JP2010045902A - スイッチングコンバーター及びパルス発生回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 簡易回路にて小型低コストで高効率及び高速応答するスイッチングコンバーター及び発振回路をパルス発生回路として利用するバッテリー保守機器、センサー回路。
【解決手段】 コイルのインダクタンスにより増加する電流よりコレクタ電圧の上昇をスイッチング信号として自励発振するスイッチングコンバーター。
及び前記自励発振パルスをバッテリーのサルフェーション除去防止に利用する機器。
また、前記自励発振をコイルの自己インダクタンス測定に利用するセンサー回路。
【選択図】図１

Description

本発明は、電圧を昇降圧する電力変換器に関するものであり、またその出力パルスの特性を応用したバッテリーのサルフェーション除去防止効果及びその回路の特性より計測センサーとして機能させる回路である。

従来，スイッチングコンバーターを構成する場合、専用の制御ＩＣによりスイッチングを行うか、コンデンサーの充放電による発振回路、コンデンサーとインダクタンスの共振を利用したものがあり、より簡易回路としてはブロッキング発振回路を利用するものが知られている。

簡易な回路で構成できるブロッキング発振回路では一般的なコイルではなく専用のトランスを用いる必要があった。
（たとえば特許文献１）

バッテリーのサルフェーション除去防止効果にパルス発振回路を用いることは有効な事例として多くの機器が存在するが、その効果を高めるために発振回路自体が複雑になっている。簡易な回路で外部からの電力で行うものは発振回路としてブロッキング発振回路が用いられていた。
（たとえば特許文献２）

また、パルス発振器をバッテリーに接続するあたり、一般的な端子をネジ止めしており、より簡易に接続するために専用のコネクターを用いる場合もあった。
（たとえば特許文献３）

発振回路を用いてインダクタンス変化量を計測するセンサー回路では、自励発振する回路を用いた簡易な回路でコンデンサーの容量に依存しないで計測を行えるものがあるが検出コイルが２つのコイルの差動により発振するコレクタ共振またはロイヤー回路を応用したものでコイルが複数必要であり、マルチバイブレータ回路では初期のスイッチの状態が不定で動作が不安定であった。
（たとえば特許文献４）

特開平８−１９２５３号公報 １石電流複合共振型コンバーター回路 特許３０７９２１２号公報 鉛蓄電池再活性器／トリクル充電器 特開２０００−１５６２４７号公報 鉛蓄電池活性器 特開２００３−２０７３６８号公報 位置検出器

解決しようとする問題点は、より簡易な回路で回路のコストを下げることであり、本発明は低コストの回路を応用して製品コストの低減及び省電力化を図ることである。

本発明は、スイッチングコンバーターのスイッチング素子によるコイル電流の断続により発生するコイルの一次側電圧と二次側電圧の差により相互にスイッチングを行い自励発振させることで、スイッチング素子とコイルのみの簡易な回路で電圧変換及びパルス発生の作用を行うものである。

請求項１において、入力とコイル一次側をスイッチングする素子のスイッチング信号をコイル二次側の電圧変動より行い、コイル二次側とグランドをスイッチングする信号をコイル一次側の電圧変動により行う事により自励発振させることが出来る。

コイル一次側のスイッチング素子はコイル二次側の電圧低位によりＯＮとすることで、初期状態にて入力よりコイルの一次側は入力電圧となり、二次側はグランド電位のままとなる。

また、コイル一次側の電圧高位によりコイル二次側のスイッチング素子をＯＮとし、インダクタンスにより制限されたコイル電流は増加しながら二次側スイッチング素子の抵抗によりコイル二次側の電圧が上昇してコイル一次側のスイッチング素子をＯＦＦしてコイルに電流の流入を遮断してコイル一次側の電圧を引き下げ、これに連動してコイル二次側のスイッチング素子をＯＦＦしてコイル二次側に逆起電電圧を生じて電圧は上昇すると共にコイル一次側には負の起電力を生じさせる。

起電電圧が放電されるとコイル二次側の電圧は降下し、コイル一次側のスイッチング素子をＯＮしてコイルに再び電流を流し、二次側のスイッチング素子をＯＮして初期状態となり、連続動作となる。

また、一般的な共振回路のようにスイッチの状態が不定から発振が安定するまでの徐々に振幅が大きくなり安定してゆく過程の時間が無く、発振と同時に安定発振となる過渡特性を有し、制御によっては入力電圧を受けての１パルスのみの発振も可能である。

また、スイッチ状態の不定の状態がないため、入力電圧の急峻な変動に於いても発振条件を満たせば安定した発振を開始するので入力が交流であっても、間欠発振してコンバーターとしての作動が可能であり、パルスの入力であれば、パルスに発信周波数の波形が重畳された波形の出力を得ることが出来る。

この時、インダクタンスにより制限されたコイル電流は増加しながら二次側スイッチング素子の抵抗によりコイル二次側の電圧が上昇してコイル一次側のスイッチング素子をＯＦＦにするタイミングをコイルのインダクタンスと二次側スイッチング素子の抵抗値にてサイクル中の入力電圧に対する蓄電量及びサイクル周波数を規定でき入出力の電力量をコントロールすることが出来る。

また、入力電圧に対して二次側スイッチング素子の飽和電流が比例しスイッチング電流の増大並びに所定インダクタンス充電時間が減少し、スイッチングサイクルが上昇して入力電圧と入力インピーダンスは反比例する。この設定により入力電源の最大電力点特性と合わせることにより簡易ＭＰＰＴの効果を持たすことが可能となる。

図３に電圧線図を示し、コイルの一次電圧と二次電圧およびコイルに流れる電流の変化を表す。コイルに流れる電流は電流臨界状態で流れスイッチングされるタイミングがコイル二次側にあっては電流が流れないか低電圧状態でのスイッチングとなるのでスイッチング損失が小さい特性を持ち二次側の電圧が高い場合の損失が低くなる。

また、本発明による回路では入力電圧と出力電圧により昇圧動作と降圧動作のいずれでも動作し入出力電圧に制限がなく、コイルには正と負の起電電圧が生じるので出力をコイルの一次側より取れば反転出力、一次側と二次側及びグランドより正負二極電源とすることも出来る。

また、入力が交流であっても、電圧が作動電圧以上の時のみコンバーターとして動作し、逆流することは無いので、必要なＤＣ出力を得るために整流する必要はなく商用交流電源またはオルタネーター等からの出力を直接入力とすることが可能である。

スイッチング素子は電流制御されるバイポーラトランジスタでも、電圧制御型のＦＥＴであっても基本動作には変わりなく、ＦＥＴでは制御電流がより小さくＯＮ抵抗も小さいものを利用することで損失を少なくすることが可能であり、コイル一次電圧と二次電圧の変動を電圧比較器によって所要信号としても良い。

また、同一コアに一次巻線と二次巻き線または中間タップを持つトランスの片巻を本発明回路のコイルとすれば、一次と二次の巻き線比に応じた高比率の昇圧または降圧も可能となる。

以上の原理により、入出力の電圧に制限がなく簡易な回路でスイッチングコンバーターを構成することが出来る。

請求項２において、回路中の整流作用をグランドとコイル一次側をスイッチングする素子のスイッチング信号をコイル二次側の電圧変動より行い、コイル二次側と出力をスイッチングする信号をコイル一次側の電圧変動により行ことで同期整流する。

コイルに発生する起電力はコイルに入力される電流が遮断されコイル二次側電圧が上昇し、一次側が負電圧になるとき、一次側はグランドより電流が流れ込み、二次側は出力側に電流の出力がされる。この状態はコイルに起電力の発生したときのみ選択的に行われ一般的にダイオードによる電流の方向制御によるが、ダイオードの働きをより損失の少ないスイッチング素子にて行うにより損失低減を図ることが出来る。

グランドとコイル一次側をスイッチングする素子のスイッチング信号はコイル二次側の電圧が上昇したときＯＮとしてコイルに電流を吸い込み、コイル二次側と出力をスイッチングする信号をコイル一次側の電圧降下によりＯＮとして出力電流を出力させる。

出力に起電力を放出した後、グランドとコイル一次側をスイッチングする素子のスイッチング信号はコイル二次側の電圧が下降によりＯＦＦとし入力電流の短絡を防止し、コイル二次側と出力をスイッチングする信号をコイル一次側の電圧上昇によりＯＦＦとして出力電流を逆流を防止する。

図３の電圧線図に表せるように、コイルに流れる電流は電流臨界状態で流れ、コイルの一次側の負の起電力と二次側の正の起電力はコイル電流にて制御するスイッチング信号と同じタイミングで入出流するので、起電力を整流するダイオードをスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦして同期整流方式とすることが出来る。これによりダイオードによる電圧降下による損失をなくすことが出来る。

また、同期整流にてスイッチングするとき、スイッチングのタイミングによってはハイサイドとローサイドの同時ＯＮにより短絡となり貫通電流が流れることがあり、これを防止するにはデッドタイムを挿入する必要がある。

これは同時ＯＮとならないように動作の遅延をすることで行うことが出来、ＯＮまたはＯＦＦ時間差をベース電流の調整で行い、さらにベース電流にコンデンサー等にて遅延時間差が発生する回路を挿入し、ベース電流の制限抵抗に並列にダイオードにて抵抗にＯＮ又はＯＦＦのときのみバイパスして抵抗が低くなるようにすることでデッドタイムを調整することが出来る。
また、スイッチング素子の特性を選択調整することでも可能である

請求項３において、バッテリーのサルフェーション除去防止のために、自己の電力により自己のパルス充放電を行う機能を前述の回路にて行う。

自己の電力で自己の充電を行うためには、自己電圧より高い電圧が必要となるが前述の回路は昇圧コンバーターとして働き出力として平滑を行わなければパルス状の出力電流で充電することが可能となる。

また、充電する電力をコイルに蓄電しているときにバッテリーはパルス状の放電を行っていることになり、充電と放電を高速に繰り返すことで徴小電流であっても電極の電圧変動が大きくなりサルフェーション除去防止の効果が得られる。

請求項４において、バッテリーのサルフェーション除去防止及び補充電のためのパルス電流利用において、外部電力によりパルス充放電を行い、サルフェーションの除去防止及び補充電を行う。

前述の自己電力にて自己の充放電を行うことによりサルフェーション除去防止の効果が得られるが、バッテリー自身の自己放電と本発明回路の電力損失は補うことが出来ないので、長期の保全を目的として外部電力を用いてサルフェーション除去防止の効果と補充電を行うことでバッテリーの長期保全が可能となる。

外部電力としては商用電力のＡＣ１００Ｖから整流すること無しに直接ＡＣ／ＤＣ変換して充電することも可能であり、１．５Ｖ電池及び１．２Ｖの充電池が利用でき電源の交換にて長期の保全が可能である。また同様に太陽電池及び風力発電機等の自然エネルギーを利用した電源であっても入力電圧および交直流に関わらず汎用的に利用できる。

請求項５において、バッテリーのサルフェーション除去防止及び補充電のための機器接続において、バッテリー端子に弾性体による固定にて回路の接続を行う。

徴小電力充放電におけるバッテリー接続は接続端子及び電力線に大電流が流れる事はないので、大電流用のバッテリー端子に合わせた容量の接続端子を用意する必要はなく簡易に確実な接続が簡易に行えればよく、バッテリー端子結線ボルト、端子金具に弾性体金属により簡単に嵌め込み接続出来るようにする。

弾性体の形状は機械部品の軸に止めるスナップリテーナ（だるまピン）等を利用すると低コストでありながら確実に接合することが可能で接合ボルトの直径または大きさが違っても弾性により勘合することができ、接合において端子の取り外しボルトを弛めることも必要はない。

請求項６において、ＬＥＤ点灯のための電圧変換コンバーターとしての整流素子としてＬＥＤを兼用してＬＥＤをパルス点灯させる。

ＬＥＤを点灯させるための電圧電流を入力電圧に制限されることなく、ＬＥＤに必要な順電圧と電流を制御する目的に本発明の回路を利用するもので、コンバーター回路の整流ダイオードの整流作用にＬＥＤのダイオード機能を利用する。

また、ＬＥＤに必要な電流は入力電圧とコイル電流の設定により行うことが出来るため、ＬＥＤ保護のための制限抵抗も不要となる。

請求項７において、インダクタンス変化より計測するセンサーとするため、本発明の回路中のコイルのインダクタンス変化をパルス発生回路の損失電力またはパルス周波数として検出する。

金属物体位置検出、長さ測定、角度検出など多くのセンサー回路にてインダクタンスの変化量から電圧または周波数などの電気変位量に変換する回路として利用するもので、コイルに導体が近接すると、コイルからの磁力線で近接した導体に渦電流損失及び透磁率変化が発生しその結果コイル自身のインダクタンスが変化する。

この時、回路中のコイルのインダクタンスが変化すると、コイル二次側スイッチング素子の抵抗が変化しないとすれば、インダクタンスが増加すればコイル電流増加率が低くなるため発信周波数が低くなり、逆にインダクタンスの減少で周波数が高くなる。

この周波数の変化をカウンターなどにより検出して変量換算するか、コンバーターの出力に一定負荷を設けて負荷の電力損失を電圧変換してもよい。

本発明の回路中にはコンデンサー成分は発振の要素とはならないのでコンデンサーの諸特性による誤差要因が小さく、コイルのコアによる補正を加えても補正が単純となる。

また、インダクタンス成分のみによる周波数特性であるため過渡特性が安定しており、発振と同時に安定し、高速にて複数の切り換えを行って磁力の干渉をすることなく密集配置して多点測定が高精度にて行える。

また、出力を一定負荷としてインダクタンス変化による損失電力消費又はパルス周波数の変化を捕らえれば電力供給線２線にて変化量を検出することも可能である。
この時の出力を損失電力負荷とするときは整流素子の必要はなくインピーダンスが高ければ、コイルの一次側と二次側に抵抗を入れるだけの簡単な回路で対応でき、より回路を単純化できる。

以下に項目別に効果を説明する。

請求項１において、入力とコイル一次側をスイッチングする素子のスイッチング信号をコイル二次側の電圧変動より行い、コイル二次側とグランドをスイッチングする信号をコイル一次側の電圧変動により行い、自励発振することによる効果は、
１ コイルに汎用インダクターを用いることが出来、部品の選定が広く低コストである。
２ 回路が簡単で小型で高速作動し低コストである。
３ コンデンサーが無いため使用温度条件が広く劣化しにくい。
４ 昇圧及び降圧双方の電圧変換ができるので入出力の制限がない。
５ 簡易最大電力点制御が可能である。
６ 制御用の電源が不要である。
７ 電力素子のみからなるので入出力電圧を選ばない。
８ 交流入力からでも直接直流出力が取れる。
９ 過渡特性に優れ高速で起動する。
１０ 変換電圧差が大きいときは変換効率がよい。
１１ コイル一次側と二次側により倍電圧出力による高電圧が取り出せる。
１２ コイルとしてトランスを利用することで巻数比による高電圧も容易に得られる。

請求項２において、グランドとコイル一次側をスイッチングする素子のスイッチング信号をコイル二次側の電圧変動より行い、コイル二次側と出力をスイッチングする信号をコイル一次側の電圧変動により行い、同期整流することで
１ 整流ダイオードをスイッチング素子と同じ素子を利用できる。
２ ダイオードの電圧降下による損失が低減できる。
３ 同期整流のための制御回路が不要である。

請求項３において、自己の電力により自己のパルス充放電を行い、サルフェーションの除去防止を行うことで、
１ 簡単で低コストの小型回路にて実現できる。
２ 制御用の電力消費がないので徴小電力で動作する。
３ 充電と放電のサイクルなので、より効率的にサルフェーション防止効果が期待できる。

請求項４において、サルフェーション除去防止及び補充電のためのパルス電流利用において、外部電力によりパルス充放電を行い、サルフェーションの除去防止及び補充電を行うことで、
１ バッテリー自身の電力を消費しない。
２ 乾電池一本から１２Ｖバッテリーに充電可能でその他外部電力の応用範囲が広い。

請求項５において、機器接続において、バッテリー端子に弾性体による固定にて回路の接続を行うことで、
１ 工具を要せず容易に接続作業が出来る。
２ 接続が低コストになる。

請求項６において、ＬＥＤ点灯のための電圧変換コンバーターにて、整流のための素子としてＬＥＤをすることで、
１ 簡単な回路で構成でき小型化低コスト化が計れる。
２ ＬＥＤを保護するための制限抵抗を不要にし電力の低減が計れる。
３ ＬＥＤ点灯のための電源が二次電池一本から低コストで利用できる。
４ ＡＣ電源より制限抵抗損失無くＬＥＤを駆動できる。

請求項７において、コイルのインダクタンス変化をパルス発生回路の損失電力またはパルス周波数として検出する効果は
１ 簡単な小型回路で低コストである。
２ 回路コンデンサーが無く温度特性に優れる
３ 過渡特性に優れ、高速な切り換え測定が出来る。
４ 部品が少なく小型でも信頼性が確保しやすい。
５ 消費電力が小さく、電力線の２線のみで電力供給と検出が可能になる。

以上の様な利点がある。

本発明の１実施形態を示すものであり、基本的構成である。
以下にその各要素を実施例において説明する。

図１にコンバーター回路を示し、トランジスタとダイオードによる基本構成を説明する。

入力＋からＰ型トランジスタ２を介してコイル１の一次側に接続し、二次側よりＮ型トランジスタ３を介してグランドに接続する。

コイル１の一次側はダイオード４ｂのアノードに接続されカソードをグランドに接続する。
二次側はダイオード４ａのカソードからアノードに＋出力に接続する。
また、コイル１の二次側から抵抗５ａを介してＰ型トランジスタ２のベースに接続し、一次側から抵抗５ｂを介してＮ型トランジスタ３のベースに接続する。

この回路の＋入力に電力が供給されると、Ｐ型トランジスタ２のエミッタ電圧が上昇し、ベース電流がコイル二次側に流れてスイッチングはＯＮの状態となり、コイル１の一次側の電圧が上がりＮ型トランジスタ３のベースに電流が流れスイッチングＯＮの状態となり、コイル１の二次側はグランドに短絡となる。

この時、コイル１に電流が流れてコイル１の二次側電圧はインダクタンスに応じた増加率で増加するＮ型トランジスタ３のコレクタ電流は抵抗５ｂにより制限されたベース電流による飽和電流を超えると抵抗が増え電圧を上昇させる。

コイル１の二次側電圧が上昇すると抵抗５ａにより制限された電流がＰ型トランジスタ２のベース電流を制限してスイッチＯＦＦに遷移し、入力＋とコイル１は遮断され一次側の電圧が降下し、Ｎ型トランジスタ３のベース電流が遮断されスイッチングＯＦＦの状態となる。

Ｎ型トランジスタ３がＯＦＦになるとコイル１に流れていた電流が二次側に正の逆起電圧を発生しダイオード４ａを介して出力に放出され、同様に一次側は負の逆起電力によりグランドよりダイオード４ｂを介して電流がコイル１に流れ込む。

コイル１の起電力が放出されるとコイル二次側の電圧は降下し、Ｐ型トランジスタ２をＯＮに遷移し初期状態の様に再びコイル１に電流を流し始める。

以上の動作サイクルを繰り返し入力＋から供給された電力は、コイル１のインダクタンスとＮ型トランジスタ３のコレクタ電流が抵抗５ｂにより制限された電流による回路定数で決まる入力電圧に比例する電力を出力側の電圧にて出力する。

抵抗５ａにより制限される電流はＰ型トランジスタ２のベース電流はコイル１に流れるピーク電流にて飽和しない電流値に設定すれば抵抗損失が小さくなるが、コイル１の電流を制限または作動周波数を制限したい場合はベース電流を小さくして作動させることも出来、入力電圧が高くなったときはベース電流が小さくなる回路を付加すれば過大電流の保護も可能である。

また入出力の電圧によりコンバーターの作動を停止する場合は、入力あるいは出力の設定電圧によりＰ型トランジスタ２のベース電流を遮断することにより容易に制御可能であり、電圧制御された出力あるいは入力とすることが出来る。

また、Ｐ型トランジスタ２とダイオード４ｂは降圧型コンバーターの要素であり、Ｎ型トランジスタ３とダイオード４ａは昇圧型コンバーターの要素であるから、昇降圧のどちらの動作でも作動する。

また、入力が交流電流であってもスイッチング周波数より小さい周波数であれば、事前の整流することなく直流出力を得ることも出来、事前整流のダイオードによる電圧降下損失が生じないので、特に低電圧交流を用いた場合大きな効率の改善が可能となる。

また、コイル１の一次側ダイオード４ｂを出力電圧として二次側ダイオード４ａをグランドに接続すれば反転出力となり、コイル１の一次側ダイオード４ｂを負出力電圧として二次側ダイオード４ａを正出力電圧とグランドに接続すれば正負二極出力電圧として利用が可能となる。

また、スイッチング素子に電圧作動型のＦＥＴを用いる場合は、ベース電流をゲート電圧として分圧して電圧の調整することでバイポーラトランジスタと同様の動作となる。

実証として図１の回路にコイル１を４．７ｍＨ／ＤＣＲ３０Ωを用いた簡易実験回路にて、入力が２．２Ｖ／６．０ｍＡの時、出力は１２．４Ｖ／０．５ｍＡとなり変換効率は４７％であった。

図２に同期整流コンバーター回路を示し。前記実施例１のダイオードをトランジスタに置き換えた同期整流の基本構成を説明する。

ダイオード４ａに替わりＰ型トランジスタ２のベースに抵抗５ｄを介してコイル１の一次側に接続し、ダイオード４ｂに替わりＮ型トランジスタ３のベースに抵抗５ｃを介してコイル１の二次側に接続する。

これにより、コイル二次側電圧が上がったとき，抵抗５ｃを介してＮ型トランジスタ３のベース電流が流れてＮ型トランジスタ３はＯＮの状態にてグランドからコイル一次側に電流を流し、コイル一次側電圧が下がるとき，抵抗５ｄを介してＰ型トランジスタ２のベース電流が流れＮ型トランジスタ２はＯＮの状態にて出力にコイル二次側に電流を流す。

ダイオードの替わりの動作をするトランジスタはスイッチングのためのトランジスタの常に逆の動作をすることになるので電流は入力側に逆流することはない。

また、同期整流に関わり貫通電流を防止するための遅延はベースにコンデンサーを接続してコンデンサー容量にて動作を遅延させ、ベース電流制限抵抗をスイッチング信号時にダイオードでバイパスして動作を早めることで、各トランジスタのデッドタイムを附加することで回避することが出来る。

図２においてはＮ型トランジスタ３の抵抗５ｃにこれを接続してＯＮとなるときコンデンサー７ａにて信号遅延し、ＯＦＦとなるときダイオード４ｃにて抵抗５ｃをバイパスさせて動作を早めることを行っているが、必要に応じて各トランジスタに挿入して調整する。

また、出力電圧差によってはトランジスタがスイッチング出来ないベース電圧となるので、必要に応じ出力電圧によりバイアスをとるかトランジスタをダイオード接続して対処する。

実証として、図２の回路に貫通電流を防止するための遅延回路であるコンデンサー７ａ及びダイオード４ｃを設けないで、コイル１を４．７ｍＨ／ＤＣＲ３０Ωを用いた簡易実験回路にて、入力が２．２Ｖ／６．８ｍＡの時、出力は１２．４Ｖ／０．６ｍＡとなり変換効率は４９％であり、実施例１のダイオードによる整流に比較して２％の効率上昇が確認できた。

図４にサルフェーション防止回路を示し、基本構成とその動作を説明する。

サルフェーションの除去防止を行うバッテリー８の＋端子を前述実施例１の回路の＋入力とし、グランドをバッテリー８の−端子に接続し、＋出力をバッテリー８の＋端子に環流させる。

これにより、コイル１に電流を供給している時間はバッテリー８が放電の状態となり、コイル１の起電力を環流しているときは充電されることになり。バッテリー８より供給された電力はバッテリーより高い電圧にてパルス的に充電される。

バッテリーの過放電に作動停止またはオルタネーターからの充電時のみ作動をするには、入力電圧を監視して入力電圧制御することで対応できる。

実証として、コイル１に２２ｍＨ／ＤＣ抵抗５０Ω、バイポーラトランジスタを用いた回路に於いて、周波数１１．２ＫＨｚ、平均放電電流７．５ｍＡ、平均充電電流５ｍＡの出力で回路損失電流は２．５ｍＡであった。

これは普通自動車４０Ａ／ｈの容量の５％消費電力で８００時間（３３日）分の電力量であり、一般的な自己放電量０．１％／日とほぼ同等であり、最低一月に一回エンジンを掛ける使用用途であれば問題とならない電力量であり、実際には数十ｍＡのバックアップ電流が消費されているので、サルフェーションによる自己放電量の増加及び充電効率の低下を補うと本回路の消費電流は相殺され、バッテリーの延命効果及び充電効率の上昇等の利益が得られる。

尚、コイル１のＤＣ抵抗を小さくすればさらに効率は上昇するがコストアップ要因となる。

図５にバッテリー補充電回路を示し、前記実施例３の電源を外部電源として補充電する回路を説明する。

サルフェーションの除去防止を行うバッテリー８の＋端子を前述実施例１の回路の＋出力とし、＋入力を外部電源となる電池９の＋を接続し、各グランドを接続する。

電池９より供給された電力はコンバーター回路にて昇圧あるいは降圧されて、バッテリー８の＋端子に充電電圧にて供給する。

これにより、バッテリー８の自己放電によるバッテリー容量の低下を外部電源より補充電すると共にパルス電流充電してサルフェーションの除去防止を行い長期間のバッテリー保全を可能とする。

外部電源として利用できるものは、電圧が１Ｖ以上有れば乾電池一本から利用可能で、電源の確保が出来ない場所に於いても乾電池の交換で補充電を永続することが出来る。

また、オルタネーター等からバッテリー８の充電が行われているときに、バッテリー８の電圧を検出して外部電源となる二次電池に充電して、バッテリー８の容量を増加させると同様の効果も得ることが可能である。

市販乾電池等の小容量電源で補充電する場合でも原動機付き自転車等の小容量バッテリー搭載車には比容量が大きくなるので効果が大きい。

また、バッテリーが充電状態の良いときは、自己電力で実施例３の様に充放電し、バッテリー電圧の低下を検出して外部電源に入力を切り換えて補充電とすることも可能である。

実証として、コイル１に２２ｍＨ／ＤＣ抵抗５０Ω、バイポーラトランジスタを用いた回路に於いて、充電池１．２ＶのＮｉＭＨ２本直列を電源として消費電流１．９ｍＡ、１３Ｖの充電電流０．２ｍＡの出力であった。

これは、一般的なＮｉＭＨ２０００ｍＡ／ｈの容量で１０００時間（４２日）のバッテリーの自己放電量を賄うことが出来る計算となり、小容量バッテリーでは十分な自己放電を補うに足りる補充電量である。

また、外部電源電圧は１Ｖ程度以上有れば充電可能になるので、太陽電池、小型風力発電機からも充電を行うことが容易であり、さらに回路設定によっては近似最大電力点での作動となるため、太陽電池にあっては曇りから晴天、風力にあっては微風から強風まで効率的に補充電することが可能になる。

また商用電力のコンセントがからでも直接またはＡＣアダプターなどにより補充電することが出来、専用の充電器は不要である。

図６に接続端子を示し、前記実施例３及び４の実際に接続する端子形状を説明する。

弾性力にて圧着する形状で導体よりなる入手容易なだるまピン１０（スナップリテーナ）のヒンジ部に電線１１をはんだ付けし、接合部を絶縁体にて被覆１２とする。

これを接続するには、バッテリー端子の接合ボルトのねじ山部にだるまピン１０の開口部を押し込む。これによりだるまピン１０の弾性によりねじ山の谷に強固に勘合し一般的なコネクター同様の接触抵抗と接合強度が得られ、取り外す場合も一般的コネクターと同様に引き抜くだけで取り外すことが出来る。

車のバッテリー端子は通常Ｍ５からＭ８が用いられており、この場合だるまピン１０の呼び径６ｍｍのものを用いるとＭ５からＭ８の全てのねじ山に上手く勘合して取り付けが可能である。

弾性力にて圧着する形状は、だるまピンのような形状に限らず、バネ板を折り曲げてバッテリーターミナルのスリ割り隙間に挿入してバネ力にて開いて勘合しても良いし、プッシュナットのように軸に又は穴に嵌合する形状としてもよい。

図７にＬＥＤ点灯コンバーター回路を示し、乾電池等の電源にてＬＥＤを点灯させる回路を説明する。

本回路は実施例１の回路中の整流用ダイオード４ａ及びダイオード４ｂをＬＥＤ６ａ及びＬＥＤ６ｂに置換したものである。
これは実施例１が動作するときにダイオードに流れる電流をＬＥＤに流して発光させることができ同時にダイオードの機能をＬＥＤが共用している。

またＬＥＤが１個のみとするときは、ＬＥＤ６ａのアノードをコイル１の一次側に接続を替え、ＬＥＤ６ｂを削除すれば１灯のみの回路とすることが出来る。

多数のＬＥＤを利用する場合はＬＥＤを直列に配線すればＬＥＤの点灯に必要な電圧まで昇圧供給されるので、コイル１と抵抗４ａの調整で必要電力量に調整すればＬＥＤに過電流が流れる事もなくパルス点灯させることができ、制限抵抗等による損失もない。

また電源は二次電池一本１．２Ｖから白色ＬＥＤ４Ｖ以上の駆動は十分にでき、コイル１と抵抗４ａの調整で必要電力量に調整すれば電源はＡＣ１００であっても自動車のバッテリーＤＣ１２Ｖまたは２４Ｖであっても安全に高効率でＬＥＤを駆動することが出来る。

入力電圧がＬＥＤの逆耐電圧以上となる場合は、耐圧を有するダイオードを直列に接続して対処する。

また、交流発電機の代用として小型ステッピングモーターの一相を入力として、ＬＥＤの直接接続では有る程度の速度で軸回転しなと点灯しないが、本回路にては軸を指先でゆっくり回転させる程度の動力にて白色ＬＥＤは明るく点灯し、市販の手動発電機によるＬＥＤ点灯に比較して効率の良さが体感できる程である。

また本回路のコイルにトランスを用いて一次巻き線をコイル１として発振させ、トランスの二次巻き線側に高電圧を発生させ、発光に高電圧が必要な冷陰極管等の放電発光の駆動回路としても利用できる。

図８にインダクタンス変位検出回路を示し、センサーとしてインダクタンスの変化を電気信号に変換する回路を説明する。

実施例１の回路中のダイオード４ａを抵抗５ｅに、ダイオード４ｂを抵抗５ｆに置き換え、出力に抵抗５ｇとコンデンサー７ｂを接続する。コイル１は検出物体等の検出物理量により発生磁力線等勘案して形状等を選択する。

また、パルス信号または入力インピーダンス変化を得る場合は抵抗５ｇをコイル１に並列接続して抵抗５ｅ及び抵抗５ｆ及びコンデンサー７ｂが省略できる。単に実施例１の出力をそのまま利用しても良い。

センサー回路として利用する場合は、出力電力を損失として測定するので、ダイオード等の電力変換効率に関わる部品は抵抗等のより安価な部品に置き換えることが出来る。

この回路中のコイル１より発生する交流磁界中に検出物体を近接させると、交流磁界の抵抗が変化しコイル１の自己インダクタンスが変化する。
自己インダクスが変化するとサイクル中にコイル１に蓄積される電力量が変化し、サイクルの周波数が変化して放出電力量も変化する。

変化する出力量をコンデンサー７ｂで平滑して抵抗ｇで消費するとインダクタンスの変化は電圧出力となり電気信号として検出可能となる。

また回路中の動作サイクルによる信号はサイクル周波数にてパルス信号として取り出せるので発生パルス周波数を外部カウンターで係数することでデジタル処理できる。

また出力電力変化は入力電力変化でもあるので入力インピーダンス変化を外部より検出すれば電力線のみの配線でセンサーとすることが出来き、オープンコレクタの様に電源から抵抗を介して電力を供給すれば、パルス電圧が検出でき、複数のセンサーを磁気干渉無しにて制御処理する場合には、一つのカウンター入力に各センサーの入力を並列接続して、各センサーのグランドを高インピーダンスとして信号を取るセンサーのグランドのみグランドとしてＩ／Ｏ制御すれば二線で複数のパルス計数を一つのカウンター回路のみで容易に行うことが出来る。

また、過渡特性が優れるため供給電力をパルス的に断続して複数のセンサー回路を切り換えて近接交流磁場の干渉をなくして密接した複数の高速スキャンセンシングが可能であり、必要なときのみ電力を供給するので電力の消費も小さくできる。

また供給電圧により発振周波数が変化するので、検出に周波数依存がある場合、供給電圧を変化させて物性値の検出等も可能で、コイン等の材質確認等に利用できる。

回路自身は汎用チップ部品にて作製しても５ｍｍ角程度の大きさに納まり、１ｍＨのチップインダクタを用いた回路で、鉄、アルミ、銅の検出距離は３ｍｍ程度が確保でき、距離と出力のリニアリティーも確保され、発振周波数を上げると銅アルミなどの非強磁性体の検出も強磁性体と変わらないレベルの検出が可能であった。

回路中に検出要件にコンデンサー容量を用いないので温度特性、周数特性にも優れ、発信回路を含むセンサーとしては汎用チップ部品を用いても５ｍｍ角程度の大きさに小型化にすることができた。

以上のように用途により、実施例を単独及び複合してシステムを構成する。

本発明により構成された装置は、構造が簡単で製造コストは少なく、大電力を制御する場合でも検出制御系は同じであり、温度変化による精度劣化も起きない。
構成部品点数も少ないため小型で耐久性に優れる。
利用可能用途別に以下に列記する。

Ａ 電圧コンバーターとしての利用
１ 電流、電圧の大小に関わらずコンバーターとして電力素子のみの部品で構成できるので低コスト高信頼性となる。
２ 商用交流電源から低電圧直流電源の電気機器のＡＣアダプターとして小型低コストにて高効率な電力利用が出来る。
３ 交流から直接小電力の低電圧直流が得られるため、家電の待機電力専用のコンバーターとして大容量の主電源回路を遮断して待機時の電力消費を削減することが出来る。
４ 太陽電池、風力発電など不安定な電源より利用可能な電源電圧に変換する電力機器となり、昇降圧対応して近似最大電力を引き出すことが出来る低コストコンバーター。
５ 自動車用電気機器の制御電源等の低コスト降圧コンバーター。

Ｂ バッテリーメンテナンス器具としての利用
１ 自動車バッテリーの延命劣化防止用保守機器
２ 電動カー等大容量バッテリー保守機器
３ 固定電源不要な簡易補充電器となる。

Ｃ ＬＥＤ駆動コンバーターとしての利用
１ ＬＥＤ懐中電灯等の携帯照明機器の低電圧昇圧コンバーター
２ １２Ｖバッテリー利用ＬＥＤ照明機器の省電力降圧コンバーター
３ 液晶バックライト駆動回路
４ ＨＩＤ駆動回路

Ｄ センサーとしての利用
１ 距離近接センサー
２ 複数差動信号によるリニア及びロータリーエンコーダー
３ 周波数特性より金属材料物性検出センサー
４ 磁気、電流センサー

コンバーター回路（実施例１） 同期整流コンバーター回路（実施例２） 電圧線図 サルフェーション防止回路（実施例３） バッテリー補充電回路（実施例４） 接続端子（実施例５） ＬＥＤ点灯コンバーター回路（実施例６） インダクタンス変位検出回路（実施例７）

符号の説明

１ コイル
２ Ｐ型トランジスタ
３ Ｎ型トランジスタ
４ａ ダイオード
４ｂ ダイオード
５ａ 抵抗
５ｂ 抵抗
５ｃ 抵抗
５ｄ 抵抗
５ｅ 抵抗
５ｆ 抵抗
５ｇ 抵抗
６ａ ＬＥＤ
６ｂ ＬＥＤ
７ａ コンデンサー
７ｂ コンデンサー
８ バッテリー
９ 電池
１０ だるまピン
１１ 電線
１２ 被覆

Claims (7)

1. 電圧の昇降圧を行うスイッチングコンバーターにおいて、入力とコイル一次側をスイッチングする素子のスイッチング信号をコイル二次側の電圧変動より行い、コイル二次側とグランドをスイッチングする信号をコイル一次側の電圧変動により行う事により、自励発振するスイッチングコンバーターおよびパルス発生回路。
2. 整流作用をグランドとコイル一次側をスイッチングする素子のスイッチング信号をコイル二次側の電圧変動より行い、コイル二次側と出力をスイッチングする信号をコイル一次側の電圧変動により行う事により、同期整流する請求項１のスイッチングコンバーターおよびパルス発生回路。
3. バッテリーのサルフェーション除去防止のためのパルス電流利用において、自己の電力により自己のパルス充放電を行い、サルフェーションの除去防止を行う事を目的とした請求項１のパルス発生回路。
4. バッテリーのサルフェーション除去防止及び補充電のためのパルス電流利用において、外部電力によりパルス充放電を行い、サルフェーションの除去防止及び補充電を行う事を目的とした請求項１のパルス発生回路。
5. バッテリーのサルフェーション除去防止及び補充電のための機器接続において、バッテリー端子に弾性体による固定にて回路の接続を行うパルス発生回路。
6. ＬＥＤ点灯のための電圧変換コンバーターにおいて、整流のための素子としてＬＥＤを兼用してＬＥＤをパルス点灯させる請求項１のスイッチングコンバーター。
7. インダクタンス変化より計測するセンサーにおいて、コイルのインダクタンス変化をパルス発生回路の損失電力またはパルス周波数として検出する請求項１のパルス発生回路。

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