JP2009094614A

JP2009094614A - バックゲート切替回路、充電制御装置、電子機器

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Publication number: JP2009094614A
Application number: JP2007260816A
Authority: JP
Inventors: Hideo Hara; 英夫原
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 2007-10-04
Filing date: 2007-10-04
Publication date: 2009-04-30
Anticipated expiration: 2027-10-04
Also published as: JP5150188B2

Abstract

【課題】本発明は、電界効果トランジスタのソース・ドレインいずれが高電位となるか不定であるシステムにも好適に用いることが可能なバックゲート切替回路、並びに、これを用いた充電制御装置及び電子機器を提供することを目的とする。
【解決手段】本発明に係るバックゲート切替回路２０は、端子Ｔ２から電力供給を受けて電圧Ｖａ、Ｖｂの比較信号を生成する比較部（ＣＭＰ、Ｒ１〜Ｒ５、Ｎ１）と；端子Ｔ３から電力供給を受けて反転比較信号を生成するインバータＩＮＶと；トランジスタ１４のバックゲートと端子Ｔ２との間に接続され、反転比較信号に応じてオン／オフ制御されるトランジスタＰ１と；トランジスタ１４のバックゲートと端子Ｔ３との間に接続され、比較信号に応じてオン／オフ制御されるトランジスタＰ２と；インバータＩＮＶの入力端及びトランジスタＰ２のゲートをプルダウンする抵抗（Ｒ６、Ｒ７）と；を有して成る。
【選択図】図５

Description

本発明は、電界効果トランジスタのバックゲート切替回路に関するものである。

従来より、電源回路の分野においては、入力電圧が印加される入力端子と出力電圧が引き出される出力端子との間に、電界効果トランジスタから成るスイッチ回路を接続し、これを用いて、メイン電池とバックアップ電池との切替制御や、入力電圧の昇降圧制御を行う構成が一般に採用されている。

ところで、スイッチ回路を構成する電界効果トランジスタを半導体装置に集積化した場合、通常、そのバックゲートとソース及びドレインとの間には、ＰＮ接合の寄生ダイオードが形成される。そのため、入力電圧の遮断時には、この寄生ダイオードが出力端子（バックアップ電池や出力コンデンサ）から入力端子に電流をリークする経路となり得る。

そこで、従来の電源回路は、スイッチ回路を構成する電界効果トランジスタのバックゲートを系内の最高電位点に吊るように、その接続先を切り替えるバックゲート切替回路を用いて、入力電圧の遮断時にも上記寄生ダイオードを逆バイアスする構成とされていた。

なお、上記に関連する従来技術の一例としては、本願出願人による特許文献１、２を挙げることができる。
特開２００３−３４７９１３号公報特開２００２−１０５２５号公報

確かに、上記従来の電源回路であれば、入力電圧の遮断時にも上記寄生ダイオードを逆バイアスすることができるので、出力端子から入力端子へと流れるリーク電流を防止することが可能となる。

しかしながら、特許文献１の従来技術は、通常動作時には入力電圧が出力電圧よりも高電位であることを前提とした上で、入力電圧の遮断時におけるリーク電流の防止を想定したものであり、電界効果トランジスタのソース・ドレインいずれが高電位となるか不定であるシステム（例えば充電制御装置）への適用については、何ら考慮されていなかった。

また、特許文献２の従来技術は、バックゲートの切替手段として、ＮＭＯＳとＰＭＯＳを用いていたため、どちらかに常に電源が供給されている端子が必要であった。

本発明は、上記の問題点に鑑み、電界効果トランジスタのソース・ドレインいずれが高電位となるか不定であるシステムにも好適に用いることが可能なバックゲート切替回路、並びに、これを用いた充電制御装置及び電子機器を提供することを目的とする。

上記目的を達成すべく、本発明に係るバックゲート切替回路は、第１端子と第２端子との間に挿入された電界効果トランジスタのバックゲートを第１端子と第２端子のいずれか一方に接続するバックゲート切替回路であって、第１端子から電力供給を受けて駆動し、第１端子の印加電圧と第２端子の印加電圧とを比較して、前者が後者よりも高ければハイレベルの比較信号を生成し、前者が後者よりも低ければローレベルの比較信号を生成する比較部と；第２端子から電力供給を受けて駆動し、前記比較部から直接ないしバッファを介して入力される前記比較信号を論理反転することで、反転比較信号を生成するインバータと；前記電界効果トランジスタのバックゲートと第１端子との間に接続され、前記反転比較信号に応じてオン／オフ制御される第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタと；前記電界効果トランジスタのバックゲートと第２端子との間に接続され、前記比較部から直接ないしバッファを介して入力される前記比較信号に応じてオン／オフ制御される第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタと；前記インバータの入力端及び第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタのゲートをプルダウンする抵抗と；を有して成る構成（第１の構成）とされている。

なお、上記第１の構成から成るバックゲート切替回路は、さらに、前記電界効果トランジスタのゲートと第１端子との間に接続され、前記反転比較信号に応じてオン／オフ制御される第３Ｐチャネル型電界効果トランジスタと；前記電界効果トランジスタのゲートと第２端子との間に接続され、前記比較部から直接ないしバッファを介して入力される前記比較信号に応じてオン／オフ制御される第４Ｐチャネル型電界効果トランジスタと；を有して成る構成（第２の構成）にするとよい。

また、本発明に係る充電制御装置は、第１端子と第２端子との間に挿入され、二次電池の充電制御手段として用いられる電界効果トランジスタと；前記電界効果トランジスタのバックゲートを第１端子と第２端子のいずれか一方に接続する上記第１または第２の構成から成るバックゲート切替回路と；を有して成る構成（第３の構成）とされている。

また、本発明に係る電子機器は、上記第３の構成から成る充電制御装置と、前記充電制御装置によって充電制御される二次電池を有して成る構成（第４の構成）とされている。

本発明に係るバックゲート切替回路であれば、電界効果トランジスタのソース・ドレインいずれが高電位となるか不定であるシステムにも好適に用いることが可能となる。

図１は、本発明に係る充電制御装置を搭載した電子機器（例えば、ポータブルナビゲーションシステム（ＰＮＤ［Portable Navigation Device］）や携帯電話端末）の一実施形態を示すブロック図である。

図１に示すように、本実施形態の電子機器は、パワーマネジメントＩＣ１と、マイコンと、リチウムイオン電池３と、センス抵抗４及び５と、ポート６と、電源ライン７と、信号ライン８と、を有して成る。

パワーマネジメントＩＣ１は、リチウムイオン電池３の充電制御を行う充電制御装置である。なお、パワーマネジメントＩＣ１の内部構成及び動作については後ほど詳述する。

マイコン２は、パワーマネジメントＩＣ１から電力供給を受けて駆動する情報処理手段であり、電子機器に外部接続される電力供給源として、ポート６にＵＳＢ［Universal Serial Bus］ホストが接続されているのか、電源アダプタが接続されているのか（信号ライン８を介してＵＳＢホストとの接続が確立されているか否か）をモニタし、その結果をパワーマネジメントＩＣ１の充電制御部１１に伝達する。また、ポート６にＵＳＢホストが接続されている場合、マイコン２は、ＵＳＢホストとの間で信号ライン８を介した信号授受を行う。

上記に関して、より具体的なシーケンスを説明する。まず、電源ライン７に対して電圧Ｖ１が印加されたことを受けて、パワーマネジメントＩＣ１が起動する。このとき、パワーマネジメントＩＣ１は、電子機器に外部接続される電力供給源の種類が不明であることに鑑み、ローパワー規格（供給電流Ｉ１の上限値１００［ｍＡ］）のＵＳＢホストが接続されているものとして、最も安全サイドでリチウムイオン電池３の充電制御を開始する。

その後、パワーマネジメントＩＣ１からマイコン２への電力供給が開始され、マイコン２が起動すると、マイコン２によるＵＳＢホストの確認処理（ＵＳＢホストの接続確認、並びに、ハイパワー／ローパワーの規格確認）が行われる。

ここで、ハイパワー規格（供給電流Ｉ１の上限値５００［ｍＡ］）のＵＳＢホストが接続されていることを確認した場合、マイコン２は、その旨をパワーマネジメントＩＣ１に伝達する。これを受けたパワーマネジメントＩＣ１は、マイコン２でのモニタ結果に応じて、リチウムイオン電池３の充電制御モードを切り替える。

一方、ローパワー規格のＵＳＢホストが接続されていることを確認した場合、マイコン２は、その旨をパワーマネジメントＩＣ１に伝達する。これを受けたパワーマネジメントＩＣ１は、リチウムイオン電池３の充電制御モードを現状に維持する。

また、ＵＳＢホストの接続が確認できなかった場合、マイコン２は、電源アダプタが接続されていると認識し、その旨をパワーマネジメントＩＣ１に伝達する。これを受けたパワーマネジメントＩＣ１は、マイコン２でのモニタ結果に応じて、リチウムイオン電池３の充電制御モードを切り替える。

リチウムイオン電池３は、パワーマネジメントＩＣ１によって充電制御される二次電池であり、ポート６にＵＳＢホストや電源アダプタが接続されていない場合に、電子機器の駆動電源となる。

センス抵抗４は、パワーマネジメントＩＣ１の端子Ｔ１と端子Ｔ２との間に外部接続され、ＵＳＢホスト或いは電源アダプタからの供給電流Ｉ１を電圧信号に変換するための手段である。

センス抵抗５は、パワーマネジメントＩＣ１の端子Ｔ３と端子Ｔ４との間に外部接続され、リチウムイオン電池３の充電電流Ｉ３（ＵＳＢホスト或いは電源アダプタからの供給電流Ｉ１から、リチウムイオン電池３の充電以外に用いられるシステムの消費電流Ｉ２を差し引いた余剰電流）を電圧信号に変換するための手段である。

ポート６は、電子機器にＵＳＢホストや電源アダプタを外部接続するためのインターフェイス手段である。

電源ライン７は、ポート６に接続されたＵＳＢホストや電源アダプタから電力供給を受けるためのラインである。

信号ライン８は、ポート６に接続されたＵＳＢホストとマイコン２との間で、信号授受を行うためのラインである。

次に、パワーマネジメントＩＣ１の内部構成について、詳細な説明を行う。

図１に示すように、パワーマネジメントＩＣ１は、充電制御部１１と、アンプ１２及び１３と、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ１４及び１５と、温度センサ１６と、内部設定部１７と、外部設定部１８と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９と、を有して成る。

充電制御部１１は、トランジスタ１４及び１５の導通度（オン抵抗）を制御することにより、図２に示したように、供給電流制御機能部、及び、充電電流制御機能部として動作するものである。なお、充電制御部１１の動作については、後ほど詳述する。

アンプ１２は、センス抵抗４の両端電圧を増幅し、ＵＳＢホスト或いは電源アダプタからの供給電流Ｉ１に応じた供給電流検出信号を充電制御部１１に送出する手段である。

アンプ１３は、センス抵抗５の両端電圧を増幅し、リチウムイオン電池３の充電電流Ｉ３に応じた充電電流検出信号を充電制御部１１に送出する手段である。

トランジスタ１４は、端子Ｔ２と端子Ｔ３との間に内部接続され、その導通度制御に応じて、供給電流Ｉ１の電流値を増減する手段である。

トランジスタ１５は、端子Ｔ４と端子Ｔ５との間に内部接続され、その導通度制御に応じて、充電電流Ｉ３の電流値を増減する手段である。

温度センサ１６は、周囲温度Ｔに応じた温度検知信号Ｓｏｕｔを生成し、これを充電制御部１１に送出する手段である。

内部設定部１７は、ＵＳＢホストの規格（ハイパワー／ローパワー）に応じた充電電流Ｉ３の目標値を予め設定し、その設定値を充電制御部１１に送出する手段である。

外部設定部１８は、外付け抵抗などを用いて充電電流Ｉ３の目標値をユーザの任意に設定し、その設定値を充電制御部１１に送出する手段である。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１９は、端子Ｔ３で得られる電圧Ｖ２を受けて動作し、電子機器を構成する各回路部（図１の例ではマイコン２）に所定の駆動電圧を供給する手段であって、シリーズレギュレータやスイッチングレギュレータなどを用いることができる。

また、図１には明示されていないが、本実施形態のパワーマネジメントＩＣ１は、トランジスタ１４、１５のバックゲートを系内の最高電位点に吊るように、その接続先を切り替えるバックゲート切替回路２０を有して成る。このバックゲート切替回路２０の構成及び動作については、後ほど詳述する。

次に、パワーマネジメントＩＣ１（特に充電制御部１１）によるリチウムイオン電池３の充電制御について、詳細な説明を行う。

図３（ａ）〜（ｄ）は、それぞれ、周囲温度Ｔに応じた充電制御、システム電流Ｉ２に応じた充電制御、内部設定値に応じた充電制御、及び、外部設定値に応じた充電制御を個別に説明するための図である。

図３（ａ）の実線Ｌ１で示すように、充電制御部１１は、温度センサ１６で得られた温度検知信号Ｓｏｕｔに基づいて、周囲温度Ｔが高いほど、充電電流Ｉ３の目標値を小さい値とするように、リチウムイオン電池３の充電制御を行う。

また、図３（ｂ）の実線Ｌ２で示すように、充電制御部１１は、端子Ｔ１で得られる端子電圧Ｖ１と端子Ｔ３で得られる端子電圧Ｖ２との電位差から、システムの消費電流Ｉ２を検出し、この電流値が大きいほど、充電電流Ｉ３の目標値を小さい値とするように、リチウムイオン電池３の充電制御を行う。

また、図３（ｃ）の実線Ｌ３ａ、Ｌ３ｂで示すように、充電制御部１１は、内部設定部１７で予め設定された充電電流Ｉ３の目標値（固定値）に基づいて、ＵＳＢホストの規格（ハイパワー／ローパワー）に応じたリチウムイオン電池３の充電制御を行う。

また、図３（ｄ）の実線Ｌ４で示すように、充電制御部１１は、外部設定部１８で任意に設定された充電電流Ｉ４の目標値（可変値）に基づいて、リチウムイオン電池３の充電制御を行う。

ここで、本発明の特徴は、図３（ａ）〜（ｄ）で示した充電制御を個別に行うのではなく、図４で示すように、充電電流Ｉ３の目標値として、装置内部で予め設定された目標値（図３の実線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３を参照）と、装置外部から任意に設定された目標値（図３の実線Ｌ４を参照）のうち、最も小さい値を選択し、充電電流Ｉ３を許容消費電力内に制御することで、リチウムイオン電池３に過負荷をかけないところにある。

このような構成とすることにより、外部設定値（Ｌ４）を高めに設定していた場合であっても、例えば、周囲温度Ｔの上昇やシステム電流Ｉ２の増大により、充電電流Ｉ３の電流値を絞らねばならない状況となった場合には、そちらの設定値（Ｌ１、Ｌ２）が優先的に適用されるため、安全に充電を続けることができる。一方、そのような状況に至らない場合には、外部設定値（Ｌ４）による大きな充電電流Ｉ３が設定されるので、充電時間を短縮することが可能となる。

また、ＵＳＢ使用時において、従来は、充電電流Ｉ３の上限値（Ｌ３ａ、Ｌ３ｂ）が固定的に設定されており、ユーザがその上限値で充電を行うのは危険だと判断した場合であっても、これを変更することができなかった。一方、本発明であれば、内部設定値（Ｌ３ａ、Ｌ３ｂ）よりも外部設定値（Ｌ４）を低く設定しておけば、ＵＳＢ使用時における上限電流値を任意に下げることも可能となる。

次に、バックゲート切替回路２０の構成及び動作について、図５を参照しながら詳細に説明する。

図５は、バックゲート切替回路２０の一構成例を示す回路図である。なお、本図では、端子Ｔ２と端子Ｔ３との間に挿入されたトランジスタ１４のバックゲートを切替対象とする構成を例に挙げて説明を行うが、端子Ｔ４と端子Ｔ５との間に接続されたトランジスタ１５を切替対象とする場合にも、同様の構成を採用することができる。

図５に示す通り、本構成例のバックゲート切替回路２０は、Ｐチャネル型電界効果トランジスタＰ１〜Ｐ４と、Ｎチャネル型電界効果トランジスタＮ１と、抵抗Ｒ１〜Ｒ８と、コンパレータＣＭＰと、インバータＩＮＶと、バッファＢ１〜Ｂ３と、を有して成る。

トランジスタＰ１のドレインは、端子Ｔ２に接続されている。トランジスタＰ１のソースは、トランジスタ１４のバックゲートに接続されている。トランジスタＰ１のバックゲートは、自身のソースに接続されている。トランジスタＰ２のドレインは、端子Ｔ３に接続されている。トランジスタＰ２のソースは、トランジスタ１４のバックゲートに接続されている。トランジスタＰ２のバックゲートは、自身のソースに接続されている。

トランジスタＰ３のドレインは、端子Ｔ２に接続されている。トランジスタＰ３のソースは、抵抗Ｒ８を介してトランジスタ１４のゲートに接続されている。トランジスタＰ３のバックゲートは、自身のソースに接続されている。トランジスタＰ４のドレインは、端子Ｔ３に接続されている。トランジスタＰ４のソースは、抵抗Ｒ８を介してトランジスタ１４のゲートに接続されている。トランジスタＰ４のバックゲートは、自身のソースに接続されている。

抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２は、端子Ｔ２と接地端との間に直列接続されている。抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４は、端子Ｔ３と接地端との間に直列接続されている。コンパレータＣＭＰの反転入力端（−）は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続ノード（分圧電圧Ｖａの引出端）に接続されている。コンパレータＣＭＰの非反転入力端（＋）は、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続ノード（分圧電圧Ｖｂの引出端）に接続されている。コンパレータＣＭＰの電源端は、端子Ｔ２に接続されている。トランジスタＮ１のドレインは、抵抗Ｒ５を介して端子Ｔ２に接続されている。トランジスタＮ１のソースは、接地端に接続されている。トランジスタＮ１のゲートは、コンパレータＣＭＰの出力端に接続されている。トランジスタＮ１のバックゲートは、自身のソースに接続されている。

すなわち、本構成例のバックゲート切替回路２０においては、コンパレータＣＭＰ、抵抗Ｒ１〜Ｒ５、及び、トランジスタＮ１により、端子Ｔ２から電力供給を受けて駆動し、分圧電圧Ｖａと分圧電圧Ｖｂ（延いては、端子Ｔ２の印加電圧と端子Ｔ３の印加電圧）とを比較して、前者が後者よりも高ければハイレベルの比較信号を生成し、前者が後者よりも低ければローレベルの比較信号を生成する比較部が形成されている。

トランジスタＮ１のドレイン（比較信号の出力端）は、バッファＢ１、Ｂ２を介して、トランジスタＰ２、Ｐ４の各ゲートに接続される一方、バッファＢ３及びインバータＩＮＶを介して、トランジスタＰ１、Ｐ３の各ゲートにも接続されている。なお、バッファＢ１〜Ｂ３の電源端は、いずれも端子Ｔ２に接続されている。一方、インバータＩＮＶの電源端は、端子Ｔ３に接続されている。

上記のように、インバータＩＮＶは、端子Ｔ３から電力供給を受けて駆動する構成とされている。その理由は、端子Ｔ３が端子Ｔ２よりも高電位である場合において、トランジスタＰ１、Ｐ３を確実にオフとするためには、トランジスタＰ１、Ｐ３のゲートを端子Ｔ３と同電位まで高めなければならないからであり、さらには、端子Ｔ２がオープンであっても、トランジスタＰ１、Ｐ３のゲートを確実にハイレベルとするためである。

また、バッファＢ２は、端子Ｔ２から電力供給を受けて駆動する構成とされている。その理由は、上記と逆に、端子Ｔ２が端子Ｔ３よりも高電位である場合において、トランジスタＰ２、Ｐ４を確実にオフとするためには、トランジスタＰ２、Ｐ４のゲートを端子Ｔ２と同電位まで高めなければならないからであり、さらには、端子Ｔ３がオープンであっても、トランジスタＰ２、Ｐ４のゲートを確実にハイレベルとするためである。

インバータＩＮＶの入力端と接地端との間には、抵抗Ｒ６が接続されている。また、トランジスタＰ２、Ｐ４の各ゲートと接地端との間には、抵抗Ｒ７が接続されている。

次に、上記構成から成るバックゲート切替回路２０の動作について詳細に説明する。

まず、端子Ｔ２の印加電圧が端子Ｔ３の印加電圧よりも高い場合（分圧電圧Ｖａが分圧電圧Ｖｂよりも高い場合）について説明する。この場合、コンパレータＣＭＰの出力論理はローレベルとなり、トランジスタＮ１はオフとなる。従って、トランジスタＮ１のドレインから出力される比較信号は、抵抗Ｒ５を介してハイレベルとなる。

このとき、インバータＩＮＶで生成される反転比較信号はローレベルとなるので、トランジスタＰ１、Ｐ３はオンとなる。一方、トランジスタＰ２、Ｐ４には、バッファＢ１、Ｂ２を介してハイレベル（端子Ｔ２の印加電圧と同一の電圧レベル）の比較信号が入力されるため、トランジスタＰ２、Ｐ４はオフとなる。その結果、トランジスタ１４のバックゲート及びゲートは、いずれも、系内の最高電位点である端子Ｔ２に吊られる形となるので、トランジスタ１４のバックゲートとソースとの間に付随する寄生ダイオードを逆バイアスとして、端子Ｔ２から端子Ｔ３への電流リーク経路を遮断するとともに、トランジスタ１４を確実にオフすることが可能となる。

なお、端子Ｔ３がオープンとなっている場合、インバータＩＮＶで生成される反転比較信号のハイレベル論理は不定となるが、上記の場合には、反転比較信号としてローレベルが出力される形となるため、特段支障が生じることはない。

次に、端子Ｔ２の印加電圧が端子Ｔ３の印加電圧よりも低い場合（分圧電圧Ｖａが分圧電圧Ｖｂよりも低い場合）について説明する。この場合、コンパレータＣＭＰの出力論理はハイレベルとなり、トランジスタＮ１はオンとなる。従って、トランジスタＮ１のドレインから出力される比較信号は、ローレベルとなる。

このとき、インバータＩＮＶで生成される反転比較信号はハイレベル（端子Ｔ３の印加電圧と同一の電圧レベル）となるので、トランジスタＰ１、Ｐ３はオフとなる。一方、トランジスタＰ２、Ｐ４には、バッファＢ１、Ｂ２を介してローレベルの比較信号が入力されるため、トランジスタＰ２、Ｐ４はオンとなる。その結果、トランジスタ１４のバックゲート及びゲートは、いずれも、系内の最高電位点である端子Ｔ３に吊られる形となるので、トランジスタ１４のバックゲートとドレインとの間に付随する寄生ダイオードを逆バイアスとして、端子Ｔ３から端子Ｔ２への電流リーク経路を遮断するとともに、トランジスタ１４を確実にオフすることが可能となる。

なお、端子Ｔ２がオープンとなっている場合、コンパレータＣＭＰやバッファＢ１〜Ｂ３の出力論理が不定となるが、本構成例のバックゲート切替回路２０であれば、インバータＩＮＶの入力端が抵抗Ｒ６を介して接地端にプルダウンされ、トランジスタＰ２、Ｐ４のゲートが抵抗Ｒ７を介して接地端にプルダウンされる。このような抵抗Ｒ６、Ｒ７を設けることにより、端子Ｔ２がオープンとなっている場合であっても、トランジスタＰ１、Ｐ３を確実にオフとし、トランジスタＰ２、Ｐ４を確実にオンとすることが可能となる。

上記したように、本構成例のバックゲート切替回路２０は、端子Ｔ２から電力供給を受けて駆動し、端子Ｔ２の印加電圧と端子Ｔ３の印加電圧とを比較して、前者が後者よりも高ければハイレベルの比較信号を生成し、前者が後者よりも低ければローレベルの比較信号を生成する比較部（ＣＭＰ、Ｒ１〜Ｒ５、Ｎ１）と；端子Ｔ３から電力供給を受けて駆動し、比較部からバッファＢ３を介して入力される比較信号を論理反転することで、反転比較信号を生成するインバータＩＮＶと；トランジスタ１４のバックゲートと端子Ｔ２との間に接続され、反転比較信号に応じてオン／オフ制御されるトランジスタＰ１と；トランジスタ１４のバックゲートと端子Ｔ２との間に接続され、比較部からバッファＢ１、Ｂ２を介して入力される比較信号に応じてオン／オフ制御されるトランジスタＰ２と；トランジスタ１４のゲートと端子Ｔ２との間に接続され、反転比較信号に応じてオン／オフ制御されるトランジスタＰ３と；トランジスタ１４のゲートと端子Ｔ３との間に接続され、比較部からバッファＢ１、Ｂ２を介して入力される比較信号に応じてオン／オフ制御されるトランジスタＰ４と；インバータＩＮＶの入力端及びトランジスタＰ２、Ｐ４のゲートを各々プルダウンする抵抗Ｒ６、Ｒ７と；を有して成る構成とされている。

このような構成とすることにより、トランジスタ１４のソース・ドレインいずれが高電位となるか不定であっても、そのバックゲート及びゲートを系内の最高電位点に接続することで、トランジスタ１４における不要な電流リーク経路を遮断し、かつ、トランジスタ１４を確実にオフさせることが可能となる。

また、上記構成から成るバックゲート切替回路２０であれば、端子Ｔ２、Ｔ３いずれかがオープンとなった場合でも、特段の支障を生じることなく、トランジスタ１４のバックゲート及びゲートの接続先を適切に切り替えることが可能となる。

なお、上記の実施形態では、二次電池としてリチウムイオン電池を用いた構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、他方式の二次電池を用いる構成としても構わない。

また、上記の実施形態では、充電制御装置を構成する電界効果トランジスタのバックゲート切替手段として、本発明に係るバックゲート切替回路を用いた構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、本発明に係るバックゲート切替回路は、電界効果トランジスタのソース・ドレインいずれが高電位となるか不定であるシステム全般に広く適用することが可能である。

また、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。

例えば、図５のバックゲート切替回路２０を構成する回路要素のうち、バッファＢ１〜Ｂ３については、必ずしも必須の回路要素ではなく、適宜これを省略しても構わない。また、バッファＢ１〜Ｂ３を一切設けない場合、プルダウン用の抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７と一つにまとめることが可能となる。

また、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ１４、１５に代えて、Ｎチャネル型電界効果トランジスタを用いた場合には、そのバックゲート及びゲートをハイレベルに吊ることによって、これを確実にフルオンさせることが可能となる。

本発明は、電界効果トランジスタのソース・ドレインいずれが高電位となるか不定であるシステムにおいて、電界効果トランジスタの電流リーク経路を確実に遮断する上で有用な技術であり、例えば、二次電池の充電制御を行う充電制御装置に好適な技術である。

は、本発明に係る充電制御装置を搭載した電子機器の一実施形態を示すブロック図である。は、パワーマネジメントＩＣ１による充電制御動作を模式的に説明するためのブロック図である。は、周囲温度に応じた充電制御、システム電流に応じた充電制御、内部設定値に応じた充電制御、外部設定値に応じた充電制御を個別に説明するための図である。は、パワーマネジメントＩＣ１による充電制御動作の一例を示す図である。は、バックゲート切替回路２０の一構成例を示す回路図である。

符号の説明

１パワーマネジメントＩＣ（充電制御装置）
１１充電制御部
１２、１３アンプ
１４、１５Ｐチャネル型電界効果トランジスタ
１６温度センサ
１７内部設定部
１８外部設定部
１９ＤＣ／ＤＣコンバータ
２０バックゲート切替回路
２マイコン
３リチウムイオン電池（二次電池）
４、５センス抵抗
６ポート
７電源ライン
８信号ライン
Ｐ１〜Ｐ４Ｐチャネル型電界効果トランジスタ
Ｎ１Ｎチャネル型電界効果トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ８抵抗
ＣＭＰコンパレータ
ＩＮＶインバータ
Ｂ１〜Ｂ３バッファ

Claims

第１端子と第２端子との間に挿入された電界効果トランジスタのバックゲートを第１端子と第２端子のいずれか一方に接続するバックゲート切替回路であって、
第１端子から電力供給を受けて駆動し、第１端子の印加電圧と第２端子の印加電圧とを比較して、前者が後者よりも高ければハイレベルの比較信号を生成し、前者が後者よりも低ければローレベルの比較信号を生成する比較部と；
第２端子から電力供給を受けて駆動し、前記比較部から直接ないしバッファを介して入力される前記比較信号を論理反転することで、反転比較信号を生成するインバータと；
前記電界効果トランジスタのバックゲートと第１端子との間に接続され、前記反転比較信号に応じてオン／オフ制御される第１Ｐチャネル型電界効果トランジスタと；
前記電界効果トランジスタのバックゲートと第２端子との間に接続され、前記比較部から直接ないしバッファを介して入力される前記比較信号に応じてオン／オフ制御される第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタと；
前記インバータの入力端及び第２Ｐチャネル型電界効果トランジスタのゲートをプルダウンする抵抗と；
を有して成ることを特徴とするバックゲート切替回路。
前記電界効果トランジスタのゲートと第１端子との間に接続され、前記反転比較信号に応じてオン／オフ制御される第３Ｐチャネル型電界効果トランジスタと；
前記電界効果トランジスタのゲートと第２端子との間に接続され、前記比較部から直接ないしバッファを介して入力される前記比較信号に応じてオン／オフ制御される第４Ｐチャネル型電界効果トランジスタと；
を有して成ることを特徴とする請求項１に記載のバックゲート切替回路。
第１端子と第２端子との間に挿入され、二次電池の充電制御手段として用いられる電界効果トランジスタと；
前記電界効果トランジスタのバックゲートを第１端子と第２端子のいずれか一方に接続する請求項１または請求項２に記載のバックゲート切替回路と；
を有して成ることを特徴とする充電制御装置。
請求項３に記載の充電制御装置と、前記充電制御装置によって充電制御される二次電池と、を有して成ることを特徴とする電子機器。