装置における第２実施例を図５および図６を用いて説明する。
図５において、後述するｄ軸電流制御手段１３およびｑ軸電流制御手段１４（一点差線で囲まれた部分）が本発明の特徴である電流制御を実施する手段である。ほかの構成については、一構成例を示すものであって、その構成および手段を限定するものではない。

インバータ装置３は、ノイズ除去のための受電フィルタ２を介して直流電源１と接続され、直流電力を３相交流電力に変換する。誘導電動機４は、前記インバータ装置３から出力される３相交流電力を入力として、これを軸トルクに変換して出力する。制御装置５は、前記インバータ装置に対する交流電圧指令Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’を出力する。

前記制御装置５は、電圧ベクトル演算手段６と、第１の減算器７と、第２の減算器８と、ｄ軸電流制御手段１３と、ｑ軸電流制御手段１４と、第１の加算器１０と第２の加算器１１と、座標変換手段１２から構成される。

前記電圧ベクトル演算手段６は、後述する第２の励磁電流指令Ｉｄ＊＊’と、後述する第２のトルク電流指令Ｉｑ＊＊’と、前記誘導電動機４の回転速度ωｒ’と、前記インバータ装置３に対する周波数指令ωｉｎｖ’と、電動機定数に基づいて、第１のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊’および第１のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊’を演算する。演算式は、式（８）となる。

ここで、Ｉｄ＊＊’：前記第２の励磁電流指令、Ｉｑ＊＊’：前記第２のトルク電流指令、Ｖｄ＊’：前記第１のｄ軸電圧指令、Ｖｑ＊’：前記第１のｑ軸電圧指令、Ｒσ：１次換算抵抗、ｌσ：１次換算漏れインダクタンス、Ｌ２：２次自己インダクタンス、Ｒ２：回転子の抵抗、Ｔ２：２次時定数、Ｍ：相互インダクタンス、φｄ：ｄ軸磁束、ωｉｎｖ’：周波数指令、ωｒ’：前記誘導電動機４の回転速度、ｓ：微分演算子である。

第１の減算器７は、前記第１の励磁電流指令Ｉｄ＊’から励磁電流Ｉｄ’を減算して、励磁電流偏差ΔＩｄ’を演算する。第２の減算器８は、前記第１のトルク電流指令Ｉｑ＊’からトルク電流Ｉｑ’を減算して、トルク電流偏差ΔＩｑ’を演算する。

ｄ軸電流制御手段１３は、前記第１の減算器７から出力される前記励磁電流偏差ΔＩｄ’と、電動機定数に基づいて、前記第２の励磁電流指令Ｉｄ＊＊’を演算する。ｑ軸電流制御手段１４は、前記第２の減算器８から出力される前記電トルク流偏差ΔＩｑ’と、電動機定数に基づいて、前記第２のトルク電流指令Ｉｑ＊＊’を演算する。

前記ｄ軸電流制御手段１３および前記ｑ軸電流制御手段１４は、式（９）のように構成する。

ここで、ΔＩｄ’：前記励磁電流偏差、ΔＩｑ’：前記トルク電流偏差、Ｉｄｐ＊＊’：前記第２の励磁電流指令、Ｉｑｐ＊＊’：前記第２のトルク電流指令、ωｃ：前記ｄ軸電流制御手段１３および前記ｑ軸電流制御手段１４の応答周波数、Ｔσ：１次時定数（＝ｌσ／Ｒσ）、ｓ：微分演算子である。

前記ｄ電流制御手段１３および前記ｑ軸電流制御手段１４の構成を図５に示す。
前記ｄ電流制御手段１３において、比例演算器１３０１は、第１の減算器７から出力される前記励磁電流偏差ΔＩｄ’を入力とし、比例係数ωｃ＊Ｔσを乗算して出力する。積分演算器１３０２は、第１の減算器７から出力される前記励磁電流偏差ΔＩｄ’を入力とし、積分係数ωｃを乗算して、積分演算した結果を出力する。

第６の加算器１３０３は、前記比例演算器１３０１の出力と前記積分演算器１３０２の出力を加算することで、第２の励磁電流指令Ｉｄｐ＊＊’を出力する。
前記ｑ電流制御手段１４において、比例演算器１４０１は、第２の減算器８から出力される前記トルク電流偏差ΔＩｑ’を入力とし、比例係数ωｃ＊Ｔσを乗算して出力する。積分演算器１４０２は、第２の減算器８から出力される前記トルク電流偏差ΔＩｑ’を入力とし、積分係数ωｃを乗算して、積分演算した結果を出力する。

第７の加算器１４０３は、前記比例演算器１４０１の出力と前記積分演算器１４０２の出力を加算することで、第２のトルク電流指令Ｉｑｐ＊＊’を出力する。

第１の加算器１０は、前記電圧ベクトル演算手段６から出力される前記第１のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊’と、前記電圧ベクトル演算手段６から出力される前記第１のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊’を座標変換して、前記インバータ装置に対する交流電圧指令Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’を出力する。

本発明の誘導電動機の制御装置における第３実施例を図７を用いて説明する。
第３実施例では、第２実施例におけるｄ軸電流制御手段１３の後段に第８の加算器１５を追加し、第１の励磁電流指令Ｉｄｐ＊’と第２の励磁電流指令Ｉｄｐ＊＊’を加算することで第３の励磁電流指令Ｉｄｐ＊＊＊’を生成する。

また、ｑ軸電流制御手段１４の後段に第９の加算器１６を追加し、第１のトルク電流指令Ｉｑｐ＊’と第２のトルク電流指令Ｉｑｐ＊＊’を加算することで第３のトルク電流指令Ｉｑｐ＊＊＊’を生成する。

これにより、電流制御手段を比例積分制御とフィードフォワード制御を併せた構成とすることができ、第２実施例に対して、電流指令の変化に対する応答を向上することができる。

また、電圧ベクトル演算手段６では、第３の励磁電流指令Ｉｄ＊＊＊’と、第３のトルク電流指令Ｉｑ＊＊＊’と、前記誘導電動機４の回転速度ωｒ’と、前記インバータ装置３に対する周波数指令ωｉｎｖ’と、電動機定数に基づいて、第１のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊’および第１のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊’を演算する。演算式は、式（１０）となる。

鉄道車両においては、車両仕様としての加減速性能や空転滑走時の応答など、過渡状態におけるトルク制御の精度および応答が要求される。このことから、本発明は、鉄道車両の制御技術の分野において有効な技術であると考える。

以上の説明では、鉄道車両用誘導電動機を例としているが、本発明の一適用例を示すものであり、本発明の適用範囲を限定するものではない。

図１は、本発明を適用した誘導電動機の制御装置および誘導電動機における電流と磁束の応答を示す図である。図２は、本発明における電流制御手段の演算周期と磁束の関係を示す図である。図３は、本発明を適用した誘導電動機の制御装置の第１実施例を示す図である。図４は、本発明の第１実施例における電流制御手段の構成を示す図である。図５は、本発明を適用した誘導電動機の制御装置の第２実施例を示す図である。図６は、本発明の第２実施例および第３実施例における電流制御手段の構成を示す図である。図７は、本発明を適用した誘導電動機の制御装置の第３実施例を示す図である。

符号の説明

１直流電源
２受電フィルタ
３インバータ装置
４誘導電動機
５制御装置
６電圧ベクトル演算手段
７第１の減算器
８第２の減算器
９電流制御手段
１０第１の加算器
１１第２の加算器
１２座標変換手段
１３ｄ軸電流制御手段
１４ｑ軸電流制御手段
１５第８の加算器
１６第９の加算器
９０１本発明の第１実施例におけるｄ軸比例演算器
９０２本発明の第１実施例におけるｄ軸積分演算器
９０３本発明の第１実施例におけるｑ軸比例演算器
９０４本発明の第１実施例におけるｑ軸積分演算器
９０５本発明の第１実施例におけるｄ軸干渉演算器
９０６本発明の第１実施例におけるｑ軸干渉演算器
９０７第３の加算器
９０８第４の加算器
９０９第３の減算器
９１０第５の加算器
１３０１ｄ軸電流制御手段１３における比例演算器
１３０２ｄ軸電流制御手段１３における積分演算器
１３０３第６の加算器
１４０１ｑ軸電流制御手段１４における比例演算器
１４０２ｑ軸電流制御手段１４における積分演算器
１４０３第７の加算器
Ｔｉ電動機定数に基づいた誘導電動機のｄ軸干渉項およびｑ軸干渉項の応答時定数
Ｔｆ電動機定数に基づいた誘導電動機の磁束の応答時定数
Ｉｄｐ＊、Ｉｄｐ＊’ 第１の励磁電流指令
Ｉｑｐ＊、Ｉｑｐ＊’ 第１のトルク電流指令
Ｉｄｐ＊＊’ 第２の励磁電流指令
Ｉｑｐ＊＊’ 第２のトルク電流指令
Ｉｄｐ＊＊＊’ 第３の励磁電流指令
Ｉｑｐ＊＊＊’ 第３のトルク電流指令
Ｉｄ、Ｉｄ’ 励磁電流
Ｉｑ、Ｉｑ’ トルク電流
ΔＩｄ、ΔＩｄ’ 励磁電流偏差
ΔＩｑ、ΔＩｑ’ トルク電流偏差
Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊、Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’ 交流電圧指令
Ｖｄ＊、Ｖｄ＊’ 第１のｄ軸電圧指令
Ｖｑ＊、Ｖｑ＊’ 第１のｑ軸電圧指令
ΔＶｄ＊第２のｄ軸電圧指令
ΔＶｑ＊第２のｑ軸電圧指令
Ｖｄ＊＊第３のｄ軸電圧指令
Ｖｑ＊＊第３のｑ軸電圧指令
Ｒσ １次換算抵抗
ｌσ １次換算漏れインダクタンス
ωｉｎｖ周波数指令
ωｃ電流制御手段の応答周波数
Ｔσ １次時定数
ｓラプラス演算子

Claims

受電フィルタを介して直流電源に接続され、少なくとも１台以上の誘導電動機を駆動するインバータ装置に対して電圧指令を生成する手段を有する誘導電動機の制御装置において、
前記電圧指令を生成する手段は、前記誘導電動機内部の磁束が一定であるという仮定に基づいて、前記誘導電動機内部の磁束方向の電流と前記磁束方向に直交する電流の干渉を考慮して、前記磁束方向の電流が前記磁束方向の電流に対する第１の指令値に追従するように、また、前記磁束方向に直交する電流が前記磁束方向に直交する電流に対する第１の指令値に追従するように、電流制御を行うことを特徴とする誘導電動機の制御装置。
請求項１に記載の誘導電動機の制御装置において、
前記電圧指令を生成する手段は、
電動機定数と前記誘導電動機内部の磁束方向の電流に対する第１の指令値と前記磁束方向に直交する電流に対する第１の指令値に基づいて前記インバータ装置に対する第１の電圧指令を生成する手段と、電動機定数と前記磁束方向の電流と前記磁束方向に直交する電流と前記磁束方向の電流に対する第１の指令値と前記磁束方向に直交する電流に対する第１の指令値に基づいて前記インバータ装置に対する第２の電圧指令を生成する手段とを有し、前記第１の電圧指令と前記第２の電圧指令に基づいて前記インバータ装置に対する電圧指令を生成することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
請求項１に記載の誘導電動機の制御装置において、
前記電圧指令を生成する手段は、
電動機定数と前記誘導電動機内部の磁束方向の電流と前記磁束方向の電流に対する第１の指令値に基づいて前記磁束方向の電流に対する第２の指令値を生成する手段と、電動機定数と前記磁束方向に直交する電流と前記磁束方向に直交する電流に対する第１の指令値に基づいて前記磁束方向に直交する電流に対する第２の指令値を生成する手段と、
電動機定数と前記誘導電動機内部の磁束方向の電流に対する第２の指令値と前記磁束方向に直交する電流に対する第２の指令値に基づいて前記インバータ装置に対する第１の電圧指令を生成する手段とを有し、
前記第１の電圧指令に基づいて前記インバータ装置に対する電圧指令を生成することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
請求項１に記載の誘導電動機の制御装置において、
前記電圧指令を生成する手段は、
電動機定数と前記誘導電動機内部の磁束方向の電流と前記磁束方向の電流に対する第１の指令値に基づいて前記磁束方向の電流に対する第２の指令値を生成する手段と、電動機定数と前記磁束方向に直交する電流と前記磁束方向に直交する電流に対する第１の指令値に基づいて前記磁束方向に直交する電流に対する第２の指令値を生成する手段と、
前記磁束方向の電流に対する第１の指令値と前記磁束方向の電流に対する第２の指令値に基づいて前記磁束方向の電流に対する第３の指令値を生成する手段と、前記磁束方向に直交する電流に対する第１の指令値と前記磁束方向に直交する電流に対する第２の指令値に基づいて前記磁束方向に直交する電流に対する第３の指令値を生成する手段と、
電動機定数と前記誘導電動機内部の磁束方向の電流に対する第３の指令値と前記磁束方向に直交する電流に対する第３の指令値に基づいて前記インバータ装置に対する第１の電圧指令を生成する手段とを有し、
前記第１の電圧指令に基づいて前記インバータ装置に対する電圧指令を生成することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の誘導電動機の制御装置において、
前記電圧指令を生成する手段は、
電流制御の演算周期の間は前記誘導電動機内部の磁束が一定であるという仮定に基づいて、電流制御を行うことを特徴とする誘導電動機の制御装置。
請求項１ないし請求項５のいずれかに記載の誘導電動機の制御装置において、
前記電圧指令を生成する手段は、
電流制御の演算に用いる磁束を前記誘導電動機内部の磁束方向の電流に対する第１の指令値と電動機定数に基づいて計算することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
請求項１ないし請求項６のいずれかに記載の誘導電動機の制御装置において、
前記電圧指令を生成する手段は、
前記誘導電動機の回転速度情報を得る手段と、前記誘導電動機に流入する電流を得る手段と、前記誘導電動機に流入する電流を前記誘導電動機内部の磁束方向の電流と前記磁束方向に直交する電流に座標変換する手段と、前記回転速度情報に基づいて前記インバータ装置に対する周波数指令を生成する手段と、前記インバータ装置に印加される直流電圧を得る手段と、前記インバータ装置を駆動する手段を有することを特徴とする誘導電動機の制御装置。