JP2009100552A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源装置としての使用範囲が広く、とくに入力電圧や負荷電流が変化しても、簡単な構成によって最適な位相補償が可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】入力電圧ＶｃｃをスイッチＱ１によってオンオフ制御することにより負荷Ｒｏに供給される出力電圧Ｖｏを所望する大きさに制御するＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電圧Ｖｏと設定された基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧を出力するエラーアンプ１３、エラーアンプ１３に対して帰還される出力電圧Ｖｏの位相をそれぞれ異なる特性で補償する複数の位相補償回路を備え、入力電圧Ｖｃｃ、あるいは負荷Ｒｏに流れる負荷電流Ｉｏのいずれかの変化を検出して、複数の位相補償回路を切換えるようにした。ここで、各位相補償回路の周波数特性は入力電圧Ｖｃｃ、あるいは負荷電流Ｉｏの複数に区分された変動範囲毎に決定される。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流入力電圧をスイッチング手段によってオンオフ制御することにより負荷回路に供給される負荷電流を変化させて、直流出力電圧を所望する大きさに制御するＤＣ−ＤＣコンバータに関し、とくに駆動電源として充電式の電池が利用される携帯型電子機器の直流電源装置として好適なＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

従来、携帯電話器などの電子機器では、電源として充電式のリチウム電池などが搭載されている。一般に電池の出力電圧は機器の使用状況や放電などによって低下するので、直流を任意の電圧の直流に変換（ＤＣ−ＤＣ変換）するＤＣ−ＤＣコンバータが設けられ、電池電圧を一定電圧に変換して出力している。また、同じＤＣ−ＤＣコンバータを用いても、電子機器によってリチウム電池の仕様（直列にいくつリチウム電池セルをつなげるかなど）により、ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧が異なってくる。一方、電池によって稼働する電子機器は、充電された電池を長時間維持して、電子機器の稼働時間を長くするために消費電流を低く抑えるモード切換えなどが実行される。そのため、入力電圧と出力電圧との電圧差が、適用される電子機器の電池仕様や電子機器の使用経過に応じて変化するだけでなく、負荷電流自体も機器の使用状態に応じて変化する。

これまでに、ＤＣ−ＤＣコンバータは様々な電気・電子機器で使用されており、電圧モード制御あるいは電流モード制御による帰還ループを有する、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータや降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータなど、使用目的に応じたＤＣ−ＤＣコンバータが提案されている。

図８は、従来の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
このＤＣ−ＤＣコンバータは、制御ＩＣ１の内部に基準電圧発生器１１、内部電源１２、演算増幅器からなるエラーアンプ１３、三角波発生器１４、ＰＷＭコンパレータ１５、出力ＭＯＳドライバ１６などで構成され、出力ＭＯＳドライバ１６のディジタル信号によってＭＯＳトランジスタからなるスイッチＱ１をオンオフしている。スイッチＱ１には、たとえば入力範囲２．５Ｖ〜１０Ｖの入力電圧Ｖｃｃが供給されていて、スイッチＱ１がスイッチング動作すると、転流ダイオード（フライホイールダイオード）Ｄ、インダクタＬ、出力平滑コンデンサＣｏｕｔにより、負荷Ｒｏに対して入力電圧Ｖｃｃより低い出力電圧Ｖｏ（たとえば２Ｖ）が供給される。

このとき、スイッチング動作によって負荷Ｒｏに供給される出力電圧Ｖｏを安定化させるために、通常センシング抵抗Ｒａ，Ｒｂなどで分圧されたフィードバック電圧Ｖｆｂが制御ＩＣ１に負帰還される。制御ＩＣ１では、フィードバック電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差をエラーアンプ１３で増幅し、三角波発生器１４からの三角波信号電圧ＶｔｒとＰＷＭコンパレータ１５で比較して、時比率（デューティ）を制御するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に変換され、出力ＭＯＳドライバ１６からスイッチＱ１をオンオフ制御している。

その結果、エラーアンプ１３から出力される誤差電圧Ｖｅｒｒは、フィードバック電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さい場合には増加する方向、逆に大きい場合には減少する方向に制御され、スイッチＱ１のデューティ比が制御されることで出力電圧Ｖｏがコントロールされる。

このような電圧モード制御のＤＣ−ＤＣコンバータは、インダクタＬ、出力平滑コンデンサＣｏｕｔを含むメイン回路が二次遅れで発振しやすい特性であることから、負帰還回路を安定に動作させるためには位相補償が不可欠となる。

非特許文献１には、誤差増幅器の発振防止のための位相補償に関する一般的な解説が記載されている。
出力コンデンサの容量値を大きくするとＤＣ−ＤＣコンバータは安定しやすいが、コスト的な問題がある。また、出力コンデンサに対して直列に抵抗回路を設けて位相を進ませる方法もあるが、これはＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率が低下することから望ましい方法ではない。非特許文献１に示されているように、現在の最も一般的な位相補償は、エラーアンプ１３に対する位相遅れ補償回路として、フィードバック電圧Ｖｆｂが入力される反転入力端子と出力端子との間に、抵抗Ｒ１とキャパシタＣ１の直列回路を接続し、さらにセンシング抵抗Ｒａと並列に、抵抗Ｒ２とキャパシタＣ２の直列回路を位相進み補償回路として接続している。

特許文献１には、チョークコイルに常に電流が流れる連続モードに対して、チョークコイルの電流が断続的に流れる臨界点以下の不連続モードでＤＣ−ＤＣコンバータの伝達関数が変わることから、伝達関数の変化に応じてフィードバック位相補償回路を選択的に切換えて位相の回転を抑制するように構成したものが記載されている。

また、特許文献２には、分圧抵抗とエラーアンプの間にボルテージフォロワと利得調整抵抗を設け、スイッチングレギュレータの出力電圧に反比例するよう利得調整抵抗の抵抗値を調整して、誤差増幅段の利得を一定に保つものが記載されている。
特開平０５−３０４７７１号公報（段落番号〔０００９〕〜〔００１７〕、図１） 特開２００６−３０４５５２号公報（段落番号〔００１７〕〜〔００６６〕、図１） ＯＳ−ＣＯＮ導電性高分子アルミ固体電解コンデンサ 有機半導体アルミ固体電解コンデンサ TECHNICAL BOOK Ver.14、[online]、２００６年１０月、三洋電機株式会社電子デバイスカンパニー、［平成１９年８月３１日検索］、インターネット＜url： HYPERLINK "http://edc.sanyo.com/pdf/oscon/OS" http://edc.sanyo.com/pdf/oscon/OS＿J.pdf＞

ところが、ＤＣ−ＤＣコンバータの位相特性は、入力電圧Ｖｃｃ、出力電圧Ｖｏ、負荷電流Ｉｏなどに応じて大きく変化するため、位相補償回路の各定数はこれらの条件を考慮して最適に設定する必要がある。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータの用途によっては、起動時や入力電圧Ｖｃｃ，負荷電流Ｉｏの急変時、出力電圧Ｖｏの変更などに対する応答性の確保も必要である。

しかし、充電式のリチウム電池などが利用される携帯型電子機器の直流電源装置では、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧Ｖｃｃや負荷電流Ｉｏの変動範囲が非常に広く設定されていて、単純にセンシング補償とエラーアンプ補償を組み合わせただけでは十分な安定性や応答性を得られない場合があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、直流電源装置としての使用範囲が広く、とくに入力電圧や負荷電流が変化しても、簡単な構成によって最適な位相補償が可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

本発明では、上記問題を解決するために、直流入力電圧をスイッチング手段によってオンオフ制御することにより負荷回路に供給される直流出力電圧を所望する大きさに制御するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記直流出力電圧と設定された基準電圧との差電圧を出力する誤差検出手段と、前記誤差検出手段に対して帰還される前記直流出力電圧の位相をそれぞれ異なる特性で補償する複数の位相補償回路を含む位相補償手段と、前記直流入力電圧、あるいは前記負荷回路に流れる負荷電流のいずれかの変化を検出して、前記位相補償手段を構成する前記複数の位相補償回路を切換える切換え制御手段と、を備え、前記位相補償回路の各周波数特性が前記直流入力電圧、あるいは前記負荷回路に流れる負荷電流の複数に区分された変動範囲毎に決定されていることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータが提供される。

このＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力電圧あるいは負荷電流が基準値を下回ると位相補償回路が一方の位相補償回路に切換わり、上回るともう一方に切換わるように切換え制御される。

本発明によれば、位相補償回路の定数設定が比較的容易で、しかも入力電圧範囲や負荷電流範囲が広くても、全領域で出力電圧を安定に設定できる。

以下、図面を参照してこの発明の実施の形態について説明する。図１は、実施の形態１に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。ここでは、図８の従来回路と対応する回路要素には、同一の符号を付け、それらの説明を省略する。

この実施の形態では、図８のＤＣ−ＤＣコンバータと比較して、切換え制御信号ＳＷｃｎｔを出力するコンパレータ２、このコンパレータ２の基準電圧Ｖ１，Ｖ２を設定する直列抵抗Ｒｃ，Ｒｄ，Ｒｅ、入力電圧Ｖｃｃを分圧して生成された電圧信号Ｖｃｄをコンパレータ２の非反転入力端子に供給するための直列抵抗Ｒ１０，Ｒ２０、切換えスイッチＳＷ、および切換えスイッチＳＷで選択されるキャパシタＣ３を追加した。これらコンパレータ２、直列抵抗Ｒｃ，Ｒｄ，Ｒｅ、直列抵抗Ｒ１０，Ｒ２０、および切換えスイッチＳＷは切換え制御手段を構成する。なお、直列抵抗Ｒｃ，Ｒｄ，Ｒｅの一端は定電圧のＶｒｅｆもしくはＶｒｅｇに接続され、他端は接地されている。抵抗ＲｃとＲｄの接続点の電位Ｖ１および抵抗ＲｄとＲｅの接続点の電位Ｖ２は、それぞれ基準電圧としてコンパレータ２の２つの反転入力端子に入力される。コンパレータ２は２つの基準電圧Ｖ１，Ｖ２を用いてヒステリシスコンパレータとして動作する。すなわち、切換え制御信号ＳＷｃｎｔがＨ（Ｈｉｇｈ）からＬ（Ｌｏｗ）に変化するときはＶ２が基準電圧となり、ＬからＨに変化するときはＶ１が基準電圧となるヒステリシス特性を有している。なお、コンパレータ２がヒステリシスコンパレータである必要がないときは、抵抗Ｒｅを省略して基準電圧Ｖ１だけをコンパレータ２に入力すればよい。また、切換えスイッチＳＷは、コンパレータ２の切換え制御信号ＳＷｃｎｔによってコントロールされる。

ここでは、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧Ｖｃｃの範囲が２．５〜１０Ｖであり、かつ負荷Ｒｏに流れる負荷電流Ｉｏが０〜１Ａの範囲で変化するものとする。上述のように、従来ではこうした入力電圧Ｖｃｃおよび負荷電流Ｉｏの全範囲で制御ＩＣ１の安定した動作が得られない場合が想定されていた。

そこで、最初に入力電圧Ｖｃｃを低電圧範囲（２．５〜６Ｖ）で変化させる場合を検討し、負荷電流Ｉｏが０〜１Ａに変化した場合の最適な位相補償回路の抵抗値、容量値（すなわち、キャパシタＣ１，Ｃ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２）を決定する。その後、高電圧範囲（４〜１０Ｖ）について、同様に負荷電流Ｉｏを０〜１Ａに変化させながら、キャパシタＣ１と抵抗Ｒ１，Ｒ２を固定したうえで、キャパシタＣ２の容量値の検討を行う。これによって、最適な位相補償回路を構成する新たなキャパシタＣ３の値が決定できる。

なお、位相補償回路における具体的な容量値などは、従来から周知である状態平均化方程式を用いた解析、例えば状態平均化方程式を直接的に解析する、もしくはこれが難しい場合はシミュレーションを用いて解析することによって決定することができる（状態平均化手段については、たとえば原田耕介他「スイッチングコンバータの基礎（コロナ社、１９９２年）」を参照。）。もしくは、変更を考えている抵抗の抵抗値や容量の容量値などについて、これらを予め実験的に求めるようにしてもよい。

直列抵抗Ｒｃ，Ｒｄ，Ｒｅの抵抗値は、高電圧範囲と低電圧範囲とでオーバーラップする入力電圧Ｖｃｃの電圧値（たとえば、５．５Ｖと４．５Ｖ）に対応する電圧信号Ｖｃｄの電圧値に等しい基準電圧Ｖ１，Ｖ２を供給するように設定されている（ヒステリシスがない場合は、Ｖｃｃ＝５．０Ｖに対応する電圧信号Ｖｃｄに等しいＶ１を供給するように設定される）。そこで、コンパレータ２からは、入力電圧Ｖｃｃが４．５Ｖ以下に下がると切換えスイッチＳＷがキャパシタＣ２側に接続され、５．５Ｖ以上になると切換えスイッチＳＷがキャパシタＣ３側に切換わるように、位相補償回路の切換え制御信号ＳＷｃｎｔが供給される。

ここで、入力電圧範囲の変動について説明する。
図２は、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの一巡ループ（オープンループ）利得の周波数特性（振幅の周波数特性）を示すグラフである。但し、位相補償素子の位相補償回路の切換えはないものとしている。

図２では、実線で示すＶｃｃ１、破線で示すＶｃｃ２はＤＣ−ＤＣコンバータの２通りの入力電圧であり、Ｖｃｃ１＞Ｖｃｃ２の場合を示す。図２に示すように、入力電圧Ｖｃｃ２のＤＣ−ＤＣコンバータ全体の（一巡ループ）利得は、入力電圧Ｖｃｃ１のものに比べて低下している。すなわち、入力電圧の変化に対し何も対策しないと、入力電圧の低下に伴ってＤＣ−ＤＣコンバータの帯域（カットオフ周波数）が低くなる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ一巡ループの位相特性（周波数に対する位相遅れの変化特性）は入力電圧によっては変化しないので、位相余裕も悪化する。これにより、入力電圧が低くなると、ＤＣ−ＤＣコンバータの過渡応答時の起動時間が長くなることからＤＣ−ＤＣコンバータの応答性が悪化するとともに、安定性が悪くなるという問題があった。

そこで、以上に説明したように、位相補償回路の切換え条件をＤＣ−ＤＣコンバータに設定することによって、入力電圧Ｖｃｃが５Ｖを境に位相補償回路の周波数特性が切換えられれば、入力電圧Ｖｃｃの広い変動範囲で直流電源装置として応答性が確保されるともに、安定に動作させることができる。

また、位相補償回路の切換え素子としてはキャパシタＣ２だけに限定されることはなく、抵抗Ｒ２を異なる値の抵抗に切換えるようにしてもよく、あるいはセンシング抵抗Ｒａ，Ｒｂ側の位相進み補償回路はそのままにして、エラーアンプ１３に対する位相遅れ補償回路を構成するキャパシタＣ１や抵抗Ｒ１の大きさを変更するようにしてもよい。さらに、位相補償回路の複数のデバイス（キャパシタＣ１，Ｃ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２）のいくつかまたは全てを一度に切換えてもよい。要するに、ここでは大きく変化する入力電圧Ｖｃｃの全変動範囲でＤＣ−ＤＣコンバータが安定な周波数特性となるように、切換えられるデバイスの値を選択すればよい。

つぎに、本発明についての別の実施の形態を説明する。
図３は、実施の形態２に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。ここでは、一端が接地された負荷電流検出抵抗Ｒｓを負荷Ｒｏと直列に追加し、その電圧Ｖｓがコンパレータ３の非反転入力端子に入力されている点で図１の回路と相違する。すなわち、図１の切換え制御手段がコンパレータ２を入力電圧Ｖｃｃの大きさに応じて切換えるように構成されていたのに対して、図３の切換え制御手段としてはコンパレータ３を負荷電流Ｉｏの大きさに応じて切換えるようにした。なお、コンパレータ３、直列抵抗Ｒｆ，Ｒｇ，Ｒｈ、基準電圧Ｖ３，Ｖ４はそれぞれ図１のコンパレータ２、直列抵抗Ｒｃ，Ｒｄ，Ｒｅ、基準電圧Ｖ１，Ｖ２に相当し、それぞれ同じ機能を果たすものである。また、ヒステリシスがある場合、ない場合に関する説明も同様なので説明を省略する。

なお、ここでも、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧Ｖｃｃの範囲が２．５〜１０Ｖであり、かつ負荷Ｒｏに流れる負荷電流Ｉｏが０〜１Ａの範囲で変化するものとする。上述のように、従来ではこうした入力電圧Ｖｃｃおよび負荷電流Ｉｏの全範囲で制御ＩＣ１の安定した動作が得られない場合が想定されていた。

そこで、最初に負荷電流Ｉｏを低電流範囲（０〜０．６Ａ）で変化させる場合を検討し、入力電圧Ｖｃｃが２．５〜１０Ｖに変化した場合の最適な位相補償回路の抵抗値、容量値（すなわち、キャパシタＣ１，Ｃ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２）を決定する。その後、高電流範囲（０．４〜１Ａ）として、同様に入力電圧Ｖｃｃを２．５〜１０Ｖに変化させながら、キャパシタＣ１と抵抗Ｒ１，Ｒ２を固定したうえで、キャパシタＣ２の容量値の検討を行う。これによって、最適な位相補償回路を構成する新たなキャパシタＣ４の値が決定できる。

直列抵抗Ｒｃ，Ｒｄ，Ｒｅの抵抗値は、負荷電流Ｉｏの高電流範囲と低電流範囲とでオーバーラップする電流値（たとえば、０．５５Ａと０．４５Ａ）に相当する負荷電流検出抵抗Ｒｓからの電圧Ｖｓに等しい基準電圧Ｖ３，Ｖ４を供給するように設定されている。そこで、コンパレータ３からは、その非反転入力端子に供給される電圧Ｖｓが基準電圧Ｖ４以下になると、切換えスイッチＳＷがキャパシタＣ２側に接続され、基準電圧Ｖ３以上になると切換えスイッチＳＷがキャパシタＣ４側に切換わるように、位相補償回路の切換え制御信号ＳＷｃｎｔが供給される。

ここで、出力電流範囲の変動について説明する。
負荷電流Ｉｏの大小は、負荷Ｒｏのインピーダンスの小大に置き換えられ、負荷Ｒｏのインピーダンスが変われば、負荷Ｒｏも含めたＤＣ−ＤＣコンバータ全体の系の伝達関数も変化し、当然その応答も変わる。定性的に言えば、負荷電流Ｉｏが大きい（すなわち、負荷Ｒｏのインピーダンスが小さい。）重負荷の場合は、大きな電流を供給できるように系の応答を速めるような位相補償に調整する。しかし、こうした位相補償回路のままでは、電流が小さい（すなわち、負荷Ｒｏのインピーダンスが大きい。）軽負荷の場合に、不安定になりやすい。したがって、負荷電流Ｉｏの大小に応じて位相補償回路の周波数特性を変更する必要がある。

そこで、以上に説明したように、位相補償回路の切換え条件をＤＣ−ＤＣコンバータに設定することによって、負荷電流Ｉｏが０．５Ａを境に位相補償回路の周波数特性が切換われば、負荷電流Ｉｏの広い変動範囲で直流電源装置として安定に動作させることができる。ここでは、コンパレータ３について、実施の形態１の場合と同様に、所定のヒステリシスを持たせることができる。

つぎに、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの利得、および位相遅れの周波数特性における位相余裕の調整方法について、上述した状態平均化法による周波数特性のシミュレーション結果に基づいて説明する。

図４〜図７は、いずれも状態平均化法を基にしたシミュレーションによりＤＣ−ＤＣコンバータの一巡ループの周波数特性を求めた結果（その１〜４）を示す図であって、入力電圧Ｖｃｃに対して位相進み補償回路のキャパシタを様々な値に切換えたときの位相余裕を示している。いずれの図においても横軸の周波数は対数軸であって、それぞれ右側縦軸に対応する利得（ゲイン［ｄＢ］）特性は破線によって、左側縦軸に対応する位相遅れ（位相［ｄｅｇ］）特性は実線によって示されている。また、インダクタＬ＝１０μＨ、出力平滑コンデンサＣｏｕｔ＝４．７μＦ、出力電圧Ｖｏ＝３Ｖ、分圧抵抗Ｒａ＝２０ｋΩ、Ｒｂ＝１０ｋΩ、負荷の抵抗値Ｒｏを３Ω、負荷電流Ｉｏを一定（＝１Ａ）とし、位相遅れ補償回路の抵抗Ｒ１＝６．２ｋΩ、キャパシタＣ１＝４７０ｐＦ、位相進み補償回路の抵抗Ｒ２＝１ｋΩとする共通の条件の下で、それぞれ周波数特性を計算している。 図４では、入力電圧Ｖｃｃを５Ｖ、キャパシタＣ２を１ｎＦとした場合の位相余裕を示している。こうした条件の下で、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの位相余裕は３５度となる。しかし、図５に示すように、入力電圧Ｖｃｃが２４Ｖまで上昇するときに、キャパシタＣ２を１ｎＦのままとしておくと、位相余裕が１９度まで低減する。

ここで、位相余裕とは増幅率１（ゲイン０ｄＢ）のときの位相１８０度からの位相遅れ分の余裕であって、通常では３０〜４０度程度であることが望ましい。したがって、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは発振しやすい状態になる。

図５および図６には、位相進み補償回路のキャパシタＣ２（＝１ｎＦ）を切換えスイッチＳＷによって切換えた場合の周波数特性を示している。ここでは、キャパシタＣ３（＝１５０ｐＦ）とすることで、図５に示す入力電圧Ｖｃｃ＝５Ｖの場合には、位相余裕は２４度とＣ２＝１ｎＦに対する図４のものより小さくなるが、図６に示すように入力電圧Ｖｃｃ２４Ｖまで上昇したときには、位相余裕を４５度に調整することができる。

すなわち、入力電圧Ｖｃｃが５ＶのときはＣ２＝１ｎＦに、２４ＶのときはＣ３＝１５０ｐＦに切換えればよい。
なお、上述した２つの実施の形態では、いずれも降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを例に説明したが、本発明は昇圧型、あるいは極性反転型ＤＣ／ＤＣコンバータについても同様に適用して、顕著なる効果を奏するものである。

また、電圧モード制御についてだけでなく、インダクタ電流を帰還するようにした電流モード制御方式のＤＣ／ＤＣコンバータについても、本発明を適用できることはいうまでもない。

実施の形態１に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。 図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの一巡ループ利得の周波数特性（振幅の周波数特性）を示すグラフである。 実施の形態２に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータの一巡ループの周波数特性を求めた結果（その１）を示す図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータの一巡ループの周波数特性を求めた結果（その２）を示す図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータの一巡ループの周波数特性を求めた結果（その３）を示す図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータの一巡ループの周波数特性を求めた結果（その４）を示す図である。 従来の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。

符号の説明

１ 制御ＩＣ
２，３ コンパレータ
１１ 基準電圧発生器
１２ 内部電源
１３ エラーアンプ
１４ 三角波発生器
１５ ＰＷＭコンパレータ
１６ 出力ＭＯＳドライバ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４ キャパシタ
Ｉｏ 負荷電流
Ｑ１ スイッチ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ１０，Ｒ２０ 抵抗
Ｒｃ，Ｒｄ，Ｒｅ，Ｒｆ，Ｒｇ，Ｒｈ 抵抗
Ｒｏ 負荷
Ｒｓ 負荷電流検出抵抗
ＳＷ 切換えスイッチ
ＳＷｃｎｔ 切換え制御信号
Ｖｃｃ 入力電圧
Ｖｃｄ 入力電圧Ｖｃｃを分圧して生成された電圧信号
Ｖｏ 出力電圧

Claims (15)

1. 直流入力電圧をスイッチング手段によってオンオフ制御することにより負荷回路に供給される直流出力電圧を所望する大きさに制御するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記直流出力電圧と設定された基準電圧との差電圧を出力する誤差検出手段と、
   前記誤差検出手段に対して帰還される前記直流出力電圧の位相をそれぞれ異なる特性で補償する複数の位相補償回路を含む位相補償手段と、
   前記直流入力電圧、あるいは前記負荷回路に流れる負荷電流のいずれかの変化を検出して、前記位相補償手段を構成する前記複数の位相補償回路を切換える切換え制御手段と、
   を備え、
   前記位相補償回路の各周波数特性が前記直流入力電圧、あるいは前記負荷回路に流れる負荷電流の複数に区分された変動範囲毎に決定されていることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記切換え制御手段は、前記直流入力電圧が予め設定した電圧値より上か下かで前記位相補償手段を切換えることにより、前記誤差検出手段の周波数特性を変更するようにしたことを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記位相補償手段の切換えにヒステリシス特性をもたせたことを特徴とする請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記切換え制御手段は、前記直流入力電圧の変化だけを検出することを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 前記切換え制御手段は、前記負荷回路に流れる負荷電流が基準電流値より上か下かで前記位相補償手段を切換えることにより、前記誤差検出手段の周波数特性を変更するようにしたことを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 前記位相補償手段の切換えにヒステリシス特性をもたせたことを特徴とする請求項５記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 前記切換え制御手段は、前記負荷回路に流れる負荷電流の変化だけを検出することを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
8. 前記切換え制御手段は、前記直流入力電圧の変化とともに前記負荷電流の変化を同時に検出することを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
9. 前記位相補償手段は、状態平均化方程式を用いた解析、もしくは実験的手段によって決定された少なくとも２通りの異なる周波数特性を有する位相補償回路を含むことを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
10. 前記位相補償手段は、２通りの異なる周波数特性を有する位相補償回路によって構成されていることを特徴とする請求項９記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
11. 前記誤差検出手段には、前記位相補償回路を備えた分圧抵抗回路を介して前記直流出力電圧が帰還されていることを特徴とする請求項１０記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
12. 前記誤差検出手段はエラーアンプを有し、前記位相補償回路として前記差電圧を出力する前記エラーアンプの出力端子と反転入力端子との間に直列接続された位相補償用抵抗および位相補償用キャパシタが接続されていることを特徴とする請求項１０記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
13. 前記スイッチング手段は、前記直流入力電圧に対して昇圧した前記直流出力電圧を出力するように設けられていることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
14. 前記スイッチング手段は、前記直流入力電圧に対して降圧した前記直流出力電圧を出力するように設けられていることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
15. 前記スイッチング手段は、前記直流入力電圧に対して極性反転した前記直流出力電圧を出力するように設けられていることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。

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