JP2010141522A - 増幅器および通信装置。 - Google Patents

Abstract

【課題】高効率性を損なうことなく、従来のＥ級増幅器で用いられていたチョークコイルを用いないことで小型化することが可能な増幅器を提供すること。
【解決手段】電源からの供給電流に含まれる基本波成分および２次高調波成分を遮断するフィルタ回路と、フィルタ回路と接地電位との間に接続されるスイッチング素子と、スイッチング素子と並列に接続され、フィルタ回路と接地電位との間に接続されるキャパシタと、を備える、増幅器が提供される。
【選択図】図１

Description

本発明は、増幅器および通信装置に関し、より詳細には、Ｅ級増幅器およびＥ級増幅器を備えた通信装置に関する。

従来、スイッチング素子を用いた増幅器の一種であるＥ級増幅器が提案・開発されている（例えば、非特許文献１〜３参照）。Ｅ級増幅器は、ＺＶＳ（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｅｉｔｃｈｉｎｇ；ゼロボルトスイッチング）と呼ばれる動作によって、理想的には１００％の高効率が得られるものである。ＺＶＳとは、オン状態のスイッチング素子に電流が流れていても、電圧がゼロであればそのスイッチング素子は電力を消費しないことである。

Ｅ級増幅器は、非特許文献１、２に示すように、１９７０年代に開発された技術である。しかし、近年でも非特許文献３に示すように、Ｆ級および逆Ｆ級増幅器の特徴である高調波処理をＥ級増幅器にも追加したＥ／Ｆ級増幅器が開発されるなど、注目されている技術である。また最近では、無線によって電力を伝送するワイヤレス電力伝送の分野においてこのＥ級増幅器を用いることも提案されている。

米国特許第６７８４７３２号明細書 N. O. Sokal and A. D.Sokal, "Class-E, a new class of high efficiency tuned single ended switchingpower amplifiers," IEEE J.Solid-State Circuits,vol. SC-10, NO. 3, pp. 168-176, June 1975. F. H. Raab, "IdealizedOperation of the Class E Tuned Power Amplifier," IEEE Trans. Circuits andSystems, vol. CAS-24, NO. 12, pp. 725-735, Dec. 1977. Scott D. Kee, IchiroAoki, Ali Hajimiri, and David Rutledge, "The Class-E/F Family of ZVS SwitchingAmplifiers," IEEE Trans. Microwave Theory and Techniques, vol. 51, NO.6,pp.1677-1690, June 2003.

しかし、上記非特許文献１〜３に記載されているように、従来のＥ級増幅器ではチョークコイルが使われている。チョークコイルを用いてしまうとインダクタが大型化してしまうという問題があった。この問題を解決するための技術として、チョークコイルをフィルタに置き換える技術が、例えば特許文献１で開示されている。しかし、特許文献１で開示された技術では、後述するように、Ｅ級増幅器としての高効率性が損なわれてしまうといった問題があった。

そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、Ｅ級増幅器としての高効率性を損なうことなく、チョークコイルを用いないようにすることでサイズを小型化することが可能な、新規かつ改良された増幅器および通信装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、電源からの供給電流に含まれる基本波成分および２次高調波成分を遮断するフィルタ回路と、フィルタ回路と接地電位との間に接続されるスイッチング素子と、スイッチング素子と並列に接続され、フィルタ回路と接地電位との間に接続されるキャパシタと、を備える、増幅器が提供される。

かかる構成によれば、フィルタ回路は電源からの供給電流に含まれる基本波成分および２次高調波成分を遮断し、スイッチング素子はフィルタ回路と接地電位との間に接続され、キャパシタはスイッチング素子と並列に接続され、フィルタ回路と接地電位との間に接続される。その結果、フィルタ回路で基本波成分および２次高調波成分を遮断することで、高効率性を損なうことなく、サイズを小型化できる増幅器を提供することができる。

上記フィルタ回路は、供給電流に含まれる基本波成分を遮断する基本波遮断回路と、供給電流に含まれる２次高調波成分を遮断する２次高調波遮断回路と、を含んでいてもよい。

上記基本波遮断回路および上記２次高調波遮断回路は、それぞれＬＣ並列共振回路であってもよい。

上記フィルタ回路からの電流を消費する負荷抵抗をさらに備え、上記基本波遮断回路および上記２次高調波遮断回路に含まれるインダクタのインピーダンスは、負荷抵抗のインピーダンスの１倍以上１０倍以下であってもよい。

上記基本波遮断回路および上記２次高調波遮断回路は、上記キャパシタとは共振しないものであってもよい。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、上記増幅器を備える、通信装置が提供される。

以上説明したように本発明によれば、高効率性を損なうことなく、チョークコイルを用いないことで小型化することが可能な、新規かつ改良された増幅器および通信装置を提供することができる。

以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

また、以下の順序に従って本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。
＜１．従来のＥ級増幅器＞
［１−１．従来のＥ級増幅器の構成］
［１−２．従来のＥ級増幅器の構成］
［１−３．従来のＥ級増幅器の問題点］
＜２．本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器＞
［２−１．本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器の構成］
［２−２．本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器の動作］
＜３．本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器を備えた通信装置＞
＜４．まとめ＞

＜１．従来のＥ級増幅器＞
まず、本発明の好適な実施の形態について説明する前に、従来のＥ級増幅器の構成及び動作、並びに従来のＥ級増幅器が抱える問題点について説明する。

［１−１．従来のＥ級増幅器の構成］
図３は、従来の一般的なＥ級増幅器１０の回路構成について示す説明図である。図３に示したように、一般的には、Ｅ級増幅器１０は、チョークコイル１１と、スイッチング素子１２と、キャパシタＣ１と、直列共振器１３と、移相コイルＬｘと、負荷抵抗Ｒと、を含んで構成される。また直列共振器１３は、キャパシタＣ２と、インダクタＬ２と、を含んで構成される。

チョークコイル１１は、一般的には所定の周波数を上回る高周波電流を阻止するために用いられる電子部品であり、電源ＶＤＤから直流電流Ｉ＿ＤＣを供給する働きを有する。スイッチング素子１２は、バイポーラトランジスタや電界効果トランジスタその他のスイッチング素子を用いることができ、図４に示したデューティ比が５０％の矩形波の信号に応じてオンとオフを繰り返す素子である。スイッチング素子１２がオンの場合にはスイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲが流れ、スイッチング素子１２がオフの場合には電流が流れない。

キャパシタＣ１には、スイッチング素子１２がオフの場合に、チョークコイル１１からの電流が流れ込む。そのときキャパシタＣ１に流れる電流をＩ＿Ｃ１とする。なおキャパシタＣ１の容量をＣ１とする。キャパシタＣ２およびインダクタＬ２からなる直列共振器１３は、キャパシタＣ２およびインダクタＬ２によって規定される動作周波数の出力電流Ｉ＿ＯＵＴを通過させ、当該動作周波数以外の周波数ではオープンとなるバンドパスフィルタの働きを有する。

移相コイルＬｘは、出力電流Ｉ＿ＯＵＴに対して基本波の電圧と電流を移相するためのリアクタンスである。移相コイルＬｘは、Ｅ級増幅器に必要となる位相条件を満たすために設けられるものである。負荷抵抗Ｒは、移相コイルＬｘによって移相された電流を消費する。

［１−２．従来のＥ級増幅器の構成］
図３に示したＥ級増幅器１０におけるスイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲ、およびキャパシタＣ１に流れる電流Ｉ＿Ｃ１を、直流電流Ｉ＿ＤＣで正規化したものを図５に示す。図５では、実線がスイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲであり、点線がキャパシタＣ１に流れる電流Ｉ＿Ｃ１であり、一点鎖線が直流電流Ｉ＿ＤＣである。

図３に示した４つの電流（Ｉ＿ＤＣ、Ｉ＿ＴＲ、Ｉ＿Ｃ１、Ｉ＿ＯＵＴ）は、図３中のノードＡでのキルヒホッフの第一法則に従う。従って、直流電流Ｉ＿ＤＣから出力電流Ｉ＿ＯＵＴを引いた残りが、スイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲ、およびキャパシタＣ１に流れる電流Ｉ＿Ｃ１となる。

図５に示したように、直流電流Ｉ＿ＤＣは、常に１．０［Ａ］の電流が流れる。また、スイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲは、時刻が０．０［ｓ］から０．５［ｓ］の間はスイッチング素子１２がオフであるので、電流が流れず０．０［Ａ］である。時刻が０．５［ｓ］から１．０［ｓ］の間はスイッチング素子１２がオンになり、急峻にスイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲが立ち上がる。およそ０．８［ｓ］付近でスイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲはピークとなり、徐々に低下した後に、時刻が１．０［ｓ］になると再びスイッチング素子１２がオフになり、スイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲは０．０［Ａ］となる。

キャパシタＣ１に流れる電流Ｉ＿Ｃ１は、時刻０．０［ｓ］では約２．０［Ａ］である。しかし、時刻が０．０［ｓ］から０．５［ｓ］の間にスイッチング素子１２がオフになると、約−０．９［Ａ］まで降下した後に０．０［Ａ］に戻る。時刻が０．５［ｓ］から１．０［ｓ］の間はスイッチング素子１２がオンになり、スイッチング素子１２に電流が流れる一方で、キャパシタＣ１に流れる電流Ｉ＿Ｃ１は０．０［Ａ］となる。

図５に示したスイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲ、およびキャパシタＣ１に流れる電流Ｉ＿Ｃ１を併せると、中心が１．０［Ａ］の正弦波となっている。この正弦波は、直流電流Ｉ＿ＤＣから、キャパシタＣ２およびインダクタＬ２からなる直列共振器１３に流れる電流Ｉ＿ＯＵＴを引いた残りを示している。また正弦波のオフセットの１．０［Ａ］は、チョークコイル１１に流れる直流電流Ｉ＿ＤＣと等しい値となっている。

なお、キャパシタＣ１は直流電流を通さないので、キャパシタＣ１に流れる電流Ｉ＿Ｃ１を時刻０．０［ｓ］から０．５［ｓ］の間で積分すると０．０［Ａ］となる。電流Ｉ＿Ｃ１によってキャパシタＣ１に蓄積された電荷量に比例して、ノードＡには電圧が発生する。従って、ノードＡの電圧は、時刻０．０［ｓ］の時点でスイッチング素子１２がオフになると、キャパシタＣ１への電荷の蓄積に伴って０．０［Ｖ］から急峻に上昇し、電流Ｉ＿Ｃ１の波形が０になる時点でピークに達する。その後はノードＡの電圧は下降し、時刻０．５［ｓ］の時点で再び０．０［Ｖ］に戻る。このノードＡの電圧は、オフ状態のスイッチング素子１２に印加されるスイッチング素子電圧Ｖ＿ＴＲとなる。

整理すると、スイッチング素子１２には、オン状態の場合に電流が流れ、スイッチング素子１２がオン状態の場合に印加される電圧は０．０［Ｖ］である。そして、スイッチング素子１２がオフ状態の場合に電流は流れず、スイッチング素子１２がオフ状態の場合に印加される電圧は時々刻々と変化する。これがＺＶＳである。

図６は、スイッチング素子１２に印加されるスイッチング素子電圧Ｖ＿ＴＲと、スイッチング素子１２に流れるスイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲとを、それぞれ正規化したものをグラフで示す説明図である。図６に示したグラフでは、実線が電源電圧Ｖ＿ＤＤで正規化したスイッチング素子電圧Ｖ＿ＴＲであり、点線が直流電流Ｉ＿ＤＣで正規化したスイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲである。そして、図６にはＺＶＳの様子が現れている。

このように、従来のＥ級増幅器ではチョークコイルが使われている。しかし、チョークコイルを用いるとインダクタが大型化してしまうという問題があった。この問題は、小型化や消費電力の低減を目指す機器にＥ級増幅器を用いる場合に、小型化や消費電力の低減の際の妨げとなってしまう。この問題を解決するための技術として、上述したように、チョークコイルをフィルタに置き換える技術が特許文献１で開示されている

図７は、特許文献１で開示された、従来のチョークコイルを用いないＥ級増幅器２０の構成について示す説明図である。図７に示したように、Ｅ級増幅器２０は、フィルタ２１と、スイッチング素子２２と、キャパシタＣ１と、直列共振器２３と、移相コイルＬｘと、負荷抵抗Ｒと、を含んで構成される。フィルタ２１は、インダクタＬＦ１、ＬＦ２と、キャパシタＣＦ１と、を含んで構成され、また直列共振器２３は、キャパシタＣ２と、インダクタＬ２と、を含んで構成される。

特許文献１によれば、フィルタ２１に含まれるインダクタＬＦ１およびキャパシタＣＦ１、並びにインダクタＬＦ２とキャパシタＣ１とが、２周波共振フィルタとして動作する旨が記載されている。第２高調波ではフィルタ２１のインピーダンスが−１／ｊωＣ１となる。一方キャパシタＣ１のインピーダンスは１／ｊωＣ１であるから、フィルタ２１とキャパシタＣ１との並列合成インピーダンスは、第２高調波において無限大、つまりオープンになり、第３高調波ではフィルタ２１がショートになる。

ここで、下記の表１に、図５に示したスイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲおよびキャパシタＣ１に流れる電流Ｉ＿Ｃ１を、９次高調波までフーリエ変換して周波数成分を求めたものを示す。

表１から明らかなように、スイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲには直流成分並びに基本波および高調波成分が含まれる。一方、キャパシタＣ１に流れる電流Ｉ＿Ｃ１には直流成分が含まれない。これは、キャパシタＣ１は直流電流を流さないからである。また表１から、Ｉ＿ＴＲとＩ＿Ｃ１の高調波成分は全て同じ大きさであり、位相が１８０度異なっている。その結果、Ｉ＿ＴＲとＩ＿Ｃ１合計では、直流成分と基本波成分だけが残り、高調波成分はゼロになっていることが分かる。

表１に示したような周波数成分が生じていることは、図３を用いて以下のように説明することが出来る。Ｅ級増幅器１０では、キャパシタＣ２とインダクタＬ２からなる基本波直列共振フィルタによって、基本波電流Ｉ＿ＯＵＴの連続的な流れが生じている。基本波電流Ｉ＿ＯＵＴの経路にあるのがスイッチング素子１２とキャパシタＣ１であり、スイッチング素子１２が図４に示した矩形波によってオンとオフにスイッチングされる。従って、基本波電流Ｉ＿ＯＵＴはスイッチング素子１２とキャパシタＣ１に時間率で５０％に時分割される。時間領域でのスイッチングは乗算であるから、矩形波の持つ高次高調波との周波数ミキシングによって、スイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲとキャパシタＣ１に流れる電流Ｉ＿Ｃ１は、表１に示したような高次高調波成分が生じる。

図８は、表１に示したスイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲおよびキャパシタＣ１に流れる電流Ｉ＿Ｃ１の周波数成分の大きさをグラフで示す説明図である。図８に示したグラフは、横軸に次数、縦軸にパワー・スペクトル密度を示している。図８に示したように、Ｉ＿ＴＲとＩ＿Ｃ１を合計した基本波成分の大きさに比べて、Ｉ＿ＴＲとＩ＿Ｃ１に含まれる３次以上の高調波成分のパワー・スペクトル密度は約−２０ｄＢと小さいことが分かる。一方、基本波及び２次高調波成分のパワー・スペクトル密度は−２〜−１１ｄＢ程度である。従って、３次以上の高調波成分を失っても僅かな損失で済むが、基本波及び２次高調波成分は無視できない大きさであるため、Ｅ級増幅器においてはこれらの成分を失うことはできない。

しかし、図７に示したＥ級増幅器２０では、スイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲに含まれていた２次高調波成分が、フィルタ２１とキャパシタＣ１との共振によって流れを阻止されてしまうので、図６に示したスイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲの電流波形が大幅に変形してしまう。その結果として、図５に示したＥ級増幅器２０では、Ｅ級増幅器の高効率性が損なわれる可能性がある。

そこで、本発明においては、高効率性を損なうことなく、チョークコイルを無くすことで、Ｅ級増幅器の小型化を図ることを目的とする。

＜２．本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器＞
［２−１．本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器の構成］
図１は、本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００の構成について示す説明図である。以下、図１を用いて本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００の構成について説明する。

図１に示したように、本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００は、基本波阻止フィルタ１０１と、２倍高調波阻止フィルタ１０２と、スイッチング素子１０４と、キャパシタＣ１と、直列共振器１０６と、移相コイルＬｘと、負荷抵抗Ｒと、を含んで構成される。基本波阻止フィルタ１０１は、インダクタＬＦ１と、キャパシタＣＦ１と、を含んで構成され、２倍高調波阻止フィルタ１０２は、インダクタＬＦ２と、キャパシタＣＦ２と、を含んで構成される。また直列共振器１０６は、キャパシタＣ２と、インダクタＬ２と、を含んで構成される。

本実施形態にかかる基本波阻止フィルタ１０１および２倍高調波阻止フィルタ１０２は、図１に示したように、ＬＣ並列共振回路を用いている。基本波阻止フィルタ１０１と２倍高調波阻止フィルタ１０２は、それぞれ電源ＶＤＤからの準直流電流Ｉ_ＤＣ’を供給し、電源ＶＤＤから供給される電流の内、基本波成分および２倍高調波成分を遮断する働きを有する。従って、基本波阻止フィルタ１０１および２倍高調波阻止フィルタ１０２は、スイッチング素子１０４およびキャパシタＣ１に流れる電流の両方に対し、基本波および２倍高調波を遮断する役割を有している。ここで「準直流」とは、完全な直流ではなく、僅かに交流成分を含んでいることをいう。なお、基本波阻止フィルタ１０１および２倍高調波阻止フィルタ１０２におけるキャパシタ及びインダクタは、基本波成分および２倍高調波成分を遮断することができるものであれば、任意のキャパシタンスやインダクタンスのものを用いてもよい。

スイッチング素子１０４は、バイポーラトランジスタや電界効果トランジスタその他のスイッチング素子を用いることができる。スイッチング素子１０４は、図４に示したデューティ比が５０％の矩形波に応じてオンとオフを繰り返す素子である。スイッチング素子１０４がオンの場合にはスイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲが流れ、スイッチング素子１０４がオフの場合には電流が流れない。

キャパシタＣ１には、スイッチング素子１０４がオフの場合に、基本波阻止フィルタ１０１および２倍高調波阻止フィルタ１０２からの電流が流れ込む。そのときキャパシタＣ１に流れる電流をＩ＿Ｃ１とする。

キャパシタＣ２およびインダクタＬ２からなる直列共振器１０６は、キャパシタＣ２およびインダクタＬ２によって規定される動作周波数の出力電流Ｉ＿ＯＵＴを通過させ、当該動作周波数以外の周波数ではオープンとなるバンドパスフィルタの働きを有する。移相コイルＬｘは、出力電流Ｉ＿ＯＵＴに対して基本波の電圧と電流を移相するためのリアクタンスである。移相コイルＬｘはＥ級増幅器に必要となる位相条件を満たすために設けられるものである。負荷抵抗Ｒは、移相コイルＬｘによって移相された電流を消費する。

以上、本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００の構成について説明した。次に、本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００の動作について説明する。

［２−２．本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器の動作］
本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００の動作を説明するにあたって、図１に示したＥ級増幅器１００の各素子の定数を求める数式を以下に示す。電源電圧をＶＤＤ、出力電力をＰｏ、角周波数をω、直列共振器１０６の負荷ＱをＱＬ２とした。これらの数式は、非特許文献２によって導出された数式を適宜変形したものである。

・・・（数式１）

・・・（数式２）

・・・（数式３）

・・・（数式４）

・・・（数式５）

図１に示したＥ級増幅器１００が、図５に示したＥ級増幅器２０と大きく異なるのは、基本波阻止フィルタ１０１および２倍高調波阻止フィルタ１０２が、キャパシタＣ１とは共振関係にないという点である。これはすなわち、キャパシタＣ１に流れる電流Ｉ＿Ｃ１に含まれる基本波成分と２倍高調波成分が損なわれないことを意味する。従って、図１に示したＥ級増幅器１００は、スイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲおよびキャパシタＣ１に流れる電流Ｉ＿Ｃ１に含まれる基本波成分と２倍高調波成分を損なわないので、図５に示したＥ級増幅器２０と比べて効率が改善されるという効果がある。

図１に示したＥ級増幅器１００における、基本波阻止フィルタ１０１と２倍高調波阻止フィルタ１０２に用いられているインダクタのインピーダンスは、負荷抵抗Ｒのインピーダンスの数倍程度であってもよい。より具体的には、基本波阻止フィルタ１０１と２倍高調波阻止フィルタ１０２に用いられているインダクタのインピーダンスは、負荷抵抗Ｒのインピーダンスの１倍以上１０倍以下のものを用いることができる。従来のＥ級増幅器では、一般に、チョークコイルは、負荷抵抗の２０倍程度のインピーダンスを有するものが用いられている。これに比べて本実施形態にかかるＥ級増幅器１００では、大幅にインダクタが小型化できるという効果もある。

なお、図１では、基本波阻止フィルタ１０１、２倍高調波阻止フィルタ１０２の順にフィルタを設けたが、本発明においてはこれらのフィルタの順序は逆であっても良いことは言うまでも無い。また、本実施形態においては、基本波阻止フィルタ１０１および２倍高調波阻止フィルタ１０２にはＬＣ並列共振回路を用いているが、本発明はかかる例に限定されないことは言うまでもない。すなわち、電源ＶＤＤから供給される電流の内、基本波が含まれた電流と２倍高調波が含まれた電流を阻止する働きを有するものであれば、本発明の増幅器は図１に示した構成に限定されないことは言うまでもない。

＜３．本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器を備えた通信装置＞
次に、本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００を備えた通信装置について説明する。図２は、本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００を備えた通信装置２００について示す説明図である。図２には、Ｅ級増幅器１００を備えた送信側の通信装置２００の他に、受信側の通信装置３００を併せて示している。

図２に示したように、通信装置２００は、Ｅ級増幅器１００と、Ｅ級増幅器１００に電圧ＶＤＤを供給する電源２２０と、Ｅ級増幅器１００のスイッチング素子１０４のスイッチングを制御する交流電源２３０と、を含んで構成される。通信装置２００は、通信装置３００に対して、無線による電力の伝送を行う装置である。通信装置２００において、Ｅ級増幅器１００で電力を増幅し、通信装置２００に備えられるアンテナ２１０から、通信装置３００に備えられるアンテナ３１０に対して電波を送信する。通信装置３００では、アンテナ３１０で受信した電波を復調することで電力を受け取ることができる。

このように、本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００を通信装置２００に適用することで、無線による電力伝送の際の効率を向上させることができる。以上、本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００を備えた通信装置について説明した。なお、本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００を備える通信装置の構成は、図５に示したものに限られないことは言うまでもない。

＜４．まとめ＞
以上説明したように、本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００は、従来用いられたチョークコイルを、基本波阻止フィルタ１０１および２倍高調波阻止フィルタ１０２に置き換える。チョークコイルを基本波阻止フィルタ１０１および２倍高調波阻止フィルタ１０２に置き換えることで、従来のＥ級増幅器と比較してもＥ級増幅器としての効率を損なわず、また従来のＥ級増幅器と比較してインダクタを小型化することができる。

以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は係る例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

本発明は、増幅器および通信装置に関し、特にＥ級増幅器およびＥ級増幅器を備えた通信装置に適用可能である。

本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００の構成について示す説明図である。 本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００を備えた通信装置２００について示す説明図である。 従来の一般的なＥ級増幅器１０の回路構成について示す説明図である。 スイッチング素子に印加する信号の波形について示す説明図である。 スイッチング素子電流およびキャパシタＣ１に流れる電流について示す説明図である。 スイッチング素子電圧およびスイッチング素子電流を、それぞれ正規化したものをグラフで示す説明図である。 従来のチョークコイルを用いないＥ級増幅器２０の構成について示す説明図である。 スイッチング素子電流およびキャパシタＣ１に流れる電流の周波数成分の大きさをグラフで示す説明図である。

符号の説明

１０、２０、１００ Ｅ級増幅器
１１ チョークコイル
１２、２２、１０４ スイッチング素子
１０１ 基本波阻止フィルタ
１０２ ２倍高調波阻止フィルタ
２００、３００ 通信装置
Ｃ１、Ｃ２、ＣＦ１、ＣＦ２ キャパシタ
１３、２３、１０６ 直列共振器
Ｌｘ 移相コイル
Ｒ 負荷抵抗
Ｌ２、ＬＦ１、ＬＦ２ インダクタ

Claims (6)

1. 電源からの供給電流に含まれる基本波成分および２次高調波成分を遮断するフィルタ回路と、
   前記フィルタ回路と接地電位との間に接続されるスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子と並列に接続され、前記フィルタ回路と前記接地電位との間に接続されるキャパシタと、
   を備える、増幅器。
2. 前記フィルタ回路は、
   前記供給電流に含まれる基本波成分を遮断する基本波遮断回路と、
   前記供給電流に含まれる２次高調波成分を遮断する２次高調波遮断回路と、
   を含む、請求項１に記載の増幅器。
3. 前記基本波遮断回路および前記２次高調波遮断回路は、それぞれＬＣ並列共振回路である、請求項２に記載の増幅器。
4. 前記フィルタ回路からの電流を消費する負荷抵抗をさらに備え、
   前記基本波遮断回路および前記２次高調波遮断回路に含まれるインダクタのインピーダンスは、前記負荷抵抗のインピーダンスの１倍以上１０倍以下である、請求項３に記載の増幅器。
5. 前記基本波遮断回路および前記２次高調波遮断回路は、前記キャパシタとは共振しない、請求項３に記載の増幅器。
6. 請求項１に記載の増幅器を備える、通信装置。
   

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