JP2009284096A - ステレオ音響エコーキャンセル方法、ステレオ音響エコーキャンセル装置、ステレオ音響エコーキャンセルプログラム、その記録媒体 - Google Patents
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Abstract
【課題】本発明の目的は、ステレオ受話信号の相互相関が強くても、比較的早くフィルタ係数を収束させることができるステレオ音響エコーキャンセル方法、その装置、そのプログラム及び記録媒体を提供することを目的とする。
【解決手段】本発明のステレオ音響エコーキャンセル方法は、２チャネルのステレオ受話信号である信号Ｌと信号Ｒに対して、信号Ｌと信号Ｒを加算し、和信号を求め、信号Ｌと信号Ｒを減算し、差信号を求める。和信号と差信号から、擬似反響信号を求める。ステレオ受話信号を再生して収音された反響信号から擬似反響信号を差し引くことにより残留反響信号を求める。和信号と差信号と残留反響信号から、入力信号にパワー差がある場合に高速化できる適応アルゴリズムを用いて擬似反響路を逐次推定する。
【選択図】図３
【解決手段】本発明のステレオ音響エコーキャンセル方法は、２チャネルのステレオ受話信号である信号Ｌと信号Ｒに対して、信号Ｌと信号Ｒを加算し、和信号を求め、信号Ｌと信号Ｒを減算し、差信号を求める。和信号と差信号から、擬似反響信号を求める。ステレオ受話信号を再生して収音された反響信号から擬似反響信号を差し引くことにより残留反響信号を求める。和信号と差信号と残留反響信号から、入力信号にパワー差がある場合に高速化できる適応アルゴリズムを用いて擬似反響路を逐次推定する。
【選択図】図３
Description
この発明は、２チャネルのステレオ受話信号を有する例えば通信会議システムにおいて、ハウリングの原因および聴覚上の障害となる室内反響信号を消去するステレオ音響エコーキャンセル消去方法、その装置、そのプログラム及びその記録媒体に関するものである。
音声会議の普及に伴い、同時通話性能に優れ、反響感の少ない拡声通話装置の供給が望まれている。この要求を満たすものとして、音響エコーキャンセル装置がある。まず、１チャネル用のエコーキャンセル装置について、そのエコーキャンセル方法及び装置構成を、図１を参照して説明する。拡声通話において、受話端１０に相手の発話等で得られる受話信号は、そのままスピーカ２０から再生される場合と、スピーカ２０に送る前に、受話信号の振幅やパワー等の大きさに応じて自動的に利得を調整するなど、受話信号に何らかの加工が施された後に、スピーカ２０から再生される場合とがある。このため、この発明で受話信号ｘ（ｋ）とは、相手からの受話信号そのものとは限らず、受話信号に対し加工が施された場合は、その加工された後の受話信号を指すものとする。なお、ｋは離散時間を表す。受話信号ｘ（ｋ）を受ける受話端１０からスピーカ２０に至る送話系と、マイクロホン３０から送話端４０に至る送話系とからなる拡声通話系において、エコーキャンセル装置１０００は、受話信号ｘ（ｋ）を供給される。受話信号ｘ（ｋ）は、擬似反響信号生成手段２００と反響路推定手段４００へ送られる。擬似反響信号生成手段２００は、受話信号ｘ（ｋ）を擬似反響路２０１に通して、擬似反響信号ｙ（ｋ）を求める。
y(k)= XT(k)W(k) （１）
X(k)=[x(k)、x(k-1)、・・・、x(k-M+1)] T （２）
W(k)=[w(k、0)、w(k、1)、・・・、w(k、M-1)]T （３）
ただし、Ｗ（ｋ）は、反響路推定手段４００で推定したフィルタ係数である。＊Ｔはベクトルの転置を表す。Ｍはタップ数で、反響路５０の残響時間に対応させて、あらかじめ設定しておく定数である。よって、ｙ（ｋ）は、
y(k)= x(k)w(k,0) + x(k-1)w(k,1) +・・・+ x(k-M+1)w(k,M-1) （４）
である。残留反響信号生成手段３００は、受話信号ｘ（ｋ）を再生して収音された反響信号ｄ（ｋ）から擬似反響信号ｙ（ｋ）を差し引くことにより反響信号ｄ（ｋ）を消去し、残留反響信号ｅ（ｋ）を求める。
X(k)=[x(k)、x(k-1)、・・・、x(k-M+1)] T （２）
W(k)=[w(k、0)、w(k、1)、・・・、w(k、M-1)]T （３）
ただし、Ｗ（ｋ）は、反響路推定手段４００で推定したフィルタ係数である。＊Ｔはベクトルの転置を表す。Ｍはタップ数で、反響路５０の残響時間に対応させて、あらかじめ設定しておく定数である。よって、ｙ（ｋ）は、
y(k)= x(k)w(k,0) + x(k-1)w(k,1) +・・・+ x(k-M+1)w(k,M-1) （４）
である。残留反響信号生成手段３００は、受話信号ｘ（ｋ）を再生して収音された反響信号ｄ（ｋ）から擬似反響信号ｙ（ｋ）を差し引くことにより反響信号ｄ（ｋ）を消去し、残留反響信号ｅ（ｋ）を求める。
e(k)=d(k)-y(k) （５）
d(k)= XT (k)H (k) （６）
H(k)=[h(k,0)、h(k,1)、・・・、h(k,M-1)]T （７）
ただし、Ｈ（ｋ）は、時刻ｋにおける反響路５０のインパルス応答を表す。よって、ｄ（ｋ）は、
d(k)= x(k)h(k,0) + x(k-1)h(k,1) +・・・+ x(k-M+1)h(k,M-1) （８）
である。残留反響信号ｅ（ｋ）は送話端４０から出力されるとともに、反響路推定手段４００へ送られる。反響路推定手段４００は、受話信号ｘ（ｋ）と残留反響信号ｅ（ｋ）から、擬似反響路を逐次推定する。反響路推定手段内の適応フィルタ４０１の更新式は、以下のように表すことができる。
d(k)= XT (k)H (k) （６）
H(k)=[h(k,0)、h(k,1)、・・・、h(k,M-1)]T （７）
ただし、Ｈ（ｋ）は、時刻ｋにおける反響路５０のインパルス応答を表す。よって、ｄ（ｋ）は、
d(k)= x(k)h(k,0) + x(k-1)h(k,1) +・・・+ x(k-M+1)h(k,M-1) （８）
である。残留反響信号ｅ（ｋ）は送話端４０から出力されるとともに、反響路推定手段４００へ送られる。反響路推定手段４００は、受話信号ｘ（ｋ）と残留反響信号ｅ（ｋ）から、擬似反響路を逐次推定する。反響路推定手段内の適応フィルタ４０１の更新式は、以下のように表すことができる。
W(k+1)=W(k)+μe(k)X(k)/XT(k)X(k) （９）
ただし、μは、ステップサイズパラメータと呼ばれ、０＜μ＜２の範囲で適応動作の調整に用いる。反響路推定手段４００は、推定した適応フィルタのフィルタ係数Ｗ（ｋ＋１）を逐次擬似反響路２０１へコピーする。以上のような処理を繰り返すことにより、反響路推定手段４００では、次第にフィルタ係数Ｗ（ｋ）を、真の反響路５０のインパルス応答Ｈ（ｋ）と一致させることが可能となり、その結果、式（５）の残留反響信号ｅ（ｋ）を小さくすることができる。
ただし、μは、ステップサイズパラメータと呼ばれ、０＜μ＜２の範囲で適応動作の調整に用いる。反響路推定手段４００は、推定した適応フィルタのフィルタ係数Ｗ（ｋ＋１）を逐次擬似反響路２０１へコピーする。以上のような処理を繰り返すことにより、反響路推定手段４００では、次第にフィルタ係数Ｗ（ｋ）を、真の反響路５０のインパルス応答Ｈ（ｋ）と一致させることが可能となり、その結果、式（５）の残留反響信号ｅ（ｋ）を小さくすることができる。
近年、ブロードバンド環境の普及に伴い、より臨場感を高くできるステレオ通信会議が普及しつつある。ステレオ通信会議では、収音／再生ともに２チャネルで行い、発話者が誰か推定しやすくなり、会議の進行がスムーズになるというメリットがある。図２は、従来の２チャネルのステレオ音響エコーキャンセル装置の構成例を示す。なお、図２において、図１と対応する部分には、同一参照番号を付してある。
ステレオ受話信号ｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）をそれぞれ受ける受話端１１、１２からスピーカ２１、２２に至る送話系と、マイクロホン３１，３２から送話端４１，４２に至る送話系とからなる拡声通話系において、エコーキャンセル装置２０００は、ステレオ受話信号ｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）を供給される。なお、説明を簡単にするため、受話端１１，１２の受話信号と送話端４１の送話信号とを考える。受話信号ｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）は、擬似反響信号生成手段２００１と反響路推定手段４００１へ送られる。擬似反響信号生成手段２００１は、ステレオ受話信号ｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）をそれぞれ擬似反響路２０１１、２０２１に通して、反響路５１１、５２１それぞれに対する擬似反響信号ｙ１１（ｋ）、ｙ２１（ｋ）を求める。
y11(k)=X1 T(k)W11(k) （１０）
y21(k)=X2 T(k)W21(k) （１１）
X1(k)=[x1(k)、x1(k-1)、・・・、x1(k-M+1)]T （１２）
X2(k)=[x2(k)、x2(k-1)、・・・、x2(k-M+1)]T （１３）
W11(k)=[w11(k,0)、w11(k,1)、・・・、w11(k,M-1)]T （１４）
W21(k)=[w21(k,0)、w21(k,1)、・・・、w21(k,M-1)]T （１５）
ただし、Ｗ１１（ｋ）、Ｗ２１（ｋ）は、それぞれ反響路推定手段４００１で推定したフィルタ係数である。よって、反響路５１１、５２１それぞれに対する擬似反響信号ｙ１１（ｋ）、ｙ２１（ｋ）は、
y11(k)= x1(k)w11(k,0) + x1(k-1)w11(k,1) +・・・+ x1(k-M+1)w11(k,M-1) （１６）
y21(k)= x2(k)w21(k,0) + x2(k-1)w21(k,1) +・・・+ x2(k-M+1)w21(k,M-1) （１７）
である。擬似反響信号合成手段２５０は、反響路５１１、５２１それぞれに対する擬似反響信号ｙ１１（ｋ）、ｙ２１（ｋ）を加算し、擬似反響信号ｙ１（ｋ）を求める。
y21(k)=X2 T(k)W21(k) （１１）
X1(k)=[x1(k)、x1(k-1)、・・・、x1(k-M+1)]T （１２）
X2(k)=[x2(k)、x2(k-1)、・・・、x2(k-M+1)]T （１３）
W11(k)=[w11(k,0)、w11(k,1)、・・・、w11(k,M-1)]T （１４）
W21(k)=[w21(k,0)、w21(k,1)、・・・、w21(k,M-1)]T （１５）
ただし、Ｗ１１（ｋ）、Ｗ２１（ｋ）は、それぞれ反響路推定手段４００１で推定したフィルタ係数である。よって、反響路５１１、５２１それぞれに対する擬似反響信号ｙ１１（ｋ）、ｙ２１（ｋ）は、
y11(k)= x1(k)w11(k,0) + x1(k-1)w11(k,1) +・・・+ x1(k-M+1)w11(k,M-1) （１６）
y21(k)= x2(k)w21(k,0) + x2(k-1)w21(k,1) +・・・+ x2(k-M+1)w21(k,M-1) （１７）
である。擬似反響信号合成手段２５０は、反響路５１１、５２１それぞれに対する擬似反響信号ｙ１１（ｋ）、ｙ２１（ｋ）を加算し、擬似反響信号ｙ１（ｋ）を求める。
y1(k)=y11(k)+y21(k) （１８）
残留反響信号生成手段３００１は、ステレオ受話信号ｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）を再生して収音された反響信号ｄ１（ｋ）から擬似反響信号ｙ１（ｋ）を差し引くことにより反響信号ｄ１（ｋ）を消去し、残留反響信号ｅ１（ｋ）を求める。
残留反響信号生成手段３００１は、ステレオ受話信号ｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）を再生して収音された反響信号ｄ１（ｋ）から擬似反響信号ｙ１（ｋ）を差し引くことにより反響信号ｄ１（ｋ）を消去し、残留反響信号ｅ１（ｋ）を求める。
e1(k)=d1(k)-y1(k) （１９）
ただし、d1(k)=X1 T(k)H11(k)+X2 T(k)H21(k) （２０）
なお、Ｈ１１（ｋ）、Ｈ２１（ｋ）は、それぞれ反響路５１１，５２１のインパルス応答を表す。残留反響信号ｅ１（ｋ）は送信端４１から出力されるとともに、反響路推定手段４００１へ送られる。反響路推定手段４００１は、ステレオ受話信号ｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）と残留反響信号ｅ１（ｋ）から、擬似反響路を逐次推定する。反響路推定手段内の適応フィルタの更新式は、以下のように表すことができる。
ただし、d1(k)=X1 T(k)H11(k)+X2 T(k)H21(k) （２０）
なお、Ｈ１１（ｋ）、Ｈ２１（ｋ）は、それぞれ反響路５１１，５２１のインパルス応答を表す。残留反響信号ｅ１（ｋ）は送信端４１から出力されるとともに、反響路推定手段４００１へ送られる。反響路推定手段４００１は、ステレオ受話信号ｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）と残留反響信号ｅ１（ｋ）から、擬似反響路を逐次推定する。反響路推定手段内の適応フィルタの更新式は、以下のように表すことができる。
W1(k+1)=W1(k)+μe1(k)X(k)/XT(k)X(k) （２１）
ただし、 W1(k)=[W11 T(k)、W21 T(k)]T （２２）
以下、説明する。フィルタ係数の更新ベクトルΔＷ１（ｋ）とすると、
ΔW1(k)=W1(k+1)-W1(k) （２３）
と表せる。ここで、ΔＷ１（ｋ）のノルムを式（２４）の拘束条件のもとに最小化する。
ただし、 W1(k)=[W11 T(k)、W21 T(k)]T （２２）
以下、説明する。フィルタ係数の更新ベクトルΔＷ１（ｋ）とすると、
ΔW1(k)=W1(k+1)-W1(k) （２３）
と表せる。ここで、ΔＷ１（ｋ）のノルムを式（２４）の拘束条件のもとに最小化する。
XTW1(k+1)=d1(k) （２４）
式（２４）に式（２３）を代入すると、
XT(k){W1(k)+ΔW1(k)}=d1(k) （２５）
XT(k)W1(k)+XT(k)ΔW1(k)=d1(k) （２６）
となる。ここで、
e1(k)=d1(k)- XT (k)W1(k) （２７）
とおくと、式（２６）は以下のようになる。
式（２４）に式（２３）を代入すると、
XT(k){W1(k)+ΔW1(k)}=d1(k) （２５）
XT(k)W1(k)+XT(k)ΔW1(k)=d1(k) （２６）
となる。ここで、
e1(k)=d1(k)- XT (k)W1(k) （２７）
とおくと、式（２６）は以下のようになる。
XT(k)ΔW1(k)=e1(k) （２８）
ΔＷ１（ｋ）が最小になるように求めると、
ΔW1(k)=e1(k)X(k)/XT(k)X(k) （２９）
が得られる。よって、反響路推定手段内の適応フィルタの更新式は、
W1(k+1)=W1(k)+μe1(k)X(k)/XT(k)X(k) （２１）
と表すことができる。
よって、
W11(k+1)=W11(k)+μe1(k)X1(k)/{‖X1(k)‖2+‖X2(k)‖2｝ （３０）
W21(k+1)=W12(k)+μe1(k)X2(k)/{‖X1(k)‖2+‖X2(k)‖2｝ （３１）
と表すことができる。
ΔＷ１（ｋ）が最小になるように求めると、
ΔW1(k)=e1(k)X(k)/XT(k)X(k) （２９）
が得られる。よって、反響路推定手段内の適応フィルタの更新式は、
W1(k+1)=W1(k)+μe1(k)X(k)/XT(k)X(k) （２１）
と表すことができる。
よって、
W11(k+1)=W11(k)+μe1(k)X1(k)/{‖X1(k)‖2+‖X2(k)‖2｝ （３０）
W21(k+1)=W12(k)+μe1(k)X2(k)/{‖X1(k)‖2+‖X2(k)‖2｝ （３１）
と表すことができる。
反響路推定手段４００１は、推定した適応フィルタのフィルタ係数Ｗ１１（ｋ＋１）、Ｗ２１（ｋ＋１）を逐次擬似反響路２０１１，２０２１へコピーする。以上のような処理を繰り返すことにより、反響路推定手段４００１では、次第にフィルタ係数Ｗ１１（ｋ）,Ｗ２１（ｋ）を、真の反響路５１１，５２１のインパルス応答Ｈ１１（ｋ），Ｈ２１（ｋ）と一致させることが可能となり、その結果、式（１９）の残留反響信号ｅ１（ｋ）を小さくすることができる。なお、マイクロホン３１からの入力１チャネル分について記載しているが、もう一つのマイクロホン３２からの入力に関しても同様である。
なお、上記適応アルゴリズムのように更新ベクトルを式（２１）により求めると、ステレオ受話信号間のパワーが大きく異なる場合、真のインパルス応答への収束速度（係数誤差収束速度）が遅くなるという問題があった。しかし、ステレオ受話信号間のパワーが大きく異なる場合であっても、収束速度を向上させたものとして、特許文献１及び非特許文献１記載等の従来技術がある。その適応アルゴリズムについては後述する。なお、適応アルゴリズムとは、各時間（ｋ）において、入力信号Ｘ（ｋ）と残留反響信号ｅ（ｋ）に基づいて、フィルタ係数Ｗ（ｋ）をインパルス応答Ｈ（ｋ）に近づけていく更新手順である。
特開２００２−２６１６６０
中川朗、羽田陽一「ステレオ信号間のパワー差を考慮したステレオエコーキャンセラに関する一検討」、電子情報通信学会論文誌（Ａ），Vol.J86-A No.10,2003年10月
ステレオ受話信号は一般的に左右信号の相互相関が強いので、適応フィルタのフィルタ係数が、真の反響路のインパルス応答に収束しづらい。実際の話者の声を２本のマイクロホンでステレオ収音した場合には、わずかではあるがステレオ受話信号の相互相関に変化が生じる。このわずかな変化により、フィルタ係数誤差は時間の経過とともに減少し、適応フィルタが収束していくが、その収束速度は遅くなる。これは例えばM.M.Sondhi,D.R.Morgan, and J.Hall,”Stereophonic acounstic echo cancellation―An overview of the fundamental problem”,IEEE Signal Process.Lett.,vol.2,no.8,148-151,Aug.1995.に詳しく述べられている。また、ステレオ音響エコーキャンセル装置において、収束速度を向上させるために、ステレオ受話信号に対して半波整流を付加する等の非線形前処理を行う方法があるが、収束速度と音質の劣化とはトレードオフの関係にあり、音質をある程度保つためには、収束速度の大きな向上は望めないという問題がある。
本発明の目的は、ステレオ受話信号の相互相関が強くても、比較的早くフィルタ係数を収束させることができるステレオ音響エコーキャンセル方法、その装置、そのプログラム及び記録媒体を提供することにある。
請求項１記載のステレオ音響エコーキャンセル方法は、２チャネルのステレオ受話信号である信号Ｌと信号Ｒを加算し、和信号ｚ１（ｋ）を求める。信号Ｌと信号Ｒを減算し、差信号ｚ２（ｋ）を求める。和信号ｚ１（ｋ）と差信号ｚ２（ｋ）、または、信号Ｌと信号Ｒを、反響路を模擬した擬似反響路を通して擬似反響信号を求める。ステレオ受話信号を再生して収音された反響信号から擬似反響信号を差し引くことにより残留反響信号ｅ（ｋ）を求める。和信号ｚ１（ｋ）と差信号ｚ２（ｋ）と残留反響信号から、２つの更新ベクトルΔｗｚ１（ｋ）、Δｗｚ２（ｋ）を
Δwz1(k)=e(k)Sz1(k)/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)}
Δwz2(k)=e(k)Sz2(k)/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)}
（ただし、Sz1(k)=Z1(k)/√‖Z1(k)‖2、Sz2(k)=Z2(k)/√‖Z2(k)‖2、Z1(k)=[z1(k),z1(k-1),・・・,z1(k-M+1)] T, Z2(k)=[z2(k),z2(k-1),・・・,z2(k-M+1)]T,Ｍはタップ数、‖Z(k)‖2はZ(k)のノルムを表す）
として計算し、２つの更新ベクトルΔｗｚ１（ｋ）、Δｗｚ２（ｋ）を利用して擬似反響路を逐次推定する。
Δwz1(k)=e(k)Sz1(k)/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)}
Δwz2(k)=e(k)Sz2(k)/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)}
（ただし、Sz1(k)=Z1(k)/√‖Z1(k)‖2、Sz2(k)=Z2(k)/√‖Z2(k)‖2、Z1(k)=[z1(k),z1(k-1),・・・,z1(k-M+1)] T, Z2(k)=[z2(k),z2(k-1),・・・,z2(k-M+1)]T,Ｍはタップ数、‖Z(k)‖2はZ(k)のノルムを表す）
として計算し、２つの更新ベクトルΔｗｚ１（ｋ）、Δｗｚ２（ｋ）を利用して擬似反響路を逐次推定する。
請求項２記載のステレオ音響エコーキャンセル方法は、２チャネルのステレオ受話信号である信号Ｌと信号Ｒを加算し、和信号ｚ１（ｋ）を求める。信号Ｌと信号Ｒを減算し、差信号ｚ2（ｋ）を求める。和信号ｚ１（ｋ）と差信号ｚ2（ｋ）、または、信号Ｌと信号Ｒを、反響路を模擬した擬似反響路を通して擬似反響信号を求める。ステレオ受話信号を再生して収音された反響信号から擬似反響信号を差し引くことにより残留反響信号ｅ（ｋ）を求める。和信号ｚ１（ｋ）と差信号ｚ2（ｋ）の所定時間Ｍ’内の２乗和‖Ｚ’１‖２，‖Ｚ’２‖２の内、いずれか小さい値‖Ｚ’ｍｉｎ‖２の更新ステップサイズμｍｉｎを√（‖Ｚ’ｍｉｎ‖２）／√（‖Ｚ’１‖２＋‖Ｚ’２‖２）として出力し、他方の二乗和の更新ステップサイズを１として出力し、和信号ｚ１（ｋ）と差信号ｚ2（ｋ）と残留反響信号ｅ（ｋ）と更新ステップサイズを入力され、和信号と差信号の所定時間Ｍ内の２乗和‖Ｚ１‖２，‖Ｚ２‖２を演算し、２つの更新ベクトルΔｗｚ１（ｋ）、Δｗｚ２（ｋ）を
Δｗｚ１（ｋ）＝μ１ｅ（ｋ）Ｚ１（ｋ）／‖Ｚ１（ｋ）‖２
Δｗｚ２（ｋ）＝μ２ｅ（ｋ）Ｚ２（ｋ）／‖Ｚ２（ｋ）‖２
（ただし、Z1(k)=[z1(k),z1(k-1),・・・,z1(k-M+1)] T, Z2(k)=[z2(k),z2(k-1),・・・,z2(k-M+1)]T,Ｍはタップ数、‖Z(k)‖はZ(k)のノルムを表す）
として演算し、更新ベクトルを利用して擬似反響路を逐次推定する。
Δｗｚ１（ｋ）＝μ１ｅ（ｋ）Ｚ１（ｋ）／‖Ｚ１（ｋ）‖２
Δｗｚ２（ｋ）＝μ２ｅ（ｋ）Ｚ２（ｋ）／‖Ｚ２（ｋ）‖２
（ただし、Z1(k)=[z1(k),z1(k-1),・・・,z1(k-M+1)] T, Z2(k)=[z2(k),z2(k-1),・・・,z2(k-M+1)]T,Ｍはタップ数、‖Z(k)‖はZ(k)のノルムを表す）
として演算し、更新ベクトルを利用して擬似反響路を逐次推定する。
前述の通り、ステレオ受話信号の相互相関が強い場合には、収束速度が遅いという問題があった。しかし、本発明では逆に、高い相互相関がある場合にその和と差には大小関係が発生することを利用する。つまり、このステレオ受話信号の高い相互相関を利用し、パワーに大小差がある和信号と差信号を求め、この和信号と差信号を用いて、入力信号間のパワーに大小差がある場合に収束速度を向上させる適応アルゴリズムを用いる。
本発明は、相互相関の高いステレオ受話信号から大小差がある和信号と差信号を求め、入力信号間のパワーに大小差がある場合であっても収束速度を向上させる適応アルゴリズムを用いるため、結果として、相互相関が強いステレオ受話信号間において、比較的早くフィルタ係数を収束させることができる。
ここで、本発明の実施例について述べる。
図３は、実施例１のステレオ音響エコーキャンセル装置の構成例、図４は、実施例１のステレオ音響エコーキャンセル方法の処理の流れの例を示す図である。図３において、図２と対応する部分については、同一参照番号を付してある。ステレオ音響エコーキャンセル装置３０００は、和信号生成手段１１０と差信号生成手段１２０と擬似反響信号生成手段２００１，２００２と残留反響信号生成手段３００１，３００２と反響路推定手段４００１，４００２を有する。
ステレオ受話信号ｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）を受ける受話端１１，１２からスピーカ２１，２２に至る受話系と、マイクロホン３１，３２から送話端４１，４２に至る送話系とからなる拡声通話系において、ステレオ音響エコーキャンセル装置３０００は、ステレオ受話信号ｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）を供給される。なお、説明を簡単にするため、受話端１１，１２の受話信号と送話端４１の送話信号とを考える。
受話信号ｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）は、和信号生成手段１１０、差信号生成手段１２０へ送られる。和信号生成手段１１０は、ｘ１（ｋ）とｘ２（ｋ）を加算し、和信号ｚ１（ｋ）を求める（ｓ１１０）。差信号生成手段１２０は、ｘ１（ｋ）からｘ２（ｋ）を減算し、差信号ｚ２（ｋ）を求める（ｓ１２０）。和信号ｚ１（ｋ）、差信号ｚ２（ｋ）が擬似反響信号生成手段２００１と反響路推定手段４００１へ送られる。
擬似反響信号生成手段２００１は、和信号ｚ１（ｋ）と差信号ｚ２（ｋ）から、擬似反響信号ｙＺ１（ｋ）を求める（ｓ２００）。擬似反響信号生成手段２００１は、和擬似反響路２１０１と差擬似反響路２２０１と擬似反響信号合成手段２５０１を有する。和擬似反響路２１０１は、和信号ｚ１（ｋ）を通して和擬似反響信号ｙＺ１１（ｋ）を求める。
yz11(k)=Z1 T(k)Wz11(k) （３２）
Z1(k)= X1 (k)+X2(k) （３３）
つまり、 Z1(k)=[x1 (k)+x2(k)、x1 (k-1)+x2(k-1)、・・・、x1 (k-M+1)+x2(k-M+1)]T
（３４）
よって、ｙｚ１１（ｋ）は、
yz11(k)={x1 (k)+x2(k)}wz11(k,0)+ {x1 (k-1)+x2(k-1)}wz11(k,1)+・・・
・・・+{x1 (k-M+1)+x2(k-M+1)}wz11(k,M-1) （３５）
である。ただし、Ｗｚ１１（ｋ）は、和適応フィルタ４１０１で推定したフィルタ係数である。和適応フィルタ４１０１での推定方法については後述する。
差擬似反響路２２０１は、差信号ｚ２（ｋ）を通して差擬似反響信号ｙｚ２１（ｋ）を求める。
Z1(k)= X1 (k)+X2(k) （３３）
つまり、 Z1(k)=[x1 (k)+x2(k)、x1 (k-1)+x2(k-1)、・・・、x1 (k-M+1)+x2(k-M+1)]T
（３４）
よって、ｙｚ１１（ｋ）は、
yz11(k)={x1 (k)+x2(k)}wz11(k,0)+ {x1 (k-1)+x2(k-1)}wz11(k,1)+・・・
・・・+{x1 (k-M+1)+x2(k-M+1)}wz11(k,M-1) （３５）
である。ただし、Ｗｚ１１（ｋ）は、和適応フィルタ４１０１で推定したフィルタ係数である。和適応フィルタ４１０１での推定方法については後述する。
差擬似反響路２２０１は、差信号ｚ２（ｋ）を通して差擬似反響信号ｙｚ２１（ｋ）を求める。
yz21(k)=Z2 T(k)Wz21(k) （３６）
Z2(k)=X1(k)-X2(k) （３７）
つまり、 Z2(k)=[x1 (k)-x2(k)、x1 (k-1)-x2(k-1)、・・・、x1 (k-M+1)-x2(k-M+1)] T
（３８）
よって、ｙｚ２１（ｋ）は、
yz21(k)={x1 (k)-x2(k)}wz21(k,0)+ {x1 (k-1)-x2(k-1)}wz21(k,1)+・・・
・・・+{x1 (k-M+1)-x2(k-M+1)}wz21(k,M-1) （３９）
である。ただし、Ｗｚ２１（ｋ）は、差適応フィルタ４２０１で推定したフィルタ係数である。差適応フィルタ４２０１での推定方法については後述する。
擬似反響信号合成手段２５０１は、和擬似反響信号ｙｚ１１（ｋ）と差擬似反響信号ｙｚ２１（ｋ）を加算し、擬似反響信号ｙｚ１（ｋ）を求める。
Z2(k)=X1(k)-X2(k) （３７）
つまり、 Z2(k)=[x1 (k)-x2(k)、x1 (k-1)-x2(k-1)、・・・、x1 (k-M+1)-x2(k-M+1)] T
（３８）
よって、ｙｚ２１（ｋ）は、
yz21(k)={x1 (k)-x2(k)}wz21(k,0)+ {x1 (k-1)-x2(k-1)}wz21(k,1)+・・・
・・・+{x1 (k-M+1)-x2(k-M+1)}wz21(k,M-1) （３９）
である。ただし、Ｗｚ２１（ｋ）は、差適応フィルタ４２０１で推定したフィルタ係数である。差適応フィルタ４２０１での推定方法については後述する。
擬似反響信号合成手段２５０１は、和擬似反響信号ｙｚ１１（ｋ）と差擬似反響信号ｙｚ２１（ｋ）を加算し、擬似反響信号ｙｚ１（ｋ）を求める。
yz1(k)=yz11(k)+yz21(k) （４０）
残留反響信号生成手段３００１は、ステレオ受話信号ｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）を再生して収音された反響信号ｄ１（ｋ）から擬似反響信号ｙＺ１（ｋ）を差し引くことにより反響信号ｄ１（ｋ）を消去し、残留反響信号ｅ１（ｋ）を求める（ｓ３００）。
残留反響信号生成手段３００１は、ステレオ受話信号ｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）を再生して収音された反響信号ｄ１（ｋ）から擬似反響信号ｙＺ１（ｋ）を差し引くことにより反響信号ｄ１（ｋ）を消去し、残留反響信号ｅ１（ｋ）を求める（ｓ３００）。
e1(k)=d1(k)-yz1(k) （４１）
ただし、d1(k)=X1 T(k)H11(k)+X2 T(k)H21(k) （４２）
なお、Ｈ１１（ｋ）、Ｈ２１（ｋ）は、それぞれ反響路５１１，５２１のインパルス応答を表す。残留反響信号ｅ１（ｋ）は送信端４１から出力されるとともに、反響路推定手段４００１へ送られる。
ただし、d1(k)=X1 T(k)H11(k)+X2 T(k)H21(k) （４２）
なお、Ｈ１１（ｋ）、Ｈ２１（ｋ）は、それぞれ反響路５１１，５２１のインパルス応答を表す。残留反響信号ｅ１（ｋ）は送信端４１から出力されるとともに、反響路推定手段４００１へ送られる。
反響路推定手段４００１は、和信号ｚ１（ｋ）と差信号ｚ２（ｋ）と残留反響信号ｅ１（ｋ）から、擬似反響路を逐次推定する（ｓ４００）。ここで、適応フィルタの更新式は、以下のように表すことができる。
Wz1(k+1)=Wz1(k)+μe1(k)Z(k)/ZT(k)Z(k) （４３）
ただし、Wz1(k)=［Wz11 T(k),Wz21 T(k)］T （４４）
Z(k)=［Z1 T(k),Z2 T(k)］T （４５）
とする。以下、説明する。フィルタ係数の更新ベクトルをΔＷＺ１（ｋ）とすると、
ΔWz1(k)=Wz1(k+1)-Wz1(k) （４６）
と表せる。ここで、ΔＷＺ１（ｋ）のノルムを以下の拘束条件のもとに最小化する。
ただし、Wz1(k)=［Wz11 T(k),Wz21 T(k)］T （４４）
Z(k)=［Z1 T(k),Z2 T(k)］T （４５）
とする。以下、説明する。フィルタ係数の更新ベクトルをΔＷＺ１（ｋ）とすると、
ΔWz1(k)=Wz1(k+1)-Wz1(k) （４６）
と表せる。ここで、ΔＷＺ１（ｋ）のノルムを以下の拘束条件のもとに最小化する。
ZTWz1(k+1)=d1(k) （４７）
式（４７）を式（４６）に代入すると、
ZT(k){Wz1(k)+ΔWz1(k)}=d1(k) （４８）
ZT(k)Wz1(k)+ZT(k)ΔWz1(k)=d1(k) （４９）
となる。ここで、
e1(k)=d1(k)-ZT(k)Wz1(k) （５０）
とおくと、式（４８）は以下のようになる。
式（４７）を式（４６）に代入すると、
ZT(k){Wz1(k)+ΔWz1(k)}=d1(k) （４８）
ZT(k)Wz1(k)+ZT(k)ΔWz1(k)=d1(k) （４９）
となる。ここで、
e1(k)=d1(k)-ZT(k)Wz1(k) （５０）
とおくと、式（４８）は以下のようになる。
ZT(k)ΔWz1(k)=e1(k) （５１）
ΔＷＺ１（ｋ）が最小になるように求めると、
ΔWz1(k)=e1(k)Z(k)/ZT(k)Z(k) （５２）
が得られる。よって、反響路推定手段内の適応フィルタの更新式は、
Wz1(k+1)=Wz1(k)+μe1(k)Z(k)/ZT(k)Z(k) （４３）
と表すことができる。
ΔＷＺ１（ｋ）が最小になるように求めると、
ΔWz1(k)=e1(k)Z(k)/ZT(k)Z(k) （５２）
が得られる。よって、反響路推定手段内の適応フィルタの更新式は、
Wz1(k+1)=Wz1(k)+μe1(k)Z(k)/ZT(k)Z(k) （４３）
と表すことができる。
このように和信号と差信号から適応フィルタのフィルタ係数ＷＺ１１（ｋ＋１）、ＷＺ２１（ｋ＋１）を推定することができる。しかし、ステレオ受話信号ｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）は相関が高いため、ｚ１（ｋ）、ｚ２（ｋ）は、一般的なステレオ受話信号を仮定した場合、
‖ｚ1(k)‖ > ‖ｚ2(k) ‖
の関係がある。なお、‖ｚ（ｋ）‖はｚ（ｋ）のノルムを表す。適応フィルタの更新式の入力信号に大小差がある場合、上記の更新式（４３）を採用すると収束速度は遅くなる。ここで、本実施例では、この入力信号の大小関係を利用する。例えば、特許文献１や非特許文献１にあるような適応アルゴリズムで用いられる更新式を用いることにより、結果として相互相関の高いステレオ受話信号であっても、収束速度を速くすることができる。以下、具体的に説明する。
‖ｚ1(k)‖ > ‖ｚ2(k) ‖
の関係がある。なお、‖ｚ（ｋ）‖はｚ（ｋ）のノルムを表す。適応フィルタの更新式の入力信号に大小差がある場合、上記の更新式（４３）を採用すると収束速度は遅くなる。ここで、本実施例では、この入力信号の大小関係を利用する。例えば、特許文献１や非特許文献１にあるような適応アルゴリズムで用いられる更新式を用いることにより、結果として相互相関の高いステレオ受話信号であっても、収束速度を速くすることができる。以下、具体的に説明する。
実施例１において、非特許文献１記載の適応アルゴリズムを用いる。反響路推定手段４００１は、和適用フィルタ４１０１と差適用フィルタ４２０１を有する。
ここで、和適用フィルタ４１０１のフィルタ係数をＷＺ１１（ｋ）、差適応フィルタ４２０１のフィルタ係数をＷＺ２１（ｋ）とすると、更新式は式（４５）に代えて、以下のように表すことができる。
Wz1(k+1)=Wz1(k)+μe1(k)v(k)/vT(k)Z(k) （５３）
ただし、v(k)=[Z1 T(k)/√{Z1 T(k)Z1(k)}, Z2 T(k)/√{Z2 T(k)Z2(k)}]T （５４）
よって、適応フィルタの更新量ΔWz11(k)、ΔWz21(k)は、
Δwz11(k)=e(k)Sz1(k)/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)} （５５）
Δwz21(k)=e(k)Sz2(k)/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)} （５６）
ただし、Sz1(k)=Z1(k)/√‖Z1(k)‖2、Sz2(k)=Z2(k)/√‖Z2(k)‖2 （５７）
と表すことができる。簡単のため、タップ数を１として考えると、時刻ｋの適応フィルタの更新量は、以下のようになる。
ただし、v(k)=[Z1 T(k)/√{Z1 T(k)Z1(k)}, Z2 T(k)/√{Z2 T(k)Z2(k)}]T （５４）
よって、適応フィルタの更新量ΔWz11(k)、ΔWz21(k)は、
Δwz11(k)=e(k)Sz1(k)/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)} （５５）
Δwz21(k)=e(k)Sz2(k)/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)} （５６）
ただし、Sz1(k)=Z1(k)/√‖Z1(k)‖2、Sz2(k)=Z2(k)/√‖Z2(k)‖2 （５７）
と表すことができる。簡単のため、タップ数を１として考えると、時刻ｋの適応フィルタの更新量は、以下のようになる。
ΔWz11(k+1)=e1(k)z1(k)/{z1 2(k)+｜z1(k)｜*｜z2(k)｜} （５８）
ΔWz21(k+1)=e1(k)z2(k)/{z2 2(k)+｜z1(k)｜*｜z2(k)｜} （５９）
ここで、｜ｚ１（ｋ）｜＝ａ、｜ｚ２（ｋ）｜＝ｂ、｜ｅ１（ｋ）｜＝ｃとすると、
ΔWz11(k+1)=ca/(a2+ab)=c/(a+b)
ΔWz21(k+1)=cb/(b2+ab)=c/(b+a)
となり、更新量がほぼ等しくなっていることがわかる。入力信号に大小差がある場合でも、更新ベクトルのパワーがほぼ等しくなる。これにより、収束速度を高速化することが期待できる。
ΔWz21(k+1)=e1(k)z2(k)/{z2 2(k)+｜z1(k)｜*｜z2(k)｜} （５９）
ここで、｜ｚ１（ｋ）｜＝ａ、｜ｚ２（ｋ）｜＝ｂ、｜ｅ１（ｋ）｜＝ｃとすると、
ΔWz11(k+1)=ca/(a2+ab)=c/(a+b)
ΔWz21(k+1)=cb/(b2+ab)=c/(b+a)
となり、更新量がほぼ等しくなっていることがわかる。入力信号に大小差がある場合でも、更新ベクトルのパワーがほぼ等しくなる。これにより、収束速度を高速化することが期待できる。
反響路推定手段４００は、上記適合アルゴリズムの更新式（５３）により推定した適応フィルタのフィルタ係数ＷＺ１１（ｋ＋１）、ＷＺ２１（ｋ＋１）を逐次和擬似反響路２１０１，差擬似反響路２２０１へコピーする。以上のような処理を繰り返すことにより、残留反響信号ｅ１（ｋ）を小さくすることができる。なお、マイクロホン３１からの入力1チャネル分について記載しているが、もう一つのマイクロホン３２からの入力に関しても同様である。
効果を示すために適応フィルタの推定精度の計算機シミュレーションを行った。適応フィルタの推定精度の計算機シミュレーション結果を図５に示す。サンプリング周波数１６ｋＨｚの実音声（女声）に実測した２つのインパルス応答を畳込みステレオ受話信号、ｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）とした。スピーカからマイクまでの反響路は、別途測定した２つのインパルス応答を用いた。タップ数は、Ｍ＝１０２４とした。また、エコー信号とＳ／Ｎ比が３０ｄＢ程度となるように白色雑音を加え、周囲騒音とした。図５は、１秒のときに反響路を変動させ、その時点からの収束速度を示している。従来例（破線）は、推定精度を−６ｄＢまで推定するのに１６秒必要であるのに対し、実施例１（実線）は、推定精度を−６ｄＢまで推定するのに１１秒必要である。同じ推定精度（−６ｄＢ）まで推定するのに約１．５倍高速化されていることがわかる。
なお、意図的にステレオ受話信号に大小関係を持たせる方法として、適応フィルタ入力前に固定係数を乗算する方法が考えられるが、適応フィルタが正しいインパルス応答を推定できず、発散してしまうため、単純に固定係数を乗算することはできない。 本実施例は、学習同定法（ＮＬＭＳ）ベースのアルゴリズムを用いているが、射影ベース、ＲＬＳベース等のアルゴリズムでも同様な効果が得られる。
［変形例］
以下、実施例１と異なる反響路推定手段４００１の構成及び処理を説明する。図６は、変形例の反響路推定手段４００１の構成例を示す図である。なお、反響路推定手段４００２も同様の構成を有する。図６において図３と対応する部分には同一参照番号を付してある。
以下、実施例１と異なる反響路推定手段４００１の構成及び処理を説明する。図６は、変形例の反響路推定手段４００１の構成例を示す図である。なお、反響路推定手段４００２も同様の構成を有する。図６において図３と対応する部分には同一参照番号を付してある。
変形例において、特許文献１記載の適応アルゴリズムを用いる。擬似反響路４００１は、和適用フィルタ４１１１と差適用フィルタ４２１１とステップサイズ決定手段４３０を有する。ステップサイズ決定手段４３０は、和信号２乗和計算部４３１、差信号２乗和計算部４３２、最小値検出部４３３、開平除算部４３４、加算部４３５、出力部４３６を有する。なお、反響路推定手段４００２も同様の構成を有する。
この変形例では和信号ｚ１（ｋ）と差信号ｚ２（ｋ）がステップサイズ決定手段４３０に入力されて、和適応フィルタ４１１１と差適応フィルタ４２１１に対する更新ステップサイズμ１，μ２が計算される。この場合入力信号の所定時間の大きさが大きいチャネルには収束が速いような更新ステップサイズを、入力信号の所定時間の大きさが小さいチャネルには前記更新ステップはより小さい更新ステップとする。例えば、入力信号の大きさとして電力を用い、各入力信号のｚ１（ｋ），ｚ２（ｋ）の所定時間内Ｍ’の２乗和‖Ｚ’１（ｋ）‖２，‖Ｚ’２（ｋ）‖２、つまり所定時間Ｍ’内の電力が和信号２乗和計算部４２１，差信号２乗和計算部４２２で計算される。
‖Z’1(k)‖2=z1 2(k)+z1 2(k-1)+・・・+z1 2(k-M’+1) （６０）
‖Z’2(k)‖2=z2 2(k)+z2 2(k-1)+・・・+z2 2(k-M’+1) （６１）
この２乗和の計算区間Ｍ’は例えば１６サンプル程度の短い区間が正しく動作する点で好ましい。これら２乗和は最小値検出部４３３に入力され、２乗和‖Ｚ’１（ｋ）‖２，‖Ｚ’２（ｋ）‖２の何れの方が小さいかが検出される。その２乗和の最小値（‖Ｚ’ｍｉｎ（ｋ）‖２とする）が、開平除算部４３４へ供給される。一方、和信号、差信号の２乗和‖Ｚ’１（ｋ）‖２，‖Ｚ’２（ｋ）‖２が加算部４３５で加算され、この加算値が開平除算部４３４に入力される。開平除算部４３４では下記の計算が行われる。
‖Z’2(k)‖2=z2 2(k)+z2 2(k-1)+・・・+z2 2(k-M’+1) （６１）
この２乗和の計算区間Ｍ’は例えば１６サンプル程度の短い区間が正しく動作する点で好ましい。これら２乗和は最小値検出部４３３に入力され、２乗和‖Ｚ’１（ｋ）‖２，‖Ｚ’２（ｋ）‖２の何れの方が小さいかが検出される。その２乗和の最小値（‖Ｚ’ｍｉｎ（ｋ）‖２とする）が、開平除算部４３４へ供給される。一方、和信号、差信号の２乗和‖Ｚ’１（ｋ）‖２，‖Ｚ’２（ｋ）‖２が加算部４３５で加算され、この加算値が開平除算部４３４に入力される。開平除算部４３４では下記の計算が行われる。
μmin＝√{‖Z’min(k)‖2}/√{‖Z’1(k)‖2+‖Z’2(k)‖2} （６２）
出力部４３６では２乗和の最小値‖Ｚ’ｍｉｎ（ｋ）‖２と対応する信号に対する更新ステップサイズをμｍｉｎとして出力し、他方の信号に対する更新ステップサイズをμ＝１として出力する。よって、‖Ｚ’１（ｋ）‖２＜‖Ｚ’２（ｋ）‖２であれば、μ１＝μｍｉｎ，μ２＝１とし、‖Ｚ’１（ｋ）‖２＞‖Ｚ’２（ｋ）‖２であれば、μ１＝１，μ２＝μｍｉｎを出力する。
出力部４３６では２乗和の最小値‖Ｚ’ｍｉｎ（ｋ）‖２と対応する信号に対する更新ステップサイズをμｍｉｎとして出力し、他方の信号に対する更新ステップサイズをμ＝１として出力する。よって、‖Ｚ’１（ｋ）‖２＜‖Ｚ’２（ｋ）‖２であれば、μ１＝μｍｉｎ，μ２＝１とし、‖Ｚ’１（ｋ）‖２＞‖Ｚ’２（ｋ）‖２であれば、μ１＝１，μ２＝μｍｉｎを出力する。
なお、前述の通りステレオ受話信号ｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）は相互相関が高いため、ｚ１（ｋ）、ｚ２（ｋ）は、一般的なステレオ受話信号を仮定した場合、
‖z1(k)‖>‖z2(k)‖
の関係がある。そのため、‖Ｚ’１（ｋ）‖２＞‖Ｚ’２（ｋ）‖２となる場合が多い。よって、‖Ｚ’ｍｉｎ（ｋ）‖２＝‖Ｚ’２（ｋ）‖２とし、最小値検出部４３３を設けなくてもよい。この場合、和信号２乗和計算部４３１の出力は、加算部４３５にのみ送られ、差信号２乗和計算部４３２の出力は、加算部４３５と開平除算部４３４に送られる。これら更新ステップサイズμ１，μ２はそれぞれ和適応フィルタ４１１１、差適応フィルタ４２１１へ送られる。和適応フィルタ４１１１、差適応フィルタ４２１１にはそれぞれ和信号ｚ１（ｋ），差信号ｚ２（ｋ）と残留反響信号ｅ１（ｋ）が入力され、和適応フィルタ４１１１、差適応フィルタ４２１１では更新式を式（４３）に代えて、以下の更新式を用いる。なお、Ｚ１（ｋ）、Ｚ２（ｋ）のタップ数は等しいものとする。
‖z1(k)‖>‖z2(k)‖
の関係がある。そのため、‖Ｚ’１（ｋ）‖２＞‖Ｚ’２（ｋ）‖２となる場合が多い。よって、‖Ｚ’ｍｉｎ（ｋ）‖２＝‖Ｚ’２（ｋ）‖２とし、最小値検出部４３３を設けなくてもよい。この場合、和信号２乗和計算部４３１の出力は、加算部４３５にのみ送られ、差信号２乗和計算部４３２の出力は、加算部４３５と開平除算部４３４に送られる。これら更新ステップサイズμ１，μ２はそれぞれ和適応フィルタ４１１１、差適応フィルタ４２１１へ送られる。和適応フィルタ４１１１、差適応フィルタ４２１１にはそれぞれ和信号ｚ１（ｋ），差信号ｚ２（ｋ）と残留反響信号ｅ１（ｋ）が入力され、和適応フィルタ４１１１、差適応フィルタ４２１１では更新式を式（４３）に代えて、以下の更新式を用いる。なお、Ｚ１（ｋ）、Ｚ２（ｋ）のタップ数は等しいものとする。
Wz11(k+1)=Wz11(k)+0.5μ1e1(k)Z1(k)/‖Z1(k)‖2 （６３）
Wz21(k+1)=Wz21(k)+0.5μ2e1(k)Z2(k)/‖Z2(k)‖2 （６４）
Wz21(k+1)=Wz21(k)+0.5μ2e1(k)Z2(k)/‖Z2(k)‖2 （６４）
なお、更新ベクトルΔｗｚ１１（ｋ）、Δｗｚ２１（ｋ）は、
Δwz11(k)=μ１e(k)Z1(k)/‖Z1(k)‖2 （６５）
Δwz21(k)=μ2e1(k)Z2(k)/‖Z2(k)‖2 （６６）
と表せる。これらＷＺ１１（ｋ＋１）、ＷＺ２１（ｋ＋１）は、逐次コピーされ、擬似反響信号生成手段２００１に送られ、それぞれ和擬似反響路２１０１、差擬似反響路２２０１に設定される。以上のような処理を繰り返すことにより、残留反響信号ｅ１（ｋ）を小さくすることができる。その他の処理については、実施例１と同様である。なお、今回は、学習同定法（ＮＬＭＳ）ベースのアルゴリズムを用いているが、特許文献１に記載されているように、射影ベース等のアルゴリズムを用いる場合にも適用できる。
Δwz11(k)=μ１e(k)Z1(k)/‖Z1(k)‖2 （６５）
Δwz21(k)=μ2e1(k)Z2(k)/‖Z2(k)‖2 （６６）
と表せる。これらＷＺ１１（ｋ＋１）、ＷＺ２１（ｋ＋１）は、逐次コピーされ、擬似反響信号生成手段２００１に送られ、それぞれ和擬似反響路２１０１、差擬似反響路２２０１に設定される。以上のような処理を繰り返すことにより、残留反響信号ｅ１（ｋ）を小さくすることができる。その他の処理については、実施例１と同様である。なお、今回は、学習同定法（ＮＬＭＳ）ベースのアルゴリズムを用いているが、特許文献１に記載されているように、射影ベース等のアルゴリズムを用いる場合にも適用できる。
図７は、実施例２のステレオ音響エコーキャンセル装置４０００の構成例を示す。図７において、図３と対応する部分については、同一参照番号を付してある。ステレオ音響エコーキャンセル装置４０００は、和信号生成手段１１０と差信号生成手段１２０と擬似反響信号生成手段２００１，２００２と残留反響信号生成手段３００１，３００２と反響路推定手段４００１，４００２を有する。
ステレオ受話信号ｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）を受ける受話端１１，１２からスピーカ２１，２２に至る受話系と、マイクロホン３１，３２から送話端４１，４２に至る送話系とからなる拡声通話系において、ステレオ音響エコーキャンセル装置４０００は、ステレオ受話信号ｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）を供給される。なお、説明を簡単にするため、受話端１１，１２の受話信号と送話端４１の送話信号とを考える。
受話信号ｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）は、擬似反響信号生成手段２００１と和信号生成手段１１０、差信号生成手段１２０へ送られる。
和信号生成手段１１０は、ｘ１（ｋ）とｘ２（ｋ）を加算し、和信号ｚ１（ｋ）を求める（ｓ１１０）。差信号生成手段１２０は、ｘ１（ｋ）からｘ２（ｋ）を減算し、差信号ｚ２（ｋ）を求める（ｓ１２０）。和信号ｚ１（ｋ）、差信号ｚ２（ｋ）が反響路推定手段４００１へ送られる。
擬似反響信号生成手段２００１は、受話信号ｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）から、擬似反響信号ｙｕ１（ｋ）を求める。擬似反響信号生成手段２００１は、擬似反響路２１１１と擬似反響路２２１１と擬似反響信号合成手段２５０１を有する。擬似反響路２１１１は、受話信号Ｘ１（ｋ）を通して擬似反響信号ｙu１１（ｋ）を求める。
yu11(k)=X1 T(k)Wu11(k) （６７）
ただし、Ｗｕ１１（ｋ）は、反響路推定手段４００１で推定したフィルタ係数である。反響路推定手段４００１での推定方法については後述する。擬似反響路２２１１は、受話信号ｘ２（ｋ）を通して差擬似反響信号ｙｕ２１（ｋ）を求める。
ただし、Ｗｕ１１（ｋ）は、反響路推定手段４００１で推定したフィルタ係数である。反響路推定手段４００１での推定方法については後述する。擬似反響路２２１１は、受話信号ｘ２（ｋ）を通して差擬似反響信号ｙｕ２１（ｋ）を求める。
yu21(k)=X2 T(k)Wu21(k) （６８）
ただし、Ｗｕ２１（ｋ）は、反響路推定手段４００１で推定したフィルタ係数である。反響路推定手段４００１での推定方法については後述する。擬似反響信号合成手段２５０１は、擬似反響信号ｙｕ１１（ｋ）と擬似反響信号ｙｕ２１（ｋ）を加算し、擬似反響信号ｙｕ１（ｋ）を求める。
ただし、Ｗｕ２１（ｋ）は、反響路推定手段４００１で推定したフィルタ係数である。反響路推定手段４００１での推定方法については後述する。擬似反響信号合成手段２５０１は、擬似反響信号ｙｕ１１（ｋ）と擬似反響信号ｙｕ２１（ｋ）を加算し、擬似反響信号ｙｕ１（ｋ）を求める。
yu1(k)=yu11(k)+yu21(k) （６９）
残留反響信号生成手段３００１は、ステレオ受話信号ｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）を再生して収音された反響信号ｄ１（ｋ）から擬似反響信号ｙｕ１（ｋ）を差し引くことにより反響信号ｄ１（ｋ）を消去し、残留反響信号ｅ１（ｋ）を求める。
残留反響信号生成手段３００１は、ステレオ受話信号ｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）を再生して収音された反響信号ｄ１（ｋ）から擬似反響信号ｙｕ１（ｋ）を差し引くことにより反響信号ｄ１（ｋ）を消去し、残留反響信号ｅ１（ｋ）を求める。
e1(k)=d1(k)-yu1(k) （７０）
残留反響信号ｅ１（ｋ）は送信端４１から出力されるとともに、反響路推定手段４００１へ送られる。
残留反響信号ｅ１（ｋ）は送信端４１から出力されるとともに、反響路推定手段４００１へ送られる。
図８は、実施例２における反響路推定手段４００１の構成例を示す。反響路推定手段４００１は、和更新ベクトル推定部４６１、差更新ベクトル推定部４６２、更新ベクトル加算部４６３、更新ベクトル減算部４６４、フィルタ係数推定部４６５、４６６を有する。なお、反響路推定手段４００２も同様の構成を有する。反響路推定手段４００１は、和信号ｚ１（ｋ）と差信号ｚ２（ｋ）と残留反響信号ｅ１（ｋ）から、擬似反響路を逐次推定する。和信号ｚ１（ｋ）、差信号ｚ２（ｋ）、残留反響信号ｅ１（ｋ）から、和更新ベクトル推定部４６１で、更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ）を算出し、差更新ベクトル推定部４６２でΔＷｚ２１（ｋ）を算出する。
なお、更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ）、ΔＷｚ２１（ｋ）は以下のように表すことができる。
ΔWz11(k)=e1(k)Z1(k)/{‖Z1(k)‖2+‖Z2(k)‖2｝ （７１）
ΔWz21(k)=e1(k)Z2(k)/{‖Z1(k)‖2+‖Z2(k)‖2｝ （７２）
ここで、更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ）、ΔＷｚ２１（ｋ）を加算すると、
ΔWｚ11(k)+ΔWｚ21(k)=e1(k){Z1(k)+Z2(k)}/{‖Z1(k)‖2+‖Z2(k)‖2｝
=e1(k){X1(k)+X2(k)+X1(k)-X2(k)}/{‖X1(k)+X2(k)‖2+‖X1(k)-X2(k)‖2｝
=e1(k)X1(k)/{‖X1(k)‖2+‖X2(k)‖2｝ （７３）
となり、同様に更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ）からΔＷｚ２１（ｋ）を減算すると、
ΔWｚ11(k)-ΔWｚ21(k)=e1(k)X2(k)/{‖X1(k)‖2+‖X2(k)‖2｝ （７４）
となる。これは、式（３０）、（３１）の右辺第二項より、得られるΔＷ１１（ｋ）、ΔＷ２１（ｋ）の値と等しい。つまり、更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ）、ΔＷｚ２１（ｋ）を加算、減算することで、それぞれステレオ受話信号を入力した場合の時刻ｋにおける更新ベクトルを得ることができる。また、フィルタ係数の初期値を等しくすれば、更新量の関係から
W11(k)=Wｚ11(k)+Wｚ21(k) （７５）
W21(k)=Wｚ11(k)-Wｚ21(k) （７６）
となることがわかる。しかし、前述の通り、入力信号ｚ１（ｋ）、ｚ２（ｋ）に大小差があるため、更新式（３０）、（３１）を採用すると収束速度は遅くなる。そこで、和更新ベクトル推定部４６１、差更新ベクトル推定部４６２では、それぞれ更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ）、ΔＷｚ２１（ｋ）を式（５５）、式（５６）のように求める。
ΔWz21(k)=e1(k)Z2(k)/{‖Z1(k)‖2+‖Z2(k)‖2｝ （７２）
ここで、更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ）、ΔＷｚ２１（ｋ）を加算すると、
ΔWｚ11(k)+ΔWｚ21(k)=e1(k){Z1(k)+Z2(k)}/{‖Z1(k)‖2+‖Z2(k)‖2｝
=e1(k){X1(k)+X2(k)+X1(k)-X2(k)}/{‖X1(k)+X2(k)‖2+‖X1(k)-X2(k)‖2｝
=e1(k)X1(k)/{‖X1(k)‖2+‖X2(k)‖2｝ （７３）
となり、同様に更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ）からΔＷｚ２１（ｋ）を減算すると、
ΔWｚ11(k)-ΔWｚ21(k)=e1(k)X2(k)/{‖X1(k)‖2+‖X2(k)‖2｝ （７４）
となる。これは、式（３０）、（３１）の右辺第二項より、得られるΔＷ１１（ｋ）、ΔＷ２１（ｋ）の値と等しい。つまり、更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ）、ΔＷｚ２１（ｋ）を加算、減算することで、それぞれステレオ受話信号を入力した場合の時刻ｋにおける更新ベクトルを得ることができる。また、フィルタ係数の初期値を等しくすれば、更新量の関係から
W11(k)=Wｚ11(k)+Wｚ21(k) （７５）
W21(k)=Wｚ11(k)-Wｚ21(k) （７６）
となることがわかる。しかし、前述の通り、入力信号ｚ１（ｋ）、ｚ２（ｋ）に大小差があるため、更新式（３０）、（３１）を採用すると収束速度は遅くなる。そこで、和更新ベクトル推定部４６１、差更新ベクトル推定部４６２では、それぞれ更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ）、ΔＷｚ２１（ｋ）を式（５５）、式（５６）のように求める。
Δwz11(k)=e(k)Sz1(k)/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)} （５５）
Δwz21(k)=e(k)Sz2(k)/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)} （５６）
ただし、Sz1(k)=Z1(k)/√‖Z1(k)‖2、Sz2(k)=Z2(k)/√‖Z2(k)‖2 （５７）
得られた更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ）、ΔＷｚ２１（ｋ）は、それぞれ更新ベクトル加算部４６３と更新ベクトル減算部４６４へ入力される。更新ベクトル加算部４６３では、更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ）、ΔＷｚ２１（ｋ）の和を、新たな更新ベクトルΔＷｕ１１としてを求める。更新ベクトル減算部４６４では、更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ）、ΔＷｚ２１（ｋ）の差を、新たな更新ベクトルΔＷｕ２１として求める。
Δwz21(k)=e(k)Sz2(k)/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)} （５６）
ただし、Sz1(k)=Z1(k)/√‖Z1(k)‖2、Sz2(k)=Z2(k)/√‖Z2(k)‖2 （５７）
得られた更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ）、ΔＷｚ２１（ｋ）は、それぞれ更新ベクトル加算部４６３と更新ベクトル減算部４６４へ入力される。更新ベクトル加算部４６３では、更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ）、ΔＷｚ２１（ｋ）の和を、新たな更新ベクトルΔＷｕ１１としてを求める。更新ベクトル減算部４６４では、更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ）、ΔＷｚ２１（ｋ）の差を、新たな更新ベクトルΔＷｕ２１として求める。
ΔWu11(k)=ΔWｚ11(k)+ΔWｚ21(k)
=e(k){Sz1(k)+Sz2(k)}/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)} （７７）
ΔWu21(k)=ΔWｚ11(k)-ΔWｚ21(k)
=e(k){Sz1(k)-Sz2(k)}/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)} （７８）
これら新たに得た更新ベクトルΔＷｕ１１（ｋ）、ΔＷｕ２１（ｋ）はそれぞれフィルタ係数推定部４６５、４６６に出力される。フィルタ係数推定部４６５，４６６は、更新ベクトルΔＷｕ１１（ｋ）、ΔＷｕ２１（ｋ）を利用して、それぞれフィルタ係数Ｗｕ１１（ｋ＋１）、Ｗｕ２１（ｋ＋１）を推定し、逐次、擬似反響路２１１１、２２１１へコピーする。
=e(k){Sz1(k)+Sz2(k)}/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)} （７７）
ΔWu21(k)=ΔWｚ11(k)-ΔWｚ21(k)
=e(k){Sz1(k)-Sz2(k)}/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)} （７８）
これら新たに得た更新ベクトルΔＷｕ１１（ｋ）、ΔＷｕ２１（ｋ）はそれぞれフィルタ係数推定部４６５、４６６に出力される。フィルタ係数推定部４６５，４６６は、更新ベクトルΔＷｕ１１（ｋ）、ΔＷｕ２１（ｋ）を利用して、それぞれフィルタ係数Ｗｕ１１（ｋ＋１）、Ｗｕ２１（ｋ＋１）を推定し、逐次、擬似反響路２１１１、２２１１へコピーする。
Wu11(k+1)=Wu11(k)+μe(k){Sz1(k)+Sz2(k)}/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)} （７９）
Wu21(k+1)=Wu21(k)+μe(k){Sz1(k)-Sz2(k)}/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)} （８０）
以上のような処理を繰り返すことにより、残留反響信号ｅ１（ｋ）を小さくすることができる。なお、マイクロホン３１からの入力１チャネル分について記載しているが、もう一つのマイクロホン３２からの入力に関しても同様である。
Wu21(k+1)=Wu21(k)+μe(k){Sz1(k)-Sz2(k)}/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)} （８０）
以上のような処理を繰り返すことにより、残留反響信号ｅ１（ｋ）を小さくすることができる。なお、マイクロホン３１からの入力１チャネル分について記載しているが、もう一つのマイクロホン３２からの入力に関しても同様である。
［変形例１］
以下、実施例２と異なる反響路推定手段４００１の構成及び処理を説明する。図９は、変形例１の反響路推定手段４００１の構成例を示す図である。なお、反響路推定手段４００２も同様の構成を有する。図９において図８と対応する部分には同一参照番号を付してある。
以下、実施例２と異なる反響路推定手段４００１の構成及び処理を説明する。図９は、変形例１の反響路推定手段４００１の構成例を示す図である。なお、反響路推定手段４００２も同様の構成を有する。図９において図８と対応する部分には同一参照番号を付してある。
変形例１において、和更新ベクトル推定部４６１で式（５５）により得られた更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ）は和フィルタ係数推定部４７５へ送られる。差更新ベクトル推定部４６２で式（５６）により得られた更新ベクトルΔＷｚ２１（ｋ）は差フィルタ係数推定部４７６へ送られる。
式（５３）により和フィルタ係数推定部４７５でフィルタ係数Ｗｚ１１（ｋ＋１）を推定し、差フィルタ係数推定部４７６でフィルタ係数Ｗｚ２１（ｋ＋１）を推定する。
Wz1(k+1)=Wz1(k)+μe1(k)v(k)/vT(k)Z(k) （５３）
得られたフィルタ係数Ｗｚ１１（ｋ＋１）、Ｗｚ２１（ｋ＋１）をそれぞれ逐次、フィルタ係数加算部４７３とフィルタ係数減算部４７４へコピーする。
フィルタ係数加算部４７３では、フィルタ係数Ｗｚ１１（ｋ＋１）、Ｗｚ２１（ｋ＋１）の和を新たなフィルタ係数Ｗｕ１１（ｋ＋１）として推定する。フィルタ係数減算部４７４では、フィルタ係数Ｗｚ１１（ｋ＋１）、Ｗｚ２１（ｋ＋１）の差を新たなフィルタ係数Ｗｕ１２（ｋ＋１）として推定する。フィルタ係数の初期値を等しく設定すれば、式（７７）、（７８）より、更新量の関係から下記のように表すことができ、式（７９）、（８０）より実施例２で求めたフィルタ係数と同一となる。
得られたフィルタ係数Ｗｚ１１（ｋ＋１）、Ｗｚ２１（ｋ＋１）をそれぞれ逐次、フィルタ係数加算部４７３とフィルタ係数減算部４７４へコピーする。
フィルタ係数加算部４７３では、フィルタ係数Ｗｚ１１（ｋ＋１）、Ｗｚ２１（ｋ＋１）の和を新たなフィルタ係数Ｗｕ１１（ｋ＋１）として推定する。フィルタ係数減算部４７４では、フィルタ係数Ｗｚ１１（ｋ＋１）、Ｗｚ２１（ｋ＋１）の差を新たなフィルタ係数Ｗｕ１２（ｋ＋１）として推定する。フィルタ係数の初期値を等しく設定すれば、式（７７）、（７８）より、更新量の関係から下記のように表すことができ、式（７９）、（８０）より実施例２で求めたフィルタ係数と同一となる。
Wu11(k+1)=Wz11(k+1)+Wz21(k+1)
=Wz11(k)+Wz21(k)+ΔWz11(k)+ΔWz21(k)
=Wu11(k)+μe(k){Sz1(k)+Sz2(k)}/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)}
同様に、Wu21(k+1)=Wu21(k)+μΔWu21
= Wu21(k)+μe(k){Sz1(k)-Sz2(k)}/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)}
フィルタ係数加算部４７３，フィルタ係数減算部４７４は、それぞれフィルタ係数Ｗｕ１１（ｋ＋１）、Ｗｕ２１（ｋ＋１）を逐次、擬似反響路２１１１、２２１１へ出力する。その他の処理については、実施例２と同様である。以上のような処理を繰り返すことにより、残留反響信号ｅ１（ｋ）を小さくすることができる。なお、マイクロホン３１からの入力１チャネル分について記載しているが、もう一つのマイクロホン３２からの入力に関しても同様である。
=Wz11(k)+Wz21(k)+ΔWz11(k)+ΔWz21(k)
=Wu11(k)+μe(k){Sz1(k)+Sz2(k)}/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)}
同様に、Wu21(k+1)=Wu21(k)+μΔWu21
= Wu21(k)+μe(k){Sz1(k)-Sz2(k)}/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)}
フィルタ係数加算部４７３，フィルタ係数減算部４７４は、それぞれフィルタ係数Ｗｕ１１（ｋ＋１）、Ｗｕ２１（ｋ＋１）を逐次、擬似反響路２１１１、２２１１へ出力する。その他の処理については、実施例２と同様である。以上のような処理を繰り返すことにより、残留反響信号ｅ１（ｋ）を小さくすることができる。なお、マイクロホン３１からの入力１チャネル分について記載しているが、もう一つのマイクロホン３２からの入力に関しても同様である。
［変形例２］
以下、実施例２と異なる反響路推定手段４００１の構成及び処理を説明する。図１０は、変形例２の反響路推定手段４００１の構成例を示す図である。なお、反響路推定手段４００２も同様の構成を有する。図１０において図６、図８、図９と対応する部分には同一参照番号を付してある。
以下、実施例２と異なる反響路推定手段４００１の構成及び処理を説明する。図１０は、変形例２の反響路推定手段４００１の構成例を示す図である。なお、反響路推定手段４００２も同様の構成を有する。図１０において図６、図８、図９と対応する部分には同一参照番号を付してある。
変形例２において、特許文献１記載の適応アルゴリズムを用いる。擬似反響路４００１は、和更新ベクトル推定部４８１、差更新ベクトル推定部４８２、ステップサイズ決定手段４３０、更新ベクトル加算部４６３、更新ベクトル減算部４６４、フィルタ係数推定部４６５，４６６を有する。
この変形例２では和信号ｚ１（ｋ）と差信号ｚ２（ｋ）がステップサイズ決定手段４３０に入力されて、式（６２）等により、和更新ベクトル推定部４８１と差更新ベクトル推定部４８２に対する更新ステップサイズμ１，μ２が計算される。
更新ステップサイズμ１，μ２は、それぞれ和更新ベクトル推定部４８１、差更新ベクトル推定部４８２へ入力される。和更新ベクトル推定部４８１、差更新ベクトル４８２で、式（６５）、（６６）により、それぞれ更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ＋１）、ΔＷｚ２１（ｋ＋１）を推定する。
ΔWz11(k+1)=μ1e1(k)Z1(k)/‖Z1(k)‖2 （６５）
ΔWz21(k+1)=μ2e1(k)Z2(k)/‖Z2(k)‖2 （６６）
得られた更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ）、ΔＷｚ２１（ｋ）は、それぞれ更新ベクトル加算部４６３と更新ベクトル減算部４６４へ入力される。更新ベクトル加算部４６３では、更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ）、ΔＷｚ２１（ｋ）の和を、新たな更新ベクトルΔＷｕ１１として求める。更新ベクトル減算部４６４では、更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ）、ΔＷｚ２１（ｋ）の差を、新たな更新ベクトルΔＷｕ２１として求める。
ΔWz21(k+1)=μ2e1(k)Z2(k)/‖Z2(k)‖2 （６６）
得られた更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ）、ΔＷｚ２１（ｋ）は、それぞれ更新ベクトル加算部４６３と更新ベクトル減算部４６４へ入力される。更新ベクトル加算部４６３では、更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ）、ΔＷｚ２１（ｋ）の和を、新たな更新ベクトルΔＷｕ１１として求める。更新ベクトル減算部４６４では、更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ）、ΔＷｚ２１（ｋ）の差を、新たな更新ベクトルΔＷｕ２１として求める。
ΔWu11=μ1e1(k)Z1(k)/‖Z1(k)‖2+μ2e1(k)Z2(k)/‖Z2(k)‖2 （８１）
ΔWu21=μ1e1(k)Z1(k)/‖Z1(k)‖2-μ2e1(k)Z2(k)/‖Z2(k)‖2 （８２）
これら新たに得た更新ベクトルΔＷｕ１１（ｋ）、ΔＷｕ２１（ｋ）はそれぞれフィルタ係数推定部４６５、４６６に出力される。フィルタ係数推定部４６５，４６６は、更新ベクトルΔＷｕ１１（ｋ）、ΔＷｕ２１（ｋ）を利用して、それぞれフィルタ係数Ｗｕ１１（ｋ＋１）、Ｗｕ２１（ｋ＋１）を推定し、逐次、擬似反響路２１１１、２２１１へコピーする。
ΔWu21=μ1e1(k)Z1(k)/‖Z1(k)‖2-μ2e1(k)Z2(k)/‖Z2(k)‖2 （８２）
これら新たに得た更新ベクトルΔＷｕ１１（ｋ）、ΔＷｕ２１（ｋ）はそれぞれフィルタ係数推定部４６５、４６６に出力される。フィルタ係数推定部４６５，４６６は、更新ベクトルΔＷｕ１１（ｋ）、ΔＷｕ２１（ｋ）を利用して、それぞれフィルタ係数Ｗｕ１１（ｋ＋１）、Ｗｕ２１（ｋ＋１）を推定し、逐次、擬似反響路２１１１、２２１１へコピーする。
Wu11(k+1)=Wu11(k)+ 0.5{μ1e1(k)Z1(k)/‖Z1(k)‖2+μ2e1(k)Z2(k)/‖Z2(k)‖2}
Wu21(k+1)=Wu21(k)+ 0.5{μ1e1(k)Z1(k)/‖Z1(k)‖2-μ2e1(k)Z2(k)/‖Z2(k)‖2}
その他の処理については、実施例２と同様である。以上のような処理を繰り返すことにより、残留反響信号ｅ１（ｋ）を小さくすることができる。なお、マイクロホン３１からの入力１チャネル分について記載しているが、もう一つのマイクロホン３２からの入力に関しても同様である。
Wu21(k+1)=Wu21(k)+ 0.5{μ1e1(k)Z1(k)/‖Z1(k)‖2-μ2e1(k)Z2(k)/‖Z2(k)‖2}
その他の処理については、実施例２と同様である。以上のような処理を繰り返すことにより、残留反響信号ｅ１（ｋ）を小さくすることができる。なお、マイクロホン３１からの入力１チャネル分について記載しているが、もう一つのマイクロホン３２からの入力に関しても同様である。
［変形例３］
以下、実施例２と異なる反響路推定手段４００１の構成及び処理を説明する。図１１は、変形例３の反響路推定手段４００１の構成例を示す図である。なお、反響路推定手段４００２も同様の構成を有する。図１１において図８，９，１０と対応する部分には同一参照番号を付してある。
以下、実施例２と異なる反響路推定手段４００１の構成及び処理を説明する。図１１は、変形例３の反響路推定手段４００１の構成例を示す図である。なお、反響路推定手段４００２も同様の構成を有する。図１１において図８，９，１０と対応する部分には同一参照番号を付してある。
変形例３において、特許文献１記載の適応アルゴリズムを用いる。擬似反響路４００１は、和更新ベクトル推定部４８１、差更新ベクトル推定部４８２、ステップサイズ決定手段４３０、和フィルタ係数推定部４７５、差フィルタ係数推定部４７６、フィルタ係数加算部４７３、フィルタ係数減算部４７４を有する。
この変形例３では和信号ｚ１（ｋ）と差信号ｚ２（ｋ）がステップサイズ決定手段４３０に入力されて、式（６２）等により、和更新ベクトル推定部４８１と差更新ベクトル推定部４８２に対する更新ステップサイズμ１，μ２が計算される。
更新ステップサイズμ１，μ２は、それぞれ和更新ベクトル推定部４８１、差更新ベクトル推定部４８２へ入力される。和更新ベクトル推定部４８１、差更新ベクトル推定部４８２で、式（６５）、（６６）により、それぞれ更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ＋１）、ΔＷｚ２１（ｋ＋１）を推定する。
変形例３において、和更新ベクトル推定部４８１で式（６５）により得られた更新ベクトルΔＷｚ１１（ｋ）は和フィルタ係数推定部４７５へ送られる。差更新ベクトル推定部４８２で式（６６）により得られた更新ベクトルΔＷｚ２１（ｋ）は差フィルタ係数推定部４７６へ送られる。
式（６３）、（６４）により和フィルタ係数推定部４７５でフィルタ係数Ｗｚ１１（ｋ＋１）を求め、差フィルタ係数推定部４７６でフィルタ係数Ｗｚ２１（ｋ＋１）を求める。得られたフィルタ係数Ｗｚ１１（ｋ＋１）、Ｗｚ２１（ｋ＋１）をそれぞれ逐次、フィルタ係数加算部４７３とフィルタ係数減算部４７４へコピーする。フィルタ係数加算部４７３では、フィルタ係数Ｗｚ１１（ｋ＋１）、Ｗｚ２１（ｋ＋１）の和を新たなフィルタ係数Ｗｕ１１（ｋ＋１）として推定する。フィルタ係数減算部４７４では、フィルタ係数Ｗｚ１１（ｋ＋１）、Ｗｚ２１（ｋ＋１）の差を新たなフィルタ係数Ｗｕ１２（ｋ＋１）として推定する。
Wu11(k+1)=Wu11(k)+ 0.5{μ1e1(k)Z1(k)/‖Z1(k)‖2+μ2e1(k)Z2(k)/‖Z2(k)‖2} （８３）
Wu21(k+1)=Wu21(k)+ 0.5{μ1e1(k)Z1(k)/‖Z1(k)‖2-μ2e1(k)Z2(k)/‖Z2(k)‖2} （８４）
フィルタ係数加算部４７３，フィルタ係数減算部４７４は、それぞれフィルタ係数Ｗｕ１１（ｋ＋１）、Ｗｕ２１（ｋ＋１）を逐次、擬似反響路２１１１、２２１１へ出力する。その他の処理については、実施例２と同様である。以上のような処理を繰り返すことにより、残留反響信号ｅ１（ｋ）を小さくすることができる。なお、マイクロホン３１からの入力１チャネル分について記載しているが、もう一つのマイクロホン３２からの入力に関しても同様である。
Wu21(k+1)=Wu21(k)+ 0.5{μ1e1(k)Z1(k)/‖Z1(k)‖2-μ2e1(k)Z2(k)/‖Z2(k)‖2} （８４）
フィルタ係数加算部４７３，フィルタ係数減算部４７４は、それぞれフィルタ係数Ｗｕ１１（ｋ＋１）、Ｗｕ２１（ｋ＋１）を逐次、擬似反響路２１１１、２２１１へ出力する。その他の処理については、実施例２と同様である。以上のような処理を繰り返すことにより、残留反響信号ｅ１（ｋ）を小さくすることができる。なお、マイクロホン３１からの入力１チャネル分について記載しているが、もう一つのマイクロホン３２からの入力に関しても同様である。
この発明は、特許文献１、非特許文献１記載の適応アルゴリズムを用いるものに限られるものではなく、入力信号に大小差がある場合に、収束速度を高速化する適応アルゴリズムを用いるものであればよい。また、この発明は、相互相関が必ずしも高い必要はなく、和信号と差信号に大小差が発生すればよい。
この発明において、ステレオ音響エコーキャンセル装置は、コンピュータにより機能させてもよい。その場合は、各過程をコンピュータにより実行させるためのプログラムを、ＣＤ−ＲＯＭ、磁気ディスク、半導体記憶装置などの記録媒体からインストールし、あるいは通信回線を通じてダウンロードして、そのコンピュータにそのプログラムを実行させればよい。
１０００，２０００，３０００，４０００ エコーキャンセル装置
１１０ 和信号生成手段 １２０ 差信号生成手段
２００ 擬似反響信号生成手段 ２１０ 和擬似反響路
２２０ 差擬似反響路 ２５０ 擬似反響信号合成手段
３００ 残留反響信号生成手段 ４００ 反響路推定手段
４１０ 和適応フィルタ ４２０ 差適応フィルタ
４３０ ステップサイズ決定手段
１１０ 和信号生成手段 １２０ 差信号生成手段
２００ 擬似反響信号生成手段 ２１０ 和擬似反響路
２２０ 差擬似反響路 ２５０ 擬似反響信号合成手段
３００ 残留反響信号生成手段 ４００ 反響路推定手段
４１０ 和適応フィルタ ４２０ 差適応フィルタ
４３０ ステップサイズ決定手段
Claims (10)
- ２チャネルのステレオ受話信号である信号Ｌと信号Ｒを加算し、和信号ｚ１（ｋ）を求める和信号生成ステップと、
該信号Ｌと該信号Ｒを減算し、差信号ｚ２（ｋ）を求める差信号生成ステップと、
該和信号ｚ１（ｋ）と該差信号ｚ２（ｋ）、または、該信号Ｌと該信号Ｒを、反響路を模擬した擬似反響路を通して擬似反響信号を求める擬似反響信号生成ステップと、
該ステレオ受話信号を再生して収音された反響信号から該擬似反響信号を差し引くことにより残留反響信号ｅ（ｋ）を求める残留反響信号生成ステップと、
該和信号ｚ１（ｋ）と該差信号ｚ２（ｋ）と該残留反響信号から、２つの更新ベクトルΔｗｚ１（ｋ）、Δｗｚ２（ｋ）を
Δwz1(k)=e(k)Sz1(k)/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)}
Δwz2(k)=e(k)Sz2(k)/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)}
（ただし、Sz1(k)=Z1(k)/√‖Z1(k)‖2、Sz2(k)=Z2(k)/√‖Z2(k)‖2、
Z1(k)=[z1(k),z1(k-1),・・・,z1(k-M+1)] T, Z2(k)=[z2(k),z2(k-1),・・・,z2(k-M+1)]T,Ｍはタップ数、‖Z(k)‖はZ(k)のノルムを表す）
として計算し、該２つの更新ベクトルΔｗｚ１（ｋ）、Δｗｚ２（ｋ）を利用して該擬似反響路を逐次推定する反響路推定ステップと、
を有するステレオ音響エコーキャンセル方法。 - ２チャネルのステレオ受話信号である信号Ｌと信号Ｒを加算し、和信号ｚ１（ｋ）を求める和信号生成ステップと、
該信号Ｌと該信号Ｒを減算し、差信号ｚ2（ｋ）を求める差信号生成ステップと、
該和信号ｚ１（ｋ）と該差信号ｚ2（ｋ）、または、該信号Ｌと該信号Ｒを、反響路を模擬した擬似反響路を通して擬似反響信号を求める擬似反響信号生成ステップと、
該ステレオ受話信号を再生して収音された反響信号から該擬似反響信号を差し引くことにより残留反響信号ｅ（ｋ）を求める残留反響信号生成ステップと、
該和信号ｚ１（ｋ）と該差信号ｚ2（ｋ）の所定時間Ｍ’内の２乗和‖Ｚ’１‖２，‖Ｚ’２‖２の内、いずれか小さい値‖Ｚ’ｍｉｎ‖２の更新ステップサイズμｍｉｎを√（‖Ｚ’ｍｉｎ‖２）／√（‖Ｚ’１‖２＋‖Ｚ’２‖２）として出力し、他方の二乗和の更新ステップサイズを１として出力し、
該和信号ｚ１（ｋ）と該差信号ｚ2（ｋ）と該残留反響信号ｅ（ｋ）と該更新ステップサイズを入力され、該和信号と該差信号の所定時間Ｍ内の２乗和‖Ｚ１‖２，‖Ｚ２‖２を演算し、２つの更新ベクトルΔｗｚ１（ｋ）、Δｗｚ２（ｋ）を
Δｗｚ１（ｋ）＝μ１ｅ（ｋ）Ｚ１（ｋ）／‖Ｚ１（ｋ）‖２
Δｗｚ２（ｋ）＝μ２ｅ（ｋ）Ｚ２（ｋ）／‖Ｚ２（ｋ）‖２
（ただし、Z1(k)=[z1(k),z1(k-1),・・・,z1(k-M+1)] T, Z2(k)=[z2(k),z2(k-1),・・・,z2(k-M+1)]T,Ｍはタップ数、‖Z(k)‖はZ(k)のノルムを表す）
として演算し、該更新ベクトルを利用して該擬似反響路を逐次推定する反響路推定ステップと、
を有するステレオ音響エコーキャンセル方法。 - 請求項１または２記載のステレオエコーキャンセル方法であって、
該擬似反響信号生成ステップにおいて、該信号Ｌと該信号Ｒから、該擬似反響信号を求める場合には、該反響路推定ステップにおいて、該２つの更新ベクトルΔｗｚ１（ｋ）、Δｗｚ２（ｋ）の和を新たな更新ベクトルとし、該２つの更新ベクトルΔｗｚ１（ｋ）、Δｗｚ２（ｋ）の差を新たな更新ベクトルとし、これら新たに得た２つの更新ベクトルからフィルタ係数を推定すること
を特徴とするステレオ音響エコーキャンセル方法。 - 請求項１または２記載のステレオエコーキャンセル方法であって、
該擬似反響信号生成ステップにおいて、該信号Ｌと該信号Ｒから、該擬似反響信号を求める場合には、該反響路推定ステップにおいて、該２つの更新ベクトルΔｗｚ１（ｋ）、Δｗｚ２（ｋ）から２つのフィルタ係数を推定し、得られた２つの該フィルタ係数の和を新たなフィルタ係数とし、得られた２つの該フィルタ係数の差を新たなフィルタ係数として推定すること
を特徴とするステレオ音響エコーキャンセル方法。 - ２チャネルのステレオ受話信号である信号Ｌと信号Ｒを加算し、和信号ｚ１（ｋ）を求める和信号生成手段と、
該信号Ｌと該信号Ｒを減算し、差信号ｚ２（ｋ）を求める差信号生成手段と、
該和信号ｚ１（ｋ）と該差信号ｚ２（ｋ）、または、該信号Ｌと該信号Ｒを、反響路を模擬した擬似反響路を通して擬似反響信号を求める擬似反響信号生成手段と、
該ステレオ受話信号を再生して収音された反響信号から該擬似反響信号を差し引くことにより残留反響信号ｅ（ｋ）を求める残留反響信号生成手段と、
該和信号ｚ１（ｋ）と該差信号ｚ２（ｋ）と該残留反響信号から、２つの更新ベクトルΔｗｚ１（ｋ）、Δｗｚ２（ｋ）を
Δwz1(k)=e(k)Sz1(k)/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)}
Δwz2(k)=e(k)Sz2(k)/{Sz1 T(k)Z1(k)+ Sz2 T(k)Z2(k)}
（ただし、Sz1(k)=Z1(k)/√‖Z1(k)‖2、Sz2(k)=Z2(k)/√‖Z2(k)‖2、
Z1(k)=[z1(k),z1(k-1),・・・,z1(k-M+1)] T, Z2(k)=[z2(k),z2(k-1),・・・,z2(k-M+1)]T,Ｍはタップ数、‖Z(k)‖はZ(k)のノルムを表す）
として計算し、該２つの更新ベクトルΔｗｚ１（ｋ）、Δｗｚ２（ｋ）を利用して該擬似反響路を逐次推定する反響路推定手段と、
を有するステレオ音響エコーキャンセル装置。 - ２チャネルのステレオ受話信号である信号Ｌと信号Ｒを加算し、和信号ｚ１（ｋ）を求める和信号生成手段と、
該信号Ｌと該信号Ｒを減算し、差信号ｚ2（ｋ）を求める差信号生成手段と、
該和信号ｚ１（ｋ）と該差信号ｚ2（ｋ）、または、該信号Ｌと該信号Ｒを、反響路を模擬した擬似反響路を通して擬似反響信号を求める擬似反響信号生成手段と、
該ステレオ受話信号を再生して収音された反響信号から該擬似反響信号を差し引くことにより残留反響信号ｅ（ｋ）を求める残留反響信号生成手段と、
該和信号ｚ１（ｋ）と該差信号ｚ2（ｋ）の所定時間Ｍ’内の２乗和‖Ｚ’１‖２，‖Ｚ’２‖２の内、いずれか小さい値‖Ｚ’ｍｉｎ‖２の更新ステップサイズμｍｉｎを√（‖Ｚ’ｍｉｎ‖２）／√（‖Ｚ’１‖２＋‖Ｚ’２‖２）として出力し、他方の二乗和の更新ステップサイズを１として出力し、
該和信号ｚ１（ｋ）と該差信号ｚ2（ｋ）と該残留反響信号ｅ（ｋ）と該更新ステップサイズを入力され、該和信号と該差信号の所定時間Ｍ内の２乗和‖Ｚ１‖２，‖Ｚ２‖２を演算し、２つの更新ベクトルΔｗｚ１（ｋ）、Δｗｚ２（ｋ）を
Δｗｚ１（ｋ）＝μ１ｅ（ｋ）Ｚ１（ｋ）／‖Ｚ１（ｋ）‖２
Δｗｚ２（ｋ）＝μ２ｅ（ｋ）Ｚ２（ｋ）／‖Ｚ２（ｋ）‖２
（ただし、Z1(k)=[z1(k),z1(k-1),・・・,z1(k-M+1)] T, Z2(k)=[z2(k),z2(k-1),・・・,z2(k-M+1)]T,Ｍはタップ数、‖Z(k)‖はZ(k)のノルムを表す）
として演算し、該更新ベクトルを利用して該擬似反響路を逐次推定する反響路推定手段と、
を有するステレオ音響エコーキャンセル装置。 - 請求項１または２記載のステレオエコーキャンセル装置であって、
該擬似反響信号生成手段において、該信号Ｌと該信号Ｒから、該擬似反響信号を求める場合には、該反響路推定手段において、該２つの更新ベクトルΔｗｚ１（ｋ）、Δｗｚ２（ｋ）の和を新たな更新ベクトルとし、該２つの更新ベクトルΔｗｚ１（ｋ）、Δｗｚ２（ｋ）の差を新たな更新ベクトルとし、これら新たに得た２つの更新ベクトルからフィルタ係数を推定すること
を特徴とするステレオ音響エコーキャンセル装置。 - 請求項１または２記載のステレオエコーキャンセル装置であって、
該擬似反響信号生成手段において、該信号Ｌと該信号Ｒから、該擬似反響信号を求める場合には、該反響路推定手段において、該２つの更新ベクトルΔｗｚ１（ｋ）、Δｗｚ２（ｋ）から２つのフィルタ係数を推定し、得られた２つの該フィルタ係数の和を新たなフィルタ係数とし、得られた２つの該フィルタ係数の差を新たなフィルタ係数として推定すること
を特徴とするステレオ音響エコーキャンセル装置。 - 請求項５から８のいずれかに記載したステレオ音響エコーキャンセル装置としてコンピュータを機能させるためのステレオ音響エコーキャンセルプログラム。
- 請求項９に記載されるステレオ音響エコーキャンセルプログラムを記憶したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
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