JP2009239672A - 高周波電力増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】高周波電力増幅器から見た外部入力インピーダンスの影響に対して、高周波電力増幅器に含まれるトランジスタの最適効率条件に設定された基本波の２次高調波入力インピーダンスを変動させずに、トランジスタの安定した高効率動作を実現できる高周波電力増幅器を提供する。
【解決手段】２次高調波共振回路３２は、信号線路と接地線路（ＧＮＤ）との間に共振用インダクタ３２１と共振用コンデンサ３２２とが直列に接続された共振回路である。２次高調波共振回路３２の共振周波数は、基本波の２次高調波に設定される。２次高調波位相制御回路３３は、信号線路に対して直列に位相調整用コンデンサ３３１が接続された構成である。この位相調整用コンデンサ３３１の容量値を大から小へと調整することで、ポーラチャート上でトランジスタ４から見た２次高調波入力インピーダンスを＋１８０°〜＋３６０°の範囲で位相回転制御させる。
【選択図】図３Ａ

Description

本発明は、無線通信分野で利用される高周波電力増幅器に関し、特に高周波電力増幅器に含まれる高周波電力増幅用トランジスタの入力整合回路における２次高調波処理によって、トランジスタの高効率動作を実現する技術に関する。

高周波電力増幅器には、線形性を保つために低歪みであること、及び消費電力を低減するために高効率であること、が求められる。特に、デジタル方式の携帯電話に用いられる高周波電力増幅器は、セットの小型軽量化に直結するために低歪み・高効率特性が強く要望される。高周波電力増幅器の低歪み特性と高効率特性とは相反する関係にあるため、携帯電話の変調方式に応じた歪み特性の規格を満たすよう、最大限に高効率となるように設計されるのが通常である。

近年では、高周波電力増幅器の高効率化回路設計として、高周波電力増幅器に含まれるトランジスタの出力回路において、基本波周波数の整合に加え高調波成分も考慮して設計することが行われている。例えば、特許文献１や特許文献２には、高周波電力増幅器に含まれるトランジスタの出力端において、基本波周波数でのインピーダンス整合に加えて、基本波の偶数倍周波数の高調波成分に対してインピーダンスをショート、基本波の奇数倍周波数の高調波成分に対してインピーダンスをオープンにする、という最適効率条件を実現することが紹介されている。

しかしながら、トランジスタの入力側にも高調波成分が存在するため、トランジスタの入力端において、基本波に対して偶数倍周波数の高調波成分の位相を最適に合わさないと基本波の波形が崩れてしまうため、電圧波形と電流波形とが重なってロスが発生し、効率が悪化してしまうという問題があった。

そこで、高周波電力増幅器に含まれるトランジスタの出力端だけでなく、トランジスタの入力端においても、高調波成分に対してインピーダンス整合を行うことで、高効率化を実現する技術が提案されている。

特許文献１には、高周波電力増幅器に含まれるトランジスタの入力側の入力インピーダンス整合回路に、基本波周波数の２次高調波より低い周波数に対して共振点を有する２次高調波位相調整用共振回路を有することで、トランジスタから見た基本波周波数の２次高調波に対する入力インピーダンスを最適効率条件に設定する技術、が開示されている。
また、特許文献２には、高周波電力増幅器に含まれるトランジスタの入力側の入力インピーダンス整合回路に、基本波周波数の２次高調波より高い周波数に対して共振点を有する２次高調波位相調整用共振回路を有することで、トランジスタから見た基本波周波数の２次高調波に対する入力インピーダンスを最適効率条件に設定することでさらに高効率を可能にする技術、が開示されている。

これらの特許文献１及び特許文献２は、トランジスタの種類や動作条件の違いから、最適効率条件となる基本波周波数の２次高調波に対する入力インピーダンス（位相）が異なるだけであり、基本原理は同じ技術である。
以下、図８を参照しながら、特許文献１及び特許文献２に示されている、トランジスタから見た基本波周波数の２次高調波に対する入力インピーダンスを、ポーラチャート上で所望の位置に設計する方法について説明する。

図８に示す従来の回路は、基本波に対して偶数次高調波のインピーダンスをショートに奇数次高調波のインピーダンスをオープンに制御しつつ、基本波インピーダンスを出力ポート６の５０Ωからトランジスタ４の最適出力負荷に変換する出力整合回路５を、トランジスタ４の出力側に有している。また、従来の回路は、基本波インピーダンスを入力ポート１の５０Ωからトランジスタ４の最適入力負荷に変換する基本波入力整合回路２と、基本波に対する２次高調波のインピーダンスを調整する２次高調波位相調整用共振回路３００とを、トランジスタ４の入力側に有している。

特許文献１では、この２次高調波位相調整用共振回路３００は、伝送線路３０１と接地されたコンデンサ３０２とからなる共振回路３００である。コンデンサ３０２を高周波信号がショートされる程の大きな容量とした場合、共振回路３００の伝送線路３０１の線路長を基本波の１／４波長より所定量だけ長くする調整により、その共振回路３００の共振周波数を基本波の２次高調波周波数よりも低い周波数帯に制御する。これにより、トランジスタ４から見た基本波の２次高調波周波数の入力側インピーダンスを、ポーラチャート上で＋０°〜＋１８０°の範囲の位相で調整することができる。特許文献１におけるトランジスタ４にＦＥＴを用いた例では、トランジスタ４のゲート電圧信号において、２次高調波の位相が基本波に対して位相差（Δθ）°分遅れる。よって、伝送線路３０１の線路長を基本波の１／４波長より長く調節し、トランジスタ４から見た基本波の２次高調波周波数の入力インピーダンスの位相を（＋１８０−Δθ）°にすることで、トランジスタ４への入力信号において２次高調波を基本波より位相差（Δθ）°だけ前もって進めておくことができる。このため、トランジスタ４のゲート電圧信号の基本波と２次高調波との位相差（Δθ）°を零とし、同相にすることでトランジスタ４の高効率動作を可能にしている。

特許文献２の基本原理は、特許文献１の基本原理と同じである。ただし、特許文献２では、共振回路３００の共振周波数を２次高調波周波数より高く設定しているため、２次高調波の位相＋（１８０＋Δθ）°は＋１８０°〜＋３６０°範囲で調整可能であるが、請求項２で記載されている＋１７０°〜＋２７０°の範囲の内、＋１７０°〜＋１８０°の範囲の調整は不可能である。
特許第２６９５３９５号明細書 特開２００４−１１２１５８号公報 デヴィット・エム・スニダー、「アシオレティカル・アナリシス・アンド・エクスペリメンタル・コンファメーション・オブ・ザ・オプティマリィ・ローデッド・アンド・オーバードライヴン・アールエフ・パワー・アンプリファイアー」、アイトリプルイー・トランザクション・オン・エレクトロン・デバイシーズ、Ｖｏｌ．ＥＤ−１４、Ｎｏ．１２、８５１−８５７頁（１９６７年１２月）（Ｄａｖｉｄ Ｍ．Ｓｎｉｄｅｒ、"Ａｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ Ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ Ｃｏｎｆｉｒｍａｔｉｏｎ ｏｆ ｔｈｅ Ｏｐｔｉｍａｌｌｙ Ｌｏａｄｅｄ ａｎｄ Ｏｖｅｒｄｒｉｖｅｎ ＲＦ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ Ｄｅｖｉｃｅｓ、Ｖｏｌ．ＥＤ−１４、Ｎｏ．１２、ｐｐ．８５１−８５７、Ｄｅｃ．１９６７） ラブ・フレデリック・エイチ、「クラスＦ・パワー・アンプリファイアーズ・ウイズ・マキシマリィ・フラット・ウエーブフォームス」、アイトリプルイー・トランザクション・オン・マイクロウエーブ・セオリー・アンド・テクニークス、Ｖｏｌ．４５、Ｎｏ．１１、２００７−２０１２頁、１９９７年１１月（Ｒａａｂ、Ｆｒｅｄｅｒｉｃｋ Ｈ．，、"Ｃｌａｓｓ−Ｆ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ ｗｉｔｈ Ｍａｘｉｍａｌｌｙ Ｆｌａｔ Ｗａｖｅｆｏｒｍｓ"、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ、Ｖｏｌ．４５、Ｎｏ．１１、ｐｐ．２００７−２０１２、Ｎｏｖ．１９９７）

しかしながら、上述した特許文献に記載された従来技術では、最適効率条件である基本波周波数の２次高調波に対する入力インピーダンスを制御する方法として、図９に示すように２次高調波位相調整用共振回路３００で共振点を基本波周波数の２次高調波から外すことにより、トランジスタ４から見た基本波周波数の２次高調波に対する入力インピーダンスの位相を調整している。

このため、共振点に位置する共振周波数以外の周波数帯の入力インピーダンスは、高周波電力増幅器から見た外部入力インピーダンスの影響により変動し易く、実使用環境において高周波電力増幅器の高効率特性を再現又は維持できないとう欠点を有している。これは、高周波電力増幅器を送信部に搭載した際に、高周波電力増幅器の入力側の部品及び回路構成により特性が変動することになるため、生産では効率特性の悪化による歩留り発生や、開発では部品間での最適整合業務の発生といった開発効率の悪化などの、要因となる。

図１０は、トランジスタ４から見た基本波の２次高調波入力インピーダンスをＭａｇ≒０．９５／Ａｎｇ＝＋１９０°、＋２００°、及び＋２１０°と調整した際に、この２次高調波位相調整用共振回路３００を含む高周波電力増幅器から見た入力端子外部の２次高調波インピーダンスをＭａｇ≒０．９５の設定でＡｎｇを全位相で変化させた時のトランジスタ４から見た基本波の２次高調波入力インピーダンスへの影響度を示す図である。図１０（ａ）はＭａｇの変動を、図１０（ｂ）はＡｎｇの変動を示す。

従来技術では、高周波電力増幅器から見た入力端子外部の２次高調波インピーダンスの変動による影響により、トランジスタ４から見た基本波の２次高調波入力インピーダンスが、ポーラチャート上の所望の位置よりＭａｇでΔ０．３〜Δ０．８、Ａｎｇでは±Δ３０°〜Δ５０°も変動していることが分かる。この２次高調波入力インピーダンスの変動は、そのまま効率特性に影響し、例えばトランジスタ４から見た基本波の２次高調波入力インピーダンスとして、Ｍａｇ≒０．９５／Ａｎｇ＝＋１９０°に所望すべきものが、Ｍａｇ＝０．３／Ａｎｇ＝＋１６０°に変動した場合、約１０％の効率低下の要因となる。

それ故に、本発明の目的は、高周波電力増幅器から見た外部入力インピーダンスの影響に対して、高周波電力増幅器に含まれるトランジスタの最適効率条件に設定された基本波周波数の２次高調波に対する入力インピーダンスを変動させずに、トランジスタの安定した高効率動作を実現できる高周波電力増幅器を提供することである。

本発明は、ｎ段の電力用トランジスタで構成された高周波電力増幅器に向けられている。そして、上記目的を達成するために、本発明の高周波電力増幅器は、ｋ段目（ｋは、１〜ｎのいずれか）の電力用トランジスタの入力側に設けられる基本波整合回路と、ｋ段目の電力用トランジスタと基本波整合回路との間に挿入される２次高調波制御回路とを備える。そして、この２次高調波制御回路は、基本波周波数の２次高調波に共振周波数を合わせた２次高調波共振回路と、ｋ段目の電力用トランジスタから見た基本波周波数の２次高調波入力インピーダンスを、ポーラチャート上で所望の位置に制御する２次高調波位相制御回路とを有する。

典型的な２次高調波共振回路は、 一方端が基本波整合回路が出力する信号の線路に接続されたインダクタと、一方端がインダクタの他方端に接続され、他方端が接地されているコンデンサとで構成され、インダクタとコンデンサとによる共振周波数が基本波周波数の２次高調波に設定されている。ここで、信号線路とインダクタとの間に抵抗を挿入して
もよい。この場合、抵抗を０．１Ω以上６Ω以下の範囲で設定すれば、２次高調波共振回路のＱ値を制御できる。又は、インダクタと並列に抵抗を挿入してもよい。この場合、抵抗を１００Ω以上１０ｋΩ以下の範囲で設定すれば、２次高調波共振回路のＱ値を制御できる。さらには、インダクタ及びコンデンサが半導体集積回路で構成される場合には、インダクタを、シート抵抗０．００１［Ω／□］以上０．１［Ω／□］以下の抵抗成分を持つ配線で形成すれば、インダクタの配線抵抗を０．１Ω以上６Ω以下の範囲で設定することで、２次高調波共振回路のＱ値を制御できる。

なお、この２次高調波共振回路は、一方端が基本波整合回路が出力する信号の線路に接続され他方端が接地された、基本波周波数の波長λの１／４電気長を有する線路で構成してもよいし、一方端が基本波整合回路が出力する信号の線路に接続され他方端が開放された、基本波周波数の波長λの１／８電気長を有する線路で構成してもよい。

また、典型的な２次高調波位相制御回路は、基本波整合回路の出力と電力用トランジスタの入力との間に挿入されたコンデンサ、又はインダクタ、あるいは直列接続されたコンデンサ及びインダクタで構成される。この構成により、ｋ段目の電力用トランジスタから見た基本波周波数の２次高調波入力インピーダンスを、コンデンサだけの場合はポーラチャート上で＋１８０°〜＋３６０°の範囲で、インダクタだけの場合はポーラチャート上で＋０°〜＋１８０°の範囲で、直列接続されたインダクタ及びコンデンサの場合は、ポーラチャート上で＋０°〜＋３６０°の範囲で、それぞれ制御できる。なお、直列接続されたインダクタ及びコンデンサの場合には、インダクタとコンデンサとの接続点と接地との間に可変コンデンサをさらに接続してもよい。

上記本発明によれば、高周波電力増幅器から見た入力端子外部のインピーダンスに対して、トランジスタから見た基本波の２次高調波入力インピーダンスを常にポーラチャート上で所望の位置に固定させる。これにより、トランジスタの安定した高効率動作を実現できる。

以下、国内ＷＣＤＭＡ方式の２ＧＨｚ帯＠１．９５ＧＨｚにおける高周波電力増幅器の２次高調波＠３．９ＧＨｚの制御を一例に、本発明の実施形態を説明する。
なお、下記の各実施形態では、トランジスタを１段だけ備えた高周波電力増幅器の構成を説明するが、トランジスタを複数段を備えた高周波電力増幅器においても、一部又は全てのトランジスタにおいて同様の構成を適用することが可能である。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る高周波電力増幅器の構成を示す図である。第１の実施形態に係る高周波電力増幅器は、基本波入力整合回路２と、２次高調波制御回路３と、電力用のトランジスタ４と、出力整合回路５とを備える。

出力整合回路５は、トランジスタ４の出力側に接続される。この出力整合回路５は、従来技術で説明した出力整合回路５（図８）と同様に、基本波に対して偶数次高調波のインピーダンスをショートに、奇数次高調波のインピーダンスをオープンに制御しつつ、基本波インピーダンスを出力ポート６の５０Ωからトランジスタ４の最適出力負荷に変換する。また、基本波入力整合回路２は、従来技術で説明した基本波入力整合回路２（図８）と同様に、基本波インピーダンスを入力ポート１の５０Ωからトランジスタ４の最適入力負荷に変換する。２次高調波制御回路３は、基本波入力整合回路２とトランジスタ４との間に設けられ、基本波に対する２次高調波インピーダンスをポーラチャート上で所望の位置に制御すると共に、高周波電力増幅器から見た入力端子外部のインピーダンスに対して影
響を受けず常にポーラチャート上で所望の位置に固定させる機能を果たす。

図２は、国内ＷＣＤＭＡ方式の２ＧＨｚ帯＠１．９５ＧＨｚにおける高周波電力増幅器の基本波入力整合回路２の回路例を示す図である。
図２の基本波入力整合回路２は、並列に接続されたシャントインダクタ２２と、直列に接続されたシリーズコンデンサ２３及びシリーズインダクタ２４とを含み、入力ポート２１から入力された基本波をトランジスタ４の最適入力負荷へインピーダンス変換させる機能を有する。また、シャントインダクタ２２及びシリーズコンデンサ２３は、高域通過フィルタとして機能するため、高周波電力増幅器の安定性や受信帯域雑音特性を考慮しつつ、低周波数帯の抑圧量と基本波特性とを最適条件に設定できる。この例では、低周波数帯を抑圧するローパス回路構成を示したが、高周波数帯を抑圧するハイパス回路構成や所望周波数帯を通過させるバンドパス回路構成も、基本波入力整合回路２に使用することが可能である。

図３Ａに、第１の実施形態の２次高調波制御回路３の詳細な構成例１を示す。構成例１の２次高調波制御回路３は、入力ポート３１から入力された基本波の２次高調波に共振周波数を合わせた２次高調波共振回路３２と、トランジスタ４から見た基本波の２次高調波入力インピーダンスをポーラチャート上で所望の位置に制御する２次高調波位相制御回路３３とを有する。

２次高調波共振回路３２は、信号線路と接地線路（ＧＮＤ）との間に共振用インダクタ３２１と共振用コンデンサ３２２とが直列に接続された共振回路である。２次高調波共振回路３２の共振周波数を基本波の２次高調波に合わせるため、次式の関係を満たすように共振用インダクタ３２１と共振用コンデンサ３２２とを調整する。なお、ｆ０は基本波周波数である。
２ｆ０＝１／（２π√（ＬＣ））

また、２次高調波共振回路３２は、共振用インダクタ３２１に代えてマイクロストリップライン等のパターンを用いても構成することも可能である。また、パターンで構成する場合は、コンデンサとの共振を利用する他、ショートスタブやオープンスタブを用いた共振の利用も可能である。ショートスタブの場合は、基本波周波数ｆ０に相当する波長のλ／４長に配線の電気長を設定することで、基本波周波数ｆ０の２次高調波に共振周波数を合わせることができる。オープンスタブの場合は、基本波周波数ｆ０に相当する波長のλ／８長に配線の電気長を設定することで、基本波周波数ｆ０の２次高調波に共振周波数を合わせることができる。

２次高調波位相制御回路３３は、信号線路に対して直列に位相調整用コンデンサ３３１が接続された構成である。位相調整用コンデンサ３３１の値と、制御するトランジスタ４から見た２次高調波の入力インピーダンスにおける位相との関係は、図５Ａに示す。位相調整用コンデンサ３３１が１つ搭載された２次高調波位相制御回路３３によってトランジスタ４から見た２次高調波の入力インピーダンスの位相を制御するためには、位相調整用コンデンサ３３１の容量値を大から小へと調整することで、ポーラチャート上でトランジスタ４から見た２次高調波の入力インピーダンスを＋１８０°〜＋３６０°の範囲で左回りに位相回転制御が可能である。

次に、図３Ａに示す構成例１の２次高調波制御回路３を用いた場合の効果を説明する。
図４は、構成例１の２次高調波制御回路３によって、トランジスタ４から見た基本波の２次高調波入力インピーダンスをＭａｇ≒１、Ａｎｇ＝＋１９０°、＋２００°、及び＋２１０°に制御した際に、この２次高調波制御回路３を含む高周波電力増幅器から見た入力端子外部の２次高調波インピーダンスをＭａｇ＝０．９〜１でＡｎｇを変化させた時の
、トランジスタ４から見た基本波の２次高調波の入力インピーダンスへの影響度を示す図である。図４（ａ）はＭａｇの変動を、図４（ｂ）はＡｎｇの変動を示す。

高周波電力増幅器から見た入力端子外部の２次高調波インピーダンスの変動により、トランジスタ４から見た基本波の２次高調波入力インピーダンスがポーラチャート上の所望の位置より変動する量は、図４（ａ）からＭａｇ≦Δ０．０１、図４（ｂ）からＡｎｇ≦±Δ０．５°であることがわかる。よって、本発明の構成例１の２次高調波制御回路３によれば、高周波電力増幅器から見た入力端子外部の２次高調波インピーダンスの影響を全く受けないため、従来技術と比較して２次高調波処理による効果を安定して利用することが可能である。

次に、２次高調波共振回路３２の共振用コンデンサ３２２の容量値Ｃのばらつきが本発明の効果に与える影響と、その影響を軽減する技術例を説明する。
基本波周波数を１．９５ＧＨｚとした場合に、この基本波周波数の２次高調波である３．９ＧＨｚに共振周波数を合わせた際の２次高調波共振回路３２の共振用インダクタ３２１と共振用コンデンサ３２２（０．５ｐＦ〜６ｐＦ）との組合せにおいて、共振用コンデンサ３２２の容量値が±５％ばらついた際の、高周波電力増幅器から見た入力端子外部の２次高調波インピーダンスの変動による、トランジスタ４から見た基本波の２次高調波入力インピーダンスへの影響として、図４（ａ）にＭａｇの変化量を図４（ｂ）にＡｎｇの変化量を示す。

通常、チップ部品のインダクタには抵抗成分Ｒが存在するため、Ｒ＝０．１Ωが共振回路に直接に含まれると仮定し、Ｑ値が４００程度となるＣ＝１ｐＦ及びＬ＝１．６７ｎＨの回路と、Ｑ値が７５程度となるＣ＝５．５ｐＦ及びＬ＝０．３ｎＨの回路とを考える。

共振用コンデンサ３２２が±５％ばらついた際の高周波電力増幅器から見た入力端子外部の２次高調波インピーダンスの変動による、トランジスタ４から見た基本波の２次高調波の入力インピーダンスへの影響は、図６からＱ値の高いＣ＝１ｐＦの回路ではΔＭａｇ≒０．２３／ΔＡｎｇ≒１６°であり、Ｑ値の低いＣ＝５．５ｐＦの回路ではΔＭａｇ≒０．０１４／ΔＡｎｇ≒０．８°となる。このように、２次高調波共振回路３２のＱ値が低くなるように設定することで、２次高調波共振回路３２を構成する部品のばらつきの影響を無くすことが可能となる。

通常、Ｑ値を低くするために容量値を大きくするには、容量を構成する誘電材料が同じであれば平行平板の面積を大きくするか、平板間の距離を薄くする方法がある。一般的に半導体集積回路の容量設計では、容量を構成する誘電材料及び平行平板間の距離といったプロセス条件が決まっているため、平行平板の面積を最適設計して所望の容量値を獲得している。しかし、実際には小型化及び低コスト化のため２次高調波共振回路３２を構成する半導体集積回路が最小エリアとなるように設計するため、共振用コンデンサ３２２は小さい容量値で構成する場合がある。このため、２次高調波共振回路３２のＱ値が高くなり定数ばらつきに影響を与える懸念が生じる。そこで、２次高調波共振回路３２のＱ値を制御するために、共振用インダクタ３２１と信号線路との間に直列にＱ値制御用抵抗３２０を挿入した構成例１’を図３Ｂに示す。

図６に、２次高調波共振回路３２のＱ値制御用抵抗３２０の抵抗値ＲをＲ＝０．１Ω、０．５Ω、１Ω、１．５Ω、及び３Ωとした場合の、高周波電力増幅器から見た入力端子外部の２次高調波インピーダンスの変動による、トランジスタ４から見た基本波の２次高調波入力インピーダンスへの影響として、図６（ａ）にＭａｇの変化量を、図６（ｂ）にＡｎｇの変化量を示す。Ｒ＝０．１Ωは通常チップ部品としてのインダクタに存在する内部抵抗成分を示す。

図６に示すように、共振用コンデンサ３２２が２ｐＦ以下において、Ｑ値制御用抵抗３２０を０．５〜１．５Ωに調整することにより、通常チップ部品としてのインダクタが持つ内部抵抗Ｒ＝０．１Ω程度のみの２次高調波共振回路３２に比べ、ΔＭａｇ及びΔＡｎｇの変化を抑制することが可能である。

また、ここでは３．９ＧＨｚを共振周波数とした共振回路を例として挙げたが、１ＧＨｚ〜６ＧＨｚの共振回路において、０．１Ω以上６Ω以下の範囲のＱ値制御用抵抗３２０を挿入することで、上記と同様な効果を得ることができる。さらに、図３Ｃに示す構成例１”のように、共振用インダクタ３２１と並列に１００Ω以上のＱ値制御用抵抗３２０を設けても、上記と同様の効果を得ることができる。

図３Ｃに示す回路構成において、このＱ値制御用抵抗３２０を半導体集積回路で実現する場合を示す。例えば、半導体集積回路において共振用インダクタ３２１を、シート抵抗：０．０２８［Ω／□］、厚み：３μｍ、幅：６μｍ、及び長さ：１１６０μｍの配線パターンによって設計した場合、この共振用インダクタ３２１は、インダクタとしてＬ≒１．１１ｎＨが、抵抗としてＲ≒１．２５Ωが直列接続された構成となる。このため、Ｃ＝１．５ｐＦの共振用コンデンサとの組合せにより、基本波周波数の２次高調波である３．９ＧＨｚに共振周波数を合わせることができる。回路定数のばらつきとしては、半導体集積回路においては誘電材料厚みに左右される共振用コンデンサの容量値の影響が主要因となるが、共振用インダクタ３２１の配線抵抗成分Ｒ≒１．２５Ωは共振用インダクタ３２１に直列に接続する抵抗成分として働くため、直列抵抗を挿入した場合と同様に回路定数のばらつきに対する影響を軽減することが可能である。

さらに、２次高調波共振回路３２に抵抗成分を付加する効果は、従来技術の２次高調波処理方法においても、より安定した特性を実現する有効な方法である。従来技術である共振回路の共振周波数を２次高調波周波数からずらしてトランジスタ４から見た２次高調波の入力インピーダンス（位相）をポーラチャート上の所望の位置に設定する技術においても、２次高調波共振回路に抵抗成分を付加しＱ値を低く制御することで、高周波電力増幅器から見た入力端子外部の２次高調波インピーダンスによりトランジスタ４からみた２次高調波の入力インピーダンス（位相）がポーラチャート上で所望の位置から外れる影響を軽減することが可能である。

以上のように、本発明の第１の実施形態に係る高周波電力増幅器によれば、２次高調波制御回路３の２次高調波共振回路３２によって、高周波電力増幅器から見た入力端子外部の２次高調波インピーダンスの影響を受けないようにしつつ、２次高調波位相制御回路３３の位相調整用コンデンサ３３１の調整によってトランジスタ４から見た基本波の２次高調波入力インピーダンスをポーラチャート上で＋１８０°〜＋３６０°の範囲において所望の位置に制御する。これにより、高周波電力増幅器は、入力端子外部インピーダンスに影響されない安定した高効率特性を実現することが可能となる。

（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態に係る高周波電力増幅器は、上述した第１の実施形態に係る高周波電力増幅器と２次高調波制御回路３の詳細な回路構成が異なる。以下、この２次高調波制御回路３について説明を行う。

図３Ｄに、第２の実施形態の２次高調波制御回路３の詳細な構成例２を示す。構成例２の２次高調波制御回路３は、入力ポート３１から入力された基本波の２次高調波に共振周波数を合わせた２次高調波共振回路３２と、トランジスタ４から見た基本波の２次高調波入力インピーダンスをポーラチャート上で所望の位置に制御する２次高調波位相制御回路
３３とを有する。２次高調波共振回路３２は、第１の実施形態と同様、信号線路と接地線路（ＧＮＤ）との間に共振用インダクタ３２１と共振用コンデンサ３２２とが直列に接続された共振回路である。

２次高調波位相制御回路３３は、信号線路に対して直列に位相調整用インダクタ３３２が接続された構成である。位相調整用インダクタ３３２の値と、制御するトランジスタ４から見た２次高調波入力インピーダンスにおける位相との関係は、図５Ｂに示す。位相調整用インダクタ３３２が１つ搭載された２次高調波位相制御回路３３によってトランジスタ４から見た２次高調波入力インピーダンスの位相を制御するためには、位相調整用インダクタ３３２のインダクタ値を小から大へと調整することで、ポーラチャート上でトランジスタ４から見た２次高調波入力インピーダンスを＋０°〜＋１８０°の範囲で右回りに位相回転制御が可能である。

この構成例２の２次高調波制御回路３も、２次高調波共振回路３２が高周波電力増幅器から見た入力端子外部の２次高調波インピーダンスの影響をトランジスタ４から見た基本波の２次高調波入力インピーダンスに受けないように機能するため、構成例１の２次高調波制御回路３と同じ効果を奏する。なお、位相調整用インダクタ３３２は、ストリップラインによる電気長の制御へ置き換えも可能である。

以上のように、本発明の第２の実施形態に係る高周波電力増幅器によれば、２次高調波制御回路３の２次高調波共振回路３２によって、高周波電力増幅器から見た入力端子外部の２次高調波インピーダンスの影響を受けないようにしつつ、２次高調波位相制御回路３３の位相調整用インダクタ３３２の調整によってトランジスタ４から見た基本波の２次高調波入力インピーダンスをポーラチャート上で＋０°〜＋１８０°の範囲において所望の位置に制御する。これにより、高周波電力増幅器は、入力端子外部インピーダンスに影響されない安定した高効率特性を実現することが可能となる。

（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態に係る高周波電力増幅器は、上述した第１の実施形態に係る高周波電力増幅器と２次高調波制御回路３の詳細な回路構成が異なる。以下、この２次高調波制御回路３について説明を行う。

図３Ｅに、第３の実施形態の２次高調波制御回路３の詳細な構成例３を示す。構成例３の２次高調波制御回路３は、入力ポート３１から入力された基本波の２次高調波に共振周波数を合わせた２次高調波共振回路３２と、トランジスタ４から見た基本波の２次高調波入力インピーダンスをポーラチャート上で所望の位置に制御する２次高調波位相制御回路３３とを有する。２次高調波共振回路３２は、第１の実施形態と同様、信号線路と接地線路（ＧＮＤ）との間に共振用インダクタ３２１と共振用コンデンサ３２２とが直列に接続された共振回路である。

２次高調波位相制御回路３３は、信号線路に対して直列に位相調整用コンデンサ３３１と位相調整用インダクタ３３２とが接続された構成である。トランジスタ４から見た２次高調波入力インピーダンスの位相を制御するためには、ポーラチャート上でトランジスタ４から見た２次高調波入力インピーダンスを構成例１及び構成例２と同様に、位相調整用コンデンサ３３１の容量値を大から小へと調整することで、＋１８０°〜＋３６０°の範囲で左回りに位相回転制御が可能であり、位相調整用インダクタ３３２のインダクタ値を小から大へと調整することで、＋０°〜＋１８０°の範囲で右回りに位相回転制御が可能である。

次に、図３Ｅに示す構成例３の２次高調波制御回路３を用いた場合の効果を説明する。
構成例１で示した位相調整用コンデンサ３３１のみでトランジスタ４から見た２次高調波入力インピーダンスにおける位相を＋１８０°〜＋２００°の範囲に制御するには、非常に大きな容量値が必要となる。しかし、位相調整用コンデンサ３３１に位相調整用インダクタ３３２を直列に接続することで、位相調整用コンデンサ３３１の容量値を小さく抑えることができ、半導体回路上での面積を小型化することが可能となる。

図５Ｃに、２次高調波周波数を３．９ＧＨｚとした場合のトランジスタ４から見た２次高調波入力インピーダンスにおける位相を＋１９０°に制御する場合に、直列接続された位相調整用コンデンサ３３１及び位相調整用インダクタ３３２に必要な値の組合せを示す。トランジスタ４から見た２次高調波入力インピーダンスにおける位相を＋１９０°に制御する場合、構成例１では位相調整用コンデンサ３３１に８ｐＦが必要であるが、構成例３では位相調整用コンデンサ３３１に１．５ｐＦが位相調整用インダクタ３３２に１ｎＨが必要となる。これは、容量値の削減分とインダクタ値の増加分（幅６μｍのＡｕ配線の場合における約１ｍｍ）とを計算すると約４０％の面積削減効果がある。

なお、この構成例３の２次高調波制御回路３も、２次高調波共振回路３２が高周波電力増幅器から見た入力端子外部の２次高調波インピーダンスの影響をトランジスタ４から見た基本波の２次高調波入力インピーダンスに受けないように機能するため、構成例１の２次高調波制御回路３と同じ効果を奏する。

以上のように、本発明の第３の実施形態に係る高周波電力増幅器によれば、２次高調波制御回路３の２次高調波共振回路３２によって、高周波電力増幅器から見た入力端子外部の２次高調波インピーダンスの影響を受けないようにしつつ、２次高調波位相制御回路３３の位相調整用コンデンサ３３１と位相調整用インダクタ３３２との調整によってトランジスタ４から見た基本波の２次高調波入力インピーダンスをポーラチャート上で＋０°〜＋３６０°の範囲において所望の位置に制御する。これにより、高周波電力増幅器は、入力端子外部インピーダンスに影響されない安定した高効率特性を実現することが可能となる。

（第４の実施形態）
トランジスタ４から見た２次高調波入力インピーダンスにおける位相を制御する方法は、上述した構成例３で示すように位相調整用コンデンサ３３１及び位相調整用インダクタ３３２の組合せで、位相を＋０°〜＋３６０°の範囲で制御可能である。

しかし、構成例３で示す位相調整用コンデンサ３３１及び位相調整用インダクタ３３２を半導体化する場合は、各々の回路定数が固定されるため、トランジスタ４から見た２次高調波入力インピーダンスにおける位相を最適に制御するには、シミュレーションや実験によるカット＆トライが必要であり、また製造工程における半導体のばらつきが位相ばらつきを介して効率特性のばらつきに影響を及ぼす課題がある。

そこで、本発明の第４の実施形態では、トランジスタ４から見た２次高調波入力インピーダンスにおける位相を＋０°〜＋３６０°の範囲で合わせ込むことを可能とした２次高調波制御回路３を説明する。

本発明の第４の実施形態に係る高周波電力増幅器は、上述した第１の実施形態に係る高周波電力増幅器と２次高調波制御回路３の詳細な回路構成が異なる。以下、この２次高調波制御回路３について説明を行う。

図３Ｆに、第４の実施形態の２次高調波制御回路３の詳細な構成例４を示す。構成例４の２次高調波制御回路３は、入力ポート３１から入力された基本波の２次高調波に共振周
波数を合わせた２次高調波共振回路３２と、トランジスタ４から見た基本波の２次高調波入力インピーダンスをポーラチャート上で所望の位置に制御する２次高調波位相制御回路３３とを有する。２次高調波共振回路３２は、第１の実施形態と同様、信号線路と接地線路（ＧＮＤ）との間に共振用インダクタ３２１と共振用コンデンサ３２２とが直列に接続された共振回路である。

２次高調波位相制御回路３３は、信号線路に対して直列に位相調整用コンデンサ３３１と位相調整用インダクタ３３２とが接続され、かつ、位相調整用コンデンサ３３１と位相調整用インダクタ３３２との接続点とＧＮＤとの間に位相調整用可変コンデンサ３３３をシャント接続した構成である。この位相調整用可変コンデンサ３３３の容量値の変更は、可変コンデンサ制御用電源３３４を用いて行われる。

位相調整用インダクタ３３２を０．５ｎＨと、位相調整用コンデンサ３３１を５ｐＦとした場合、位相調整用可変コンデンサ３３３で容量操作した場合のトランジスタ４から見た基本波の２次高調波入力インピーダンスの位相を、図７に示す。２次高調波周波数を３．９ＧＨｚとして位相調整用可変コンデンサ３３３の容量を０ｐＦ〜３０ｐＦの範囲で操作した場合、２次高調波入力インピーダンスの位相を０°〜＋１９０°及び２００°〜＋３６０の範囲で制御可能である。このように、位相調整用可変コンデンサ３３３により、トランジスタ４から見た基本波の２次高調波入力インピーダンスの位相をほぼ３６０°の範囲で制御可能となる。制御位相範囲を変更したい場合は、位相調整用インダクタ３３２や位相調整用コンデンサ３３１を調整することで制御範囲の変更が可能である。

以上のように、本発明の第４の実施形態に係る高周波電力増幅器によれば、位相調整用可変コンデンサ３３３を用いる。これにより、２次高調波位相の最適化のために幾度と実施が必要であったシミュレーションや実験によるカット＆トライを省くことができる。また、最終検査工程において位相調整用可変コンデンサ３３３の電圧調整を行うことで、製造工程で発生する２次高調波の位相ばらつきを吸収することができ、歩留りの改善が可能となる。

本発明は、無線通信分野で利用される２次高調波制御回路を含んだ高周波電力増幅器等に利用可能であり、特に送信部の安定した高効率動作を実現したい場合等に有用である。

本発明の第１の実施形態に係る高周波電力増幅器の構成を示す図 基本波入力整合回路２の回路例を示す図 第１の実施形態の２次高調波制御回路３の詳細な構成例１を示す図 第１の実施形態の２次高調波制御回路３の他の詳細な構成例１’を示す図 第１の実施形態の２次高調波制御回路３の他の詳細な構成例１”を示す図 第２の実施形態の２次高調波制御回路３の詳細な構成例２を示す図 第３の実施形態の２次高調波制御回路３の詳細な構成例３を示す図 第４の実施形態の２次高調波制御回路３の詳細な構成例４を示す図 第１の実施形態に係る高周波電力増幅器の入力端子外部インピーダンスから２次高調波入力インピーダンスへの影響を説明する図 第１の実施形態の２次高調波位相制御回路３３による位相制御量を示す図 第２の実施形態の２次高調波位相制御回路３３による位相制御量を示す図 第３の実施形態の２次高調波位相制御回路３３の回路定数組合せ例を示す図 ２次高調波共振回路３２にＱ値制御用抵抗３２０を付加した際の２次高調波入力インピーダンスへの効果を説明する図 第４の実施形態に係る２次高調波位相制御回路３３の可変容量による位相制御量を示す図 従来の高周波電力増幅器の構成例を示す図 図８の２次高調波位相調整用共振回路３００の特性を説明する図 従来の高周波電力増幅器の入力端子外部インピーダンスから２次高調波入力インピーダンスへの影響を説明する図

符号の説明

１、２１、３１ 入力ポート
２ 基本波入力整合回路
３ ２次高調波制御回路
４ トランジスタ
５ 出力整合回路
６、２５、３４ 出力ポート
２２、２４、３２１、３３２ インダクタ
２３、３０２、３２２、３３１ コンデンサ
３２ ２次高調波共振回路
３３ ２次高調波位相制御回路
３００ ２次高調波位相調整用共振回路
３０１ 伝送線路
３２０ 抵抗
３３３ 可変コンデンサ
３３４ 可変コンデンサ制御用電源

Claims (11)

1. ｎ段の電力用トランジスタで構成された高周波電力増幅器であって、
   前記ｋ段目（ｋは、１〜ｎのいずれか）の電力用トランジスタの入力側に設けられる基本波整合回路と、
   前記ｋ段目の電力用トランジスタと前記基本波整合回路との間に挿入される２次高調波制御回路とを備え、
   前記２次高調波制御回路は、
   基本波周波数の２次高調波に共振周波数を合わせた２次高調波共振回路と、
   前記ｋ段目の電力用トランジスタから見た基本波周波数の２次高調波入力インピーダンスを、ポーラチャート上で所望の位置に制御する２次高調波位相制御回路とを有する、高周波電力増幅器。
2. 前記２次高調波共振回路は、
   一方端が前記基本波整合回路が出力する信号の線路に接続されたインダクタと、
   一方端が前記インダクタの他方端に接続され、他方端が接地されているコンデンサとで構成され、
   前記インダクタと前記コンデンサとによる共振周波数が基本波周波数の２次高調波に設定された、請求項１に記載の高周波電力増幅器。
3. 前記２次高調波共振回路は、
   一方端が前記基本波整合回路が出力する信号の線路に接続された抵抗と、
   一方端が前記抵抗の他方端に接続されたインダクタと、
   一方端が前記インダクタの他方端に接続され、他方端が接地されているコンデンサとで構成され、
   前記インダクタと前記コンデンサとの共振周波数が基本波周波数の２次高調波に設定され、前記２次高調波共振回路のＱ値を制御するために、前記抵抗が０．１Ω以上６Ω以下の範囲で設定された、請求項１に記載の高周波電力増幅器。
4. 前記２次高調波共振回路は、
   一方端が前記基本波整合回路が出力する信号の線路に接続されたインダクタと、
   前記インダクタと並列に接続された抵抗と、
   一方端が前記インダクタの他方端に接続され、他方端が接地されているコンデンサとで構成され、
   前記インダクタと前記コンデンサとの共振周波数が基本波周波数の２次高調波に設定され、前記２次高調波共振回路のＱ値を制御するために、前記抵抗が１００Ω以上１０ｋΩ以下の範囲で設定された、請求項１に記載の高周波電力増幅器。
5. 前記２次高調波共振回路は、
   一方端が前記基本波整合回路が出力する信号の線路に接続されたインダクタと、
   一方端が前記インダクタの他方端に接続され、他方端が接地されているコンデンサとを含んだ半導体集積回路で構成され、
   前記インダクタは、シート抵抗０．００１［Ω／□］以上０．１［Ω／□］以下の抵抗成分を持つ配線で形成され、前記インダクタと前記コンデンサとによる共振周波数が基本波周波数の２次高調波に設定され、前記２次高調波共振回路のＱ値を制御するために、前記インダクタの配線の抵抗を０．１Ω以上６Ω以下の範囲で設定された、請求項１に記載の高周波電力増幅器。
6. 前記２次高調波共振回路は、一方端が前記基本波整合回路が出力する信号の線路に接続され、他方端が接地された、基本波周波数の波長λの１／４電気長を有する線路で構成さ
   れた、請求項１に記載の高周波電力増幅器。
7. 前記２次高調波共振回路は、一方端が前記基本波整合回路が出力する信号の線路に接続され、他方端が開放された、基本波周波数の波長λの１／８電気長を有する線路で構成された、請求項１に記載の高周波電力増幅器。
8. 前記２次高調波位相制御回路は、
   前記基本波整合回路の出力と前記電力用トランジスタの入力との間に挿入されたコンデンサで構成され、
   前記ｋ段目の電力用トランジスタから見た基本波周波数の２次高調波入力インピーダンスを、ポーラチャート上で＋１８０°〜＋３６０°の範囲で制御する、請求項１に記載の高周波電力増幅器。
9. 前記２次高調波位相制御回路は、
   前記基本波整合回路の出力と前記電力用トランジスタの入力との間に挿入されたインダクタで構成され、
   前記ｋ段目の電力用トランジスタから見た基本波周波数の２次高調波入力インピーダンスを、ポーラチャート上で＋０°〜＋１８０°の範囲で制御する、請求項１に記載の高周波電力増幅器。
10. 前記２次高調波位相制御回路は、
    前記基本波整合回路の出力と前記電力用トランジスタの入力との間に挿入された直列接続されたインダクタ及びコンデンサで構成され、
    前記ｋ段目の電力用トランジスタから見た基本波周波数の２次高調波入力インピーダンスを、ポーラチャート上で＋０°〜＋３６０°の範囲で制御する、請求項１に記載の高周波電力増幅器。
11. 前記２次高調波位相制御回路は、
    前記基本波整合回路の出力と前記電力用トランジスタの入力との間に挿入された直列接続されたインダクタ及びコンデンサと、
    一方端が前記インダクタと前記コンデンサとの接続点に接続され、他方端が接地された可変コンデンサとで構成され、
    前記ｋ段目の電力用トランジスタから見た基本波周波数の２次高調波入力インピーダンスを、ポーラチャート上で＋０°〜＋３６０°の範囲で制御する、請求項１に記載の高周波電力増幅器。

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