JP2009268004A - インピーダンス変換回路、高周波回路、及びインピーダンス変換回路のインピーダンス変換特性調整方法 - Google Patents

Abstract

【課題】誘電体チップ等の付加や、スタブ長の長いオープンスタブを用いることなく、インピーダンス変換の特性調整を可逆的に且つ微調整可能なようにしたインピーダンス変換回路及びそれを備えた高周波回路を構成する。
【解決手段】スタブＳＴ２の長さを固定したままスタブＳＴ１の長さを短くすると、インピーダンスＺｂはアドミッタンスチャート上を矢印Ａ１で代表する方向に移動する。また、スタブＳＴ１の長さを固定したままスタブＳＴ２の長さを短くすると、インピーダンスＺｂはアドミッタンスチャート上の等コンダクタンス円上を矢印Ａ２で代表して示すように移動する。したがって図中スミスチャートの中心とショート点とを直径とする円内では、インピーダンス軌跡は、スタブＳＴ１，ＳＴ２のトリミングによってインピーダンスは互いに可逆的に調整できることになる。
【選択図】図４

Description

この発明は、インピーダンス整合回路や出力回路・帰還回路等のインピーダンス変換回路、及びそれを備えた増幅回路・逓倍回路、混合回路・発振回路等の高周波回路に関するものである。

従来、高周波回路において、その特性調整のためにオープンスタブが調整されている。
高周波発振回路の出力回路部に調整用のオープンスタブを設けたものとして特許文献１が開示されている。この特許文献１に示されている高周波発振回路について図１を参照して説明する。

図１に示すように、高周波発振回路１００は、一方端が抵抗８を通じて接地されたマイクロストリップラインからなる線路７にＦＥＴ９のゲート端が接続されている。線路７の所定位置には、誘電体共振器３が結合している。この誘電体共振器３には一方端を開放させた線路２０が結合している。線路２０と接地との間には可変容量ダイオード４が接続され、制御電圧入力端子６と線路２０との間に抵抗５が接続されている。

ＦＥＴ９のソースは、結合線路１１のうちの一方の線路を介して接地されている。結合線路１１の他方の線路と出力端子１３との間にはアッテネータ１２が設けられている。ＦＥＴ９のソースにはオープンスタブ１０が接続されている。

ＦＥＴ９のドレインとドレインバイアス端子１９との間には、線路長が略λ／４の線路１５、線路長が略λ／４のオープンスタブ１６、抵抗１７が接続されている。また、ドレインバイアス端子１９はコンデンサ１８を介して接地されている。これらの回路部分によってドレインバイアス回路が構成されている。そして、ＦＥＴ９のドレインに線路長が略λ／４の調整用オープンスタブ１４が接続されている。
特開２００６−４２０１０号公報

このように特許文献１に示されている高周波発振回路においては、ＦＥＴのドレイン端に、線路長が略１／４波長の調整用オープンスタブ１４を備えていて、このオープンスタブ１４をトリミングすることによって発振周波数を上昇させることができる。ところが、発振周波数を下降させるためには、調整用オープンスタブ１４の開放端に誘電体チップを配置しなければならず、回路面積が大きくなってしまう。またマウンタを用いて誘電体チップを実装するといった新たな作業が必要となる。

なお、オープンスタブのカットの途中で反射位相が同じとなる点が２箇所以上存在するように、オープンスタブの長さを予め１／２波長以上にしておけば、トリミング量過多の場合に、再度所望の特性が得られるスタブ長に合わせる機会が生じるが、その分、回路基板が大きくなってしまう。しかも、逆方向への微調整はできない。また、スタブ長が長い程、線路損失が大きくなり出力電圧が低下するとともに、利得を有する部分が低周波帯に生じ、寄生発振を生じる可能性が高くなる。

そこで、この発明の目的は、誘電体チップ等の付加がなく、インピーダンス変換の特性調整を可逆的に且つ微調整可能なようにしたインピーダンス変換回路、それを備えた高周波回路、及びインピーダンス変換回路のインピーダンス変換特性調整方法を提供することにある。

前記課題を解決するために、この発明は次のように構成する。
（１）入力端子または出力端子と能動素子との間に接続されるインピーダンス変換回路であって、
第１・第２のオープンスタブと、
前記第１のオープンスタブの接続点と前記第２のオープンスタブの接続点との間に直列に接続された線路またはインダクタンス素子である回路素子と、を備え、
前記第１・第２のオープンスタブのうち一方のオープンスタブの接続点からみたインピーダンスが、スミスチャートの中心とショート点とを直径とする円内に入るように、前記第１・第２のオープンスタブの長さおよび回路素子の定数・サイズを定めたことを特徴とする。

これにより、オープンスタブのカット（トリミング）という簡易な方法により、周波数特性の可逆調整が可能になる。

（２）前記第１・第２のオープンスタブのうち一方のオープンスタブの接続点からみたインピーダンスは、入力端子または出力端子に接続される回路のインピーダンスより低く、かつ略純抵抗となるように、第１・第２のオープンスタブの長さおよび回路素子の定数・サイズを定める。

このように、入力端子または出力端子に接続される回路のインピーダンスより低く、かつ略純抵抗となる領域においては、２つのオープンスタブをカットした際のインピーダンスの軌跡がほぼ反対方向となるため、理想的な可逆調整が可能になる。

（３）前記第１のオープンスタブおよび前記第２のオープンスタブは容量性のオープンスタブとする。

これにより、第１・第２のオープンスタブと回路素子により構成されたπ型回路はローパスフィルタとなるため、簡易な構成で、第１・第２のオープンスタブのうち一方のオープンスタブの接続点からみたインピーダンスを、入力端子または出力端子に接続される回路のインピーダンスより低くすることができる。

（４）前記回路素子は、例えば所望の周波数において略１／８波長の長さをもつ線路で構成する。
これにより、前記所望の周波数においては、第１・第２のオープンスタブのうち一方のオープンスタブの接続点からみたインピーダンスを、略純抵抗とすることができる。

（５）前記第１のオープンスタブ及び前記第２のオープンスタブは、例えば線路長が１／４波長未満のオープンスタブとする。
これにより、オープンスタブ形成部の占有面積を大きくすることなく、可逆調整可能な調整範囲を広くとることができる。

（６）前記回路素子は、伝送すべき周波数にてインピーダンスが誘導性となる例えばチップコンデンサで構成する。
これにより、回路素子をコンデンサにすることで、ＤＣ成分のカットを兼ねることができる。

（７）必要に応じて前記出力端子と前記第１のオープンスタブとの間または前記第２のオープンスタブと前記能動素子との間に、位相調整用線路を設ける。
これにより、所定の位相に調整するとともに、インピーダンスの可逆調整ができる。

（８）少なくとも一つの能動素子を備えるとともに、前記インピーダンス変換回路を、前記能動素子の少なくとも一つの端子と前記入力端子及び／又は出力端子との間に設けて高周波回路を構成する。
これにより、高周波回路の周波数特性調整を高精度で且つ高効率に調整できる。

（９）入力端子または出力端子と能動素子との間に接続されるインピーダンス変換回路のインピーダンス変換特性調整方法であって、
前記インピーダンス変換回路に、第１・第２のオープンスタブと、前記第１のオープンスタブの接続点と前記第２のオープンスタブの接続点との間に直列に接続された線路またはインダクタンス素子である回路素子と、を設け、
前記第１・第２のオープンスタブのうち一方のオープンスタブの接続点からみたインピーダンスが、スミスチャートの中心とショート点とを直径とする円内に入るように、前記第１・第２のオープンスタブの長さおよび回路素子の定数・サイズを定める（スタブをトリミングすることにより）可逆調整が可能になる。

この発明によれば、オープンスタブのカットという簡易な方法により、周波数特性の可逆調整が可能になる。また、所望の周波数特性を備えた高周波回路を効率よく得ることができる。

《第１の実施形態》
第１の実施形態に係るインピーダンス変換回路及びそのインピーダンス変換特性の調整方法について図２〜図５を参照して説明する。
図４（Ａ）はインピーダンス変換回路３０の回路図である。このインピーダンス変換回路３０は、第１のオープンスタブ（以下単にスタブという。）ＳＴ１の接続点と第２のスタブＳＴ２の接続点との間に、この発明に係る「回路素子」に相当する線路ＳＬ１が直列に接続されてπ型に構成されている。

このインピーダンス変換回路３０の第１のスタブＳＴ１、第２のスタブＳＴ２、及び線路ＳＬ１の長さを変化させたときの特性変化について順に説明する。

図２は、線路ＳＬ１の線路長を０から１／４波長（以下波長をλで表す）まで変化させたときに、スミスチャート（一般的にはアドミッタンスチャートとインピーダンスチャートとを含めて表現する「イミッタンスチャート」と言うこともできる。この場合、アドミッタンスに着目したチャートであるので、以下「アドミッタンスチャート」という。）上でインピーダンスがどのように変化するかについて示す図である。

図２（Ａ）は、前記インピーダンス変換回路３０のスタブＳＴ２の接続点から端子Ｔ１方向を見たインピーダンスＺａについて示している。

図２（Ｂ）（Ｃ）は、線路ＳＬ１の線路長を０からλ／４まで変化させたときに、アドミッタンスチャート上でインピーダンスがどのように変化するかを表している。

図２（Ｂ）に示した例では、回路の両端を５０Ωの終端器Ｚ１，Ｚ２で終端させている。スタブＳＴ１は、特性インピーダンスＺｃ＝５０Ω、長さＬ＝λ／８で固定し、線路ＳＬ１は幅Ｗ＝０．４２ｍｍとし、長さＬを０からλ／４まで変化させる。

線路ＳＬ１の長さＬ＝０のとき、図２（Ａ）に示した破線から右側を見た周波数２４ＧＨｚでのインピーダンスＺａは、図２（Ｃ）において点Ｐ０で表される。

線路ＳＬ１の長さＬを順次長くしていくと、図２（Ｃ）において矢印で示すように点が移動し、線路ＳＬ１の長さＬがλ／８のとき上記インピーダンスは点Ｐ１で表される。線路ＳＬ１の長さＬがλ／４のとき上記インピーダンスは点Ｐ２で表される。線路ＳＬ１の長さは、伝搬する信号の位相のみを変化させるので、このインピーダンス軌跡はアドミッタンスチャートの中心Ｏを中心とする円弧である。

図３は、スタブＳＴ１の長さＬをλ／４から０にまで変化させたときに、アドミッタンスチャート上でインピーダンスがどのように変化するかについて示す図である。

図３（Ａ）は、図２（Ａ）と同様に前記インピーダンス変換回路３０のスタブＳＴ２の接続点から端子Ｔ１方向を見たインピーダンスＺａについて示している。

図３（Ｂ）（Ｃ）は、スタブＳＴ２の長さをλ／４から０まで変化させたときに、アドミッタンスチャート上でインピーダンスがどのように変化するかを表している。

図３（Ｂ）に示すように、このとき線路ＳＬ１の長さＬは２４ＧＨｚ帯においてλ／８に固定している。スタブＳＴ１の長さＬ＝λ／４のとき、前記インピーダンスＺａは図３（Ｃ）において点Ｐ２で表される。スタブＳＴ１の長さＬ＝λ／８のとき、インピーダンスＺａは図３（Ｃ）において点Ｐ１で表される。さらにＳＴ１の長さＬ＝０とすれば、インピーダンスＺａは点Ｐ０で表される。

このようなインピーダンス軌跡は、スタブＳＴ１の長さの変化による等コンダクタンス円上の軌跡を、線路ＳＬ１の長さに相当する位相分回転させたものとなる。

図４は、インピーダンス変換回路３０のスタブＳＴ１，ＳＴ２の長さによってインピーダンスがどのように変化するかを示す図である。

図４（Ａ）は、インピーダンス変換回路３０のスタブＳＴ２を含めた破線から右側を見たインピーダンスＺｂについて示している。

図４（Ｂ）（Ｃ）は、スタブＳＴ１の長さをλ／４から０まで変化させ、スタブＳＴ２の長さをλ／８から０まで変化させたときに、アドミッタンスチャート上でインピーダンスがどのように変化するかを表している。

図４（Ｂ）に示すように、線路ＳＬ１の長さはＬ２４ＧＨｚ帯においてλ／８で固定し、スタブＳＴ１，ＳＴ２の長さＬをλ／４から０までの範囲でそれぞれ変化させる。

スタブＳＴ１の長さがλ／４、スタブＳＴ２の長さがλ／８であるとき、インピーダンスＺｂは図４（Ｃ）において点Ｐ２０で表される。スタブＳＴ１の長さをλ／４としたままスタブＳＴ２の長さを短くすると、インピーダンスＺｂは等コンダクタンス円上を反時計回りに移動し、スタブＳＴ２の長さを０にまで短くしたとき、インピーダンスＺｂは図４（Ｃ）において点Ｐ２で表される。

また、スタブＳＴ１の長さがλ／８で、スタブＳＴ２の長さがλ／８のときインピーダンスＺｂは図４（Ｃ）において点Ｐ１０で表される。スタブＳＴ１の長さがλ／８のままスタブＳＴ２の長さを０にすると、インピーダンスＺｂは図４（Ｃ）において点Ｐ１で示される位置へ移動する。

また、スタブＳＴ１の長さが０であり、スタブＳＴ２の長さがλ／８のとき、インピーダンスＺｂは図４（Ｃ）において点Ｐ００で表される。スタブＳＴ１の長さが０のままスタブＳＴ２の長さを０まで短くすると、インピーダンスＺｂは図４（Ｃ）において点Ｐ０まで移動する。

このように、スタブＳＴ２の長さを短くすると、図４（Ｃ）において矢印Ａ２で代表して示すようにインピーダンスＺｂは等コンダクタンス円上を反時計回りに回る。

また、スタブＳＴ１の長さを短くすると、インピーダンスＺｂは図４（Ｃ）において代表する矢印Ａ１で示す方向に移動する。したがって図中破線の特に楕円で示す領域では、スタブＳＴ１，ＳＴ２のトリミングによってインピーダンスは互いに略反対方向に変化することになる。

図５は上記インピーダンスの調整を可逆的に行える範囲について示している。オープンスタブＳＴ２の接続点からみたインピーダンスはスタブＳＴ１，ＳＴ２のトリミングによって移動するが、このインピーダンスの軌跡を見れば明らかなように、アドミッタンスチャートの中心Ｏとショート点Ｓとを結ぶ線を直径とする円Ｃの中に、オープンスタブＳＴ２の接続点からみたインピーダンスが入れば、インピーダンス変換の特性調整を可逆的に行える。したがって、オープンスタブＳＴ２の接続点からみたインピーダンスが、上記円Ｃの中に入るようにスタブＳＴ１，ＳＴ２の長さおよび線路ＳＬ１の定数・サイズを定めればよい。

より好ましくは、端子Ｔ１に接続される回路のインピーダンスより低くなり、かつ略純抵抗になるように第１のスタブＳＴ１、第２のスタブＳＴ２の長さ、及び線路ＳＬ１の定数・サイズを定める。これにより、２つのオープンスタブをカットした際のインピーダンスの軌跡がほぼ反対方向となるので、理想的な可逆調整が可能になる。

具体的には、第１のスタブＳＴ１、第２のスタブＳＴ２を容量性とすれば、端子Ｔ１に接続される回路のインピーダンスより低くすることが簡易に実現でき、線路ＳＬ１の長さを２４ＧＨｚ帯においてλ／８となるようにすれば、略純抵抗とすることができる。なお、第１のスタブＳＴ１、第２のスタブＳＴ２の長さをλ/４未満とすれば、オープンスタブ形成部の占有面積を小さくすることができる。

《第２の実施形態》
図６は第２の実施形態に係る高周波発振回路の回路図である。この高周波発振回路１０１は、共振回路１及び増幅（帰還）回路２とで構成されている。

共振回路１は、線路ＳＬ４、これに結合する誘電体共振器ＤＲ、及び誘電体共振器ＤＲに結合する線路ＳＬ５を備えている。線路ＳＬ４の端部は抵抗Ｒ２で終端されている。線路ＳＬ５には可変容量ダイオードＶＤが接続され、そのバイアス回路として抵抗Ｒ３及び制御電圧入力端子Ｖｃが設けられている。

増幅回路２は、能動素子であるＦＥＴ Ｑ１による増幅回路、インピーダンス変換回路３０、及びアッテネータＡＴを備えている。ＦＥＴ Ｑ１のソースには帰還回路としての線路ＳＬ３が設けられている。ドレインには抵抗Ｒ１、オープンスタブＳＴ３、及び線路ＳＬ２、バイパスコンデンサＣ２からなるバイアス回路が接続されている。ドレインバイアス端子Ｖｄにはドレインバイアス電圧が印加される。

インピーダンス変換回路３０は第１の実施形態で示したものであり、第１のスタブＳＴ１、第２のスタブＳＴ２、及び線路ＳＬ１で構成されている。ＦＥＴ Ｑ１のドレインからの出力信号は、インピーダンス変換回路３０、ＤＣカット用コンデンサＣ１、アッテネータＡＴを経由して出力端子Ｔ１から出力される。

インピーダンス変換回路３０は、ＦＥＴ Ｑ１のドレインから見て、ＦＥＴ Ｑ１のドレインから出力される信号の一部を透過させ、その他を共振回路１側へ反射させるために必要なインピーダンス（位相，反射強度）に見えるようにインピーダンスを変換する。すなわちこのインピーダンス変換回路３０は高周波発振回路において反射と透過の調整を行う帰還回路又は出力回路と呼ぶこともできる。

図７は、図６に示したインピーダンス変換回路３０の線路ＳＬ１の代わりにチップコンデンサを用いた例について示している。直流的には図７（Ａ）に示すように、チップコンデンサＣＣは直流をカットするコンデンサとして作用し、自己共振周波数を超える高周波の領域では誘導性となり、図７（Ｂ）に示すように所定インダクタンスのインダクタンス素子Ｌ１として作用する。コンデンサの容量が十分に大きい場合には、このＬ１のもつ等価的なインダクタンス値は容量値によらず、ほぼチップサイズに依存する。

例えば０６０３（６００μｍ×３００μｍ）のチップコンデンサを用いれば、このチップコンデンサはプリント基板上で０．５ｎＨ程度の等価インダクタンス値を持つ。実装ランドとあわせ、０．８〜１．０ｍｍ程度の伝送線路と等価な役割を得ることができるため、１０〜３０ＧＨｚ程度の高周波においては、２つのオープンスタブＳＴ１・ＳＴ２と、その間に設けた等価インダクタンスからなるπ型回路のインピーダンスは可逆調整可能な条件を満たす。さらに低い周波数ではチップコンデンサの両端に伝送線路を設けるか、またはチップサイズの大きいコンデンサを使用することにより、可逆調整可能な条件を適切に選択することができる。より高い周波数においては、より寄生インダクタンスの小さい０４０２（４００μｍ×２００μｍ）サイズのチップコンデンサなどを用いればよい。０４０２サイズのチップコンデンサであれば、４０ＧＨｚ〜５０ＧＨｚ程度まで使用できる。

したがって、このようにインピーダンス変換回路３０の線路ＳＬ１部分にチップコンデンサＣＣを用いれば、図６に示した直流カット用のコンデンサＣ１は不要となる。その分部品点数が削減でき、プリント基板が縮小化できる。

《第３の実施形態》
図８は第３の実施形態に係る逓倍器の回路図である。この逓倍器１０２は、入力端子Ｔａから入力される基本波を基に所定次数の高調波信号を発生し、出力端子Ｔｂへ出力するものである。能動素子であるＦＥＴ Ｑ２のゲートと入力端子Ｔａとの間に整合回路としてのインピーダンス変換回路３１が設けられている。またＦＥＴ Ｑ２のドレインと出力端子Ｔｂとの間に整合回路としてのインピーダンス変換回路３２が設けられている。

インピーダンス変換回路３１は、基本波の周波数で入力端子Ｔａ側の回路のインピーダンスとＦＥＴ Ｑ１のゲート入力部のインピーダンスと整合させる。またインピーダンス変換回路３２は、ＦＥＴ Ｑ２のドレイン側のインピーダンスと出力端子Ｔｂに接続される回路のインピーダンスとを整合させる。

インピーダンス整合回路３１の出力部（ＦＥＴ Ｑ２側）には高調波信号が入力端子Ｔａ側へ透過しないように高調波反射用のオープンスタブＳＴ１３が設けられている。またインピーダンス変換回路３２の入力側（ＦＥＴ Ｑ２側）には、基本波信号が出力端子Ｔｂ側へ透過しないように基本波反射用のオープンスタブＳＴ２３が設けられている。

ここで、高調波信号の整合を行うインピーダンス変換回路３２の作用について図９を基に説明する。
図８に示したインピーダンス変換回路３２のスタブＳＴ２２の接続点から右側（出力端子Ｔｂ側を見たインピーダンスは、スタブＳＴ２１，ＳＴ２２のトリミングによって第１の実施形態で示したものと同様に変化する。図９において破線の楕円ＯＡ１及び矢印Ａ１，Ａ２はその動作を示している。

図８において線路ＳＬ２４は位相調整用線路である。この線路ＳＬ２４の左側から出力端子Ｔｂ側を見たインピーダンスは、この線路ＳＬ２４の位相分アドミッタンスチャート上を時計回りに回転する。図９において破線の楕円ＯＡ１０及び矢印Ａ１１，Ａ１２はその様子を表している。

図９において、インピーダンス軌跡ＺＣは、周波数を変化させたときのＦＥＴ Ｑ２の出力反射特性Ｓ（２，２）を示している。ここでは、例としてマーカーＭ１で示した周波数での整合回路を考える。小信号設計において、ＦＥＴ Ｑ２のドレインから右側を見たインピーダンスは、図９においてマーカーＭ２で示すように、Ｍ２に対して複素共役となるようにインピーダンス整合回路を設計するのが一般的である。図８に示したインピーダンス変換回路３２においてスタブＳＴ２１をトリミングすると、ＦＥＴ Ｑ２のドレインから右側を見たインピーダンスは矢印Ａ１１方向に回転する。すなわち、より高い周波数で整合がとれる方向に移動する。一方、スタブＳＴ２２をトリミングすると、矢印Ａ１２で示す方向に回転する。すなわち、より低い周波数で整合がとれる方向に移動することになる。このようにして本発明のインピーダンス変換回路を逓倍器の出力整合回路部に適用することによって、利得最大となる周波数を可逆的に調整可能となる。

《第４の実施形態》
図１０は第４の実施形態に係る混合器１０３の回路図である。この混合器１０３は、入力端子Ｔｃから入力されるローカル信号ＬＯと入力端子Ｔｄから入力される高周波信号ＲＦとをミキシングして、出力端子Ｔｅから中間周波信号ＩＦを出力するものである。入力端子Ｔｃと能動素子であるＦＥＴ Ｑ３のゲートまでの経路にインピーダンス整合回路としてのインピーダンス変換回路３３が設けられている。また入力端子ＴｄとＦＥＴ Ｑ３のドレインまでの経路にインピーダンス整合回路としてのインピーダンス変換回路３４が設けられている。

ＦＥＴ Ｑ３のドレインには、線路ＳＬ４２、ＳＬ４３、スタブＳＴ４３を含むバイアス回路が接続されると共に、コンデンサＣｏを介して中間周波信号ＩＦを出力するように回路が構成されている。

バイアス端子Ｖｄにはドレインバイアス電圧、Ｖｇにはゲートバイアス電圧がそれぞれ印加される。

このように混合器１０３においても、インピーダンス変換回路３３及び３４は入力端子Ｔｃ，ＴｄとＦＥＴ Ｑ３との間のインピーダンス整合をとる。その際、インピーダンス変換回路３３はローカル信号ＬＯの周波数に応じて入力レベルが変化し、インピーダンス変換回路３４はＲＦ信号の周波数に応じてその入力レベルが変化する。この２つのインピーダンス変換回路３３，３４の構成は第１の実施形態で示したものと同様であり、２つのスタブと線路をπ型に構成したものである。そのためインピーダンスの周波数特性が可逆的に調整でき、これらのインピーダンス変換回路３３，３４の周波数特性によって、混合器としての周波数変換利得の周波数特性が可逆的に調整可能となる。

《第５の実施形態》
図１１は第５の実施形態に係る分配器１０４の回路図である。この分配器１０４は入力端子Ｔｆからの入力信号を分配して出力端子Ｔｇ，Ｔｈへ出力するものである。

能動素子であるＦＥＴ Ｑ４，Ｑ５は分配された信号をそれぞれ増幅し、そのドレイン出力の信号をインピーダンス変換回路３５，３６を介してそれぞれ出力する。この２つのインピーダンス変換回路３５，３６の構成は第１の実施形態で示したものと同様であり、２つのスタブと線路をπ型に構成したものである。そのためインピーダンスの周波数特性が可逆的に調整でき、これらのインピーダンス変換回路３５，３６の周波数特性に応じて、周波数に対する分配特性が可逆的に調整できることになる。

特許文献１に示されている高周波発振回路の回路図である。 線路ＳＬ１の線路長を０から１／４波長まで変化させたときに、アドミッタンスチャート上でインピーダンスがどのように変化するかについて示す図である。 スタブＳＴ１の長さＬをλ／４から０にまで変化させたときに、アドミッタンスチャート上でインピーダンスがどのように変化するかについて示す図である。 インピーダンス変換回路３０のスタブＳＴ１，ＳＴ２の長さによってインピーダンスがどのように変化するかを示す図である。 インピーダンスの調整を可逆的に行える範囲について示している。 第２の実施形態に係る高周波発振回路の回路図である。 図６に示したインピーダンス変換回路３０の線路ＳＬ１の代わりにチップコンデンサを用いた例について示す図である。 第３の実施形態に係る逓倍器の回路図である。 図８における線路ＳＬ２４及びインピーダンス変換回路３２によるインピーダンス整合の例を示す図である。 第４の実施形態に係る混合器１０３の回路図である。 第５の実施形態に係る分配器１０４の回路図である。

符号の説明

１…共振回路
２…増幅回路
３０〜３６…インピーダンス変換回路
１００，１０１…高周波発振回路
１０２…逓倍器
１０３…混合器
１０４…分配器
ＡＴ…アッテネータ
ＳＬ１…線路
ＳＴ１，ＳＴ２１，ＳＴ３１，ＳＴ４１，ＳＴ５１，ＳＴ６１…第１のオープンスタブ
ＳＴ２，ＳＴ２２，ＳＴ３２，ＳＴ４２，ＳＴ５２，ＳＴ６２…第２のオープンスタブ
ＳＴ３，ＳＴ１３，ＳＴ２３，ＳＴ４３…オープンスタブ
Ｔ１，Ｔ２…端子
Ｚ１，Ｚ２…終端器
Ｑ１…ＦＥＴ

Claims (9)

1. 入力端子または出力端子と能動素子との間に接続されるインピーダンス変換回路であって、
   第１・第２のオープンスタブと、
   前記第１のオープンスタブの接続点と前記第２のオープンスタブの接続点との間に直列に接続された線路またはインダクタンス素子である回路素子と、を備え、
   前記第１・第２のオープンスタブのうち一方のオープンスタブの接続点からみたインピーダンスが、スミスチャートの中心とショート点とを直径とする円内に入るように、前記第１・第２のオープンスタブの長さおよび回路素子の定数・サイズを定めたことを特徴とするインピーダンス変換回路。
2. 前記第１・第２のオープンスタブのうち一方のオープンスタブの接続点からみたインピーダンスが、入力端子または出力端子に接続される回路のインピーダンスより低く、かつ略純抵抗となるように、第１・第２のオープンスタブの長さおよび回路素子の定数・サイズを定めたことを特徴とするインピーダンス変換回路。
3. 前記第１のオープンスタブ及び前記第２のオープンスタブは容量性のオープンスタブである、請求項１または２に記載のインピーダンス変換回路。
4. 前記回路素子は、線路長が略１／８波長の線路である、請求項１〜３のいずれかに記載のインピーダンス変換回路。
5. 前記第１のオープンスタブ及び前記第２のオープンスタブは、線路長が１／４波長未満のオープンスタブである、請求項３または４に記載のインピーダンス変換回路。
6. 前記回路素子は、伝送すべき周波数でインピーダンスが誘導性となるチップコンデンサである、請求項１〜５のいずれかに記載のインピーダンス変換回路。
7. 前記出力端子と前記第１のオープンスタブとの間、または前記第２のオープンスタブと前記能動素子との間に、位相調整用線路が設けられた、請求項１〜６のいずれかに記載のインピーダンス変換回路。
8. 少なくとも一つの能動素子を備えるとともに、
   請求項１〜７のいずれかに記載のインピーダンス変換回路を、前記能動素子の少なくとも１つの端子と前記入力端子及び／又は前記出力端子との間に設けたことを特徴とする高周波回路。
9. 入力端子または出力端子と能動素子との間に接続されるインピーダンス変換回路のインピーダンス変換特性調整方法であって、
   前記インピーダンス変換回路に、第１・第２のオープンスタブと、前記第１のオープンスタブの接続点と前記第２のオープンスタブの接続点との間に直列に接続された線路またはインダクタンス素子である回路素子と、を設け、
   前記第１・第２のオープンスタブのうち一方のオープンスタブの接続点からみたインピーダンスが、スミスチャートの中心とショート点とを直径とする円内に入るように、前記第１・第２のオープンスタブの長さおよび回路素子の定数・サイズを定めることを特徴とするインピーダンス変換回路のインピーダンス変換特性調整方法。

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