JP2010200430A - 電動機の駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】磁石温度の変動によるトルク段差の発生を抑制できる電動機の駆動制御装置を提供する。
【解決手段】トルク指令値に応じた所定振幅および所定位相の正弦波電流を交流電動機に供給するＰＷＭ電流制御モードと、トルク指令値に応じた前記所定位相から外れた位相を有する交流電流を前記交流電動機に供給する電圧位相制御モードとを切り換える制御切換手段１５と、前記交流電動機の永久磁石の温度を推定する磁石温度推定手段９と、電圧振幅に段差を設けて前記電圧位相制御から前記ＰＷＭ電流制御へ切り換える場合に、前記磁石温度推定手段により推定した永久磁石の温度から前記電圧位相制御時のトルクと前記ＰＷＭ電流制御時のトルクを算出し、これらのトルクが等しくなるように前記ＰＷＭ電流制御時のトルク指令値を補正する補正手段１０と、を備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電動機の駆動制御装置に関するものである。

トルク指令に応じた振幅及び位相の正弦波電流を電動機に供給するＰＷＭ電流制御と、トルク指令に応じた所定位相から外れた位相の交流電流を電動機に供給する電圧位相制御とをトルク指令に応じて切り換える電動機の駆動制御装置が知られている（特許文献１）。

この電動機の駆動制御装置では、電圧位相制御により駆動制御されている状態において、電動機に供給される交流電流の電流位相と、トルク指令に応じた所定位相に対応する制御切換位相との進み及び遅れの関係が逆転したときに、ＰＷＭ電流制御制御に切り換えられる。

特開２００１−７８４９５号公報

上記従来の電動機の駆動制御装置では、電圧位相制御とＰＷＭ電流制御との頻繁な切り換えを防止するために、切り換え閾値をずらしてヒステリシスを設けてもよいとされている（特許文献１の段落[００４１]）。

しかしながら、ヒステリシスを設けるために切り換え閾値をずらすと、電動機の永久磁石の温度が変動した場合にトルク段差が発生するという問題があった。
本発明が解決しようとする課題は、磁石温度の変動によるトルク段差の発生を抑制できる電動機の駆動制御装置を提供することである。

本発明は、交流電動機の永久磁石の温度を推定し、電圧位相制御時のトルクとＰＷＭ電流制御時のトルクを算出して切換後のトルク指令値を補正することによって上記課題を解決する。

本発明によれば、交流電動機の永久磁石の温度を推定し、電圧位相制御時のトルクとＰＷＭ電流制御時のトルクを算出するので、切換前後のトルク値が等しくなるように補正することができ、永久磁石の温度の変動によるトルク段差の発生を抑制することができる。

本発明の一実施の形態に係る電動機の駆動制御装置を示すブロック図である。 図１の駆動制御装置のうち、ＰＷＭ電流制御に関する構成を示すブロック図である。 図１の駆動制御装置のうち、電圧位相制御に関する構成を示すブロック図である。 図１の電動機の駆動制御装置におけるｄｑ軸電流と制御との関係を示すグラフである。 図１の電動機の駆動制御装置におけるトルク−回転数と制御との関係を示すグラフである。 図１の電動機の駆動制御装置における電流・電圧−回転数と制御との関係を示すグラフである。 図１の電動機の駆動制御装置においてヒステリシスを設定した場合のｄｑ軸電流と制御との関係を示すグラフである。 図１の電動機の駆動制御装置においてヒステリシスを設定した場合のトルク−回転数と制御との関係を示すグラフである。 図１の電動機の駆動制御装置における制御の切換状態であって磁石温度が変動しない場合を示すグラフである。 図１の電動機の駆動制御装置における制御の切換状態であってトルク指令値を磁石温度に基づいて補正しない場合を示すグラフである。 図１の電動機の駆動制御装置における制御の切換状態であってトルク指令値を磁石温度に基づいて補正した場合を示すグラフである。 図１の電動機の駆動制御装置における補正トルク−回転数の関係を示すグラフである。 図１の電動機の駆動制御装置における補正トルク−時間の関係を示すグラフである。

以下、上記発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

図１は、本実施形態に係る電動機の駆動制御装置の全体を示すブロック図、図２は、図１の構成のうちＰＷＭ電流制御の構成を抽出して示すブロック図、図３は、図１の構成のうち電圧位相制御の構成を抽出して示すブロック図である。

図１に示す本実施形態の電動機の駆動制御装置は、たとえば電気自動車に搭載されて三相交流電動機Ｍを駆動制御するものであり、ＰＷＭ電流制御と電圧位相制御の２つの制御モードを備える。ＰＷＭ電流制御モードと電圧位相制御モードとは、制御切換部１５により切り換えられる。

図２に示すＰＷＭ電流制御モードにおいては、制御マップ１１は、トルク指令値Ｔ^＊［Ｎ・ｍ］と、電動機Ｍの回転子角速度（電気角）である回転数ω［ｒａｄ／ｓ］と、電源１の直流電圧Ｖdc［Ｖ］とから、交流電動機Ｍのｄ軸およびｑ軸の電流目標値ｉ^＊ _ｄ［Ａ］，ｉ^＊ _ｑ［Ａ］を予め設定された制御マップから求める。
電流制御演算部１３は、交流電動機Ｍのｄ軸およびｑ軸について、下記数式１によりｄ軸電圧指令値ν^＊ _ｄ及びｑ軸電圧指令値ν^＊ _ｑを出力する。

但し、上記数式１において、ν^＊ _ｄはｄ軸電圧指令値［Ｖ］、ｉ_ｄはｄ軸電流値［Ａ］、ν^＊ _ｑはｑ軸電圧指令値［Ｖ］、ｉ_ｑはｑ軸電流値［Ａ］、Ｋ_ｐｄはｄ軸比例ゲイン、Ｋ_ｐｑはｑ軸比例ゲイン、Ｋ_ｉｄはｄ軸積分ゲイン、Ｋ_ｉｑはｑ軸積分ゲイン、ｓはラプラス演算子である。なお、非干渉制御を用いてもよい。
ｄｑ-三相変換部５は、電流制御演算部１３により演算されたｄ軸電圧指令値ν^＊ _ｄ及びｑ軸電圧指令値ν^＊ _ｑを下記数式２により三相電圧指令値ν^＊ _ｕ，ν^＊ _ｖ，ν^＊ _ｗに変換する。

但し、上記数式２において、ν^＊ _ｕはｕ相電圧指令値［Ｖ］、ν^＊ _ｖはｖ相電圧指令値［Ｖ］、ν^＊ _ｗはｗ相電圧指令値［Ｖ］、θは電動機Ｍの回転子位相（電気角）［ｒａｄ］である。なお、θは遅れ補償をした値を用いてもよい。
ＰＷＭ変換部４は、ｄｑ−三相変換部５により演算された電圧指令値ν^＊ _ｕ，ν^＊ _ｖ，ν^＊ _ｗを下記数式３によりＰＷＭ信号ｔ_ｕ，ｔ_ｖ，ｔ_ｗに変換する。

但し、上記数式３において、Ｔ_０はＰＷＭキャリア周期［ｓ］、ｔ_ｕはｕ相パルス幅［ｓ］、ｔ_ｖはｖ相パルス幅［ｓ］、ｔ_ｗはｗ相パルス幅［ｓ］である。
デッドタイム補償部３は、インバータ２から電動機Ｍへ出力されるｕ相電流値をｉ_ｕ［Ａ］、ｖ相電流値をｉ_ｖ［Ａ］、ｗ相電流値をｉ_ｗ［Ａ］としたときに、これら三相電流値（ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）によって決まる補償値を予め設定された制御マップから求め、それぞれのパルス幅ｔ_ｕ，ｔ_ｖ，ｔ_ｗに加える。
なお、三相電流値（ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）は、ｄ−ｑ軸電流目標値を三相変換した三相電流目標値でもよいし、ｄ−ｑ軸電流目標値に電流応答相当のフィルタをかけたｄ−ｑ軸電流推定値を三相変換した三相電流推定値でもよい。
この後、ｕ相電圧値をν_ｕ［Ｖ］、ｖ相電圧値をν_ｖ［Ｖ］、ｗ相電圧値をν_ｗ［Ｖ］としたときに、ＰＷＭ指令（パルス幅）に従ってインバータを駆動することにより、電動機Ｍに電圧ν_ｕ，ν_ｖ，ν_ｗを印加して駆動する。

三相-ｄｑ変換部６は、下記数式４によりインバータ２から電動機Ｍに出力される三相電流値ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗをｄ−ｑ軸電流値ｉ_ｄ，ｉ_ｑに変換する。

なお、インバータ２から電動機Ｍに出力される三相電流値ｉ_ｕ［Ａ］，ｉ_ｖ［Ａ］，ｉ_ｗ［Ａ］は電流センサにより検出することができ、電動機Ｍの回転子位相（電気角）θ［ｒａｄ］は、レゾルバやエンコーダなどの位置検出器により検出することができ、電動機Ｍの回転子角速度（電気角）ω［ｒａｄ／ｓ］は、微分回路８にて上記θ［ｒａｄ］を微分することにより演算で求めることができる。

次に図３に示す電圧位相制御モードにおいて、制御マップ１２はトルク指令値Ｔ^＊［Ｎ・ｍ］と、電動機Ｍの回転子角速度（電気角）である回転数ω［ｒａｄ／ｓ］と、電源１の直流電圧Ｖdc［Ｖ］とから、電圧振幅Ｖａ［Ｖ］と電圧位相α［°］を予め設定された制御マップから求める。

電圧指令値演算部１４は、下記数式５によりｄ軸電圧指令値ν^＊ _ｄ及びｑ軸電圧指令値ν^＊ _ｑを出力する。

この後のｄｑ−三相変換部５、ＰＷＭ変換部４、デッドタイム補償部３は上述したＰＷＭ電流制御モードと同じ処理を行い、ＰＷＭ指令（パルス幅）に従ってインバータを駆動することにより、電動機Ｍに電圧ν_ｕ，ν_ｖ，ν_ｗを印加して駆動する。

さて、電動機のトルク式は下記数式６、ｄｑ軸電圧方程式（定常状態）は下記数式７で表わされる。

但し、上記数式６においてｐは電動機Ｍの極対数、Φａは磁石磁束［Ｗｅｂ］、Ｌｄはｄ軸インダクタンス［Ｈ］、Ｌｑはｑ軸インダクタンス［Ｈ］、上記数式７においてＲａは巻線抵抗［Ω］である。

また、電動機Ｍの永久磁石の磁束Φａは磁石の温度によって変動し、磁石温度が高くなるほど磁束は小さくなり、磁石温度が低くなるほど磁束は大きくなることが知られている。

このため、ＰＷＭ電流制御や電圧位相制御に使用する制御マップ１１，１２は、ある特定の磁石温度で取得するため、ＰＷＭ電流制御モードでは、上記数式６から明らかなように磁石磁束Φａの変化分だけトルクＴが変動する。また、電圧位相制御モードでは、数式７からも明らかなように磁石磁束Φａが変化したことで電流値も変化するため、同じ磁石温度の変化でもＰＷＭ電流制御モードと電圧位相制御モードでは出力トルクが異なる。

図１に戻り、本例の切換制御部１５は、電流ベクトルを用いて電圧位相制御モードからＰＷＭ電流制御モードへの切換を行う。図４にｄｑ軸電流値と制御との関係、図５に回転数−トルクと制御との関係を示す。図６に回転数と電圧・電流との関係を示す。

図６に示すようにＰＷＭ電流制御モードであるＣ点からＡ点まで回転数が上昇すると電圧が増加し、ある閾値を越えた際に電圧位相制御モードに切り換わる。また、図４に示すように、電圧位相制御モードではＰＷＭ電流制御モードの電流ベクトルよりもｄ軸電流が多く流れている。

そして、図５に示すように電圧位相制御モードであるＡ点からＣ点まで回転数が変化すると、図４のｄｑ軸電流はＰＷＭ電流制御線（制御マップ１１で演算されるｄｑ軸電流指令値の線）に近づき、ＰＷＭ電流制御線に達したときに電圧位相制御モードからＰＷＭ電流制御モードへ切り換わることになる。
ところで、切換制御部１５にて以上のような切換判定を行うと、回転数の変動やセンサの誤差等により、両モード間での切り換え、いわゆるハンチング現象が頻繁に発生する。
そこで、こうした頻繁な切換を防止するため、本例の切換制御部１５では、図７に示すようにＰＷＭ電流制御線よりもｄ軸電流値をヒステリシス分だけ大きくした切換閾値線Ｐを設定する。この線と電圧位相制御モード時の電流値の交点時の回転数をＤ点とする。
図８はこのように切換閾値線Ｐを設定した場合の回転数−トルクと制御との関係を示すグラフであり、Ｄ点の回転数はＢ点の回転数よりも小さい。したがって、Ｄ点で電圧位相制御モードからＰＷＭ電流制御モードに切換えると電圧に段差ができるので、これにより頻繁な切り換えを抑制することができる。
さて、電圧位相制御モードとＰＷＭ電流制御モードとの切換制御において図７に示す切換閾値線ＰをＰＭＷ電流制御線からｄ軸電流が増加するｄ軸方向にずらすことで、頻繁な切換を抑制することができるものの、電動機Ｍの永久磁石の温度が変動すると制御モード切換時にトルク段差が発生するという新たな問題が生じる。
この磁石温度変化に対する制御モード切換時のトルク段差について説明する。
図９は、磁石温度が変動しない場合、すなわち制御マップ１１，１２を取得した磁石温度で変化しない場合に、Ａ→Ｂ→Ｄ→Ｃと回転数が変化したときのトルク指令値、出力トルク、電圧、電流を示すグラフである。この場合は、図９に示すように、出力トルクが、ＰＷＭ電流制御モードでも電圧位相制御モードでも、トルク指令値どおりであるため出力トルクの段差は発生しない。
これに対し、図１０は磁石温度が変動した場合、すなわち磁石温度が制御マップ１１,１２を取得したときの磁石温度より高くなって磁石磁束が低減した場合に、Ａ→Ｂ→Ｄ→Ｃと回転数が変化したときのトルク指令値、出力トルク、電圧、電流を示すグラフである。この場合は、図１０に示すように、磁石温度が変動すると電圧位相制御モードの出力トルクはトルク指令値どおりではなくなる。この状態で回転数が下がってＤ点となってＰＷＭ電流制御に切り換わると、ＰＷＭ電流制御モードの出力トルクは電圧位相制御モードの出力トルクとは異なるため、切換の瞬間に出力トルクの段差が発生する。

そこで、本実施形態を適用したトルク補正演算部１０を説明する。図１１は、磁石温度が変動した場合、すなわち磁石温度が制御マップ１１,１２を取得した磁石温度より高くなって磁石磁束が低減した場合に、Ａ→Ｂ→Ｄ→Ｃと回転数が変化したときのトルク指令値、出力トルク、電圧、電流を示すグラフである。本例の場合は、図１１に示すように、図１０の例と同じく電圧位相制御モードの出力トルクはトルク指令値どおりではない。

しかし、この状態で回転数が下がってＤ点となって切換条件が成立したときに、トルク補正演算部１０にて磁石温度の変動による磁束の変動を考慮した補正トルクを演算し、これをトルク指令値に加算し、補正後トルク指令値を用いてＰＷＭ電流制御モードの制御マップ１１から電流指令値を演算する。

これにより、図１１に示すように出力トルクがトルク指令値とは異なっても、制御モードの切換時の出力トルクの段差を抑制することができる。

ここで、磁石温度は磁石温度推定部９にて推定演算され、電力、回転数、電圧位相、電圧振幅から推定することができる。また補正トルクは、上述したとおりトルク補正演算部１０にて演算され、推定された磁石温度を用いた電圧位相制御モードの推定トルクＴ１と、推定された磁石温度を用いたＰＷＭ電流制御モードの推定トルクＴ２とが一致するような電流値（図７のＰＷＭ電流制御線上の値）を算出して演算することができる。

ちなみに、電圧位相制御モードの推定トルクから磁石温度(磁石磁束)を推定する一例を説明する。

電動機のトルク式は下記数式８、定常状態の電圧方程式は下記数式９のとおりである（既述した数式６及び数式７と同じ）。

ここで電圧位相制御モードの電圧振幅と位相をＶ_ａ・αとすると下記数式１０が成立する。

上記数式９をｉ_ｄで整理すると、下記数式１１となる。

上記数式１１からｉ_ｄを消去してｉ_ｑで整理すると、

さらに上記数式１２を変形して、

さらに上記数式１３を整理して、

電動機Ｍの回転子角速度（電気角）ω［ｒａｄ／ｓ］、ｄ軸インダクタンスＬｄ［Ｈ］、ｑ軸インダクタンスＬｑ［Ｈ］、巻線抵抗Ｒａ［Ω］が既知であるとすると、上記数式１４はＡ，Ｂを定数として下記数式１５のように整理できる。

このｉ_ｑと同様にしてｉ_ｄは下記数式１６のように整理できる。

電動機Ｍの回転子角速度（電気角）ω［ｒａｄ／ｓ］、ｄ軸インダクタンスＬｄ［Ｈ］、ｑ軸インダクタンスＬｑ［Ｈ］、巻線抵抗Ｒａ［Ω］が既知であるとすると、上記数式１６はＣ，Ｄを定数として下記数式１７のように整理できる。

上記数式１５及び数式１７を電動機のトルク式（数式８）に代入すると、

一方、現在のトルクＴを電力Ｐと回転数ωから推定し、上記数式１８に代入すると下記数式１９のようになる。

この数式１９を磁束Φａで解くことにより、現在の推定トルクから磁石磁束の推定し、この磁石磁束の推定値と基準磁石磁束(基準温度時の磁石磁束)を用いることにより磁石温度を推定することができる。

なお本例において、電力はｄｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑと、ｄｑ軸電圧指令値ν^＊ _ｄ，ν^＊ _ｑを用いた下記数式２０から算出してもよいし、あるいは三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと三相電圧指令値ν^＊ _ｕ，ν^＊ _ｖ，ν^＊ _ｗから下記数式２１を用いて算出してもよい。

なお、本例では制御モードの切換判定に電流ベクトルを用いたが、トルク指令値、直流電圧および磁石温度から求めた回転数閾値を測定したモータ回転数が下回った場合に切り換えてもよい。

また、制御モード切換時の出力トルクの段差を抑制するために、補正トルクをトルク指令値に加算したが、図１２に示すように電動機Ｍの回転数に応じてゼロに漸近させる補正トルクにしてもよい。また、図１３に示すように補正トルクを時間に応じてゼロに漸近させる補正トルクにしてもよい。

以上のとおり、本実施形態の駆動制御装置によれば、図１に示すトルク補正演算部１０により電圧位相制御モードとＰＷＭ電流制御モードの出力トルクが等しくなり、その結果、出力トルクの段差が生じることなく電圧位相制御モードとＰＷＭ電流制御モードとを切り換えることができる。

また、電圧位相制御モードの電流ベクトルが閾値に達したときに電圧位相制御モードからＰＷＭ電流制御モードへ切り換えるので、電流値のみにより切り換えを行うことができる。

また、回転数、トルク指令値、直流電圧及び推定した磁石温度を用いて電圧位相制御モードからＰＷＭ電流制御モードへ切り換えるので、トルク指令値、直流電圧、磁石温度の変動が影響することなく、最適なタイミングで切り換えることができる。

また、トルク指令値を補正しているトルク値（補正トルク）を回転数の関数としてゼロに漸近させることで、トルク指令値どおりの電流指令値を演算することが可能となる。

また、トルク指令値を補正しているトルク値（補正トルク）を時間の関数としてゼロに漸近させることで、トルク指令値どおりの電流指令値を演算することが可能となる。

また、ＰＷＭ電流制御モード時に電動機に印加されている交流電圧の振幅が閾値に達したときにＰＷＭ電流制御モードから電圧位相制御モードへ切換えることで、電圧、電流、トルクの変動が生じることなく、ＰＷＭ電流制御モードから電圧位相制御モードへ切り換えることができる。

なお、本例の図２の構成が本発明のＰＷＭ電流制御手段に相当し、本例の図３の構成が本発明の電圧位相制御手段に相当し、本例の制御切換部１５が本発明の制御切換手段に相当し、本例の磁石温度推定部９が本発明の磁石温度推定手段に相当し、本例のトルク補正演算部１０が本発明の補正手段に相当する。

Ｍ…電動機
１…直流電源
２…インバータ
３…デッドタイム補償部
４…ＰＷＭ変換部
５…ｄｑ−三相変換部
６…三相−ｄｑ変換部
７…電力演算部
８…微分回路
９…磁石温度推定部
１０…トルク補正演算部
１１，１２…制御マップ
１３…電流制御演算部
１４…電圧指令値演算部
１５…制御切換部
１６…加算器

Claims (7)

1. トルク指令値に応じた所定振幅および所定位相の正弦波電流を交流電動機に供給するＰＷＭ電流制御手段と、
   トルク指令値に応じた前記所定位相から外れた位相を有する交流電流を前記交流電動機に供給する電圧位相制御手段と、
   前記ＰＷＭ電流制御手段によるＰＷＭ電流制御と、前記電圧位相制御手段による電圧位相制御とを切り換える制御切換手段と、
   前記交流電動機の永久磁石の温度を推定する磁石温度推定手段と、
   電圧振幅に段差を設けて前記電圧位相制御から前記ＰＷＭ電流制御へ切り換える場合に、前記磁石温度推定手段により推定した永久磁石の温度から前記電圧位相制御時のトルクと前記ＰＷＭ電流制御時のトルクを算出し、これらのトルクが等しくなるように前記ＰＷＭ電流制御時のトルク指令値を補正する補正手段と、を備えることを特徴とする電動機の駆動制御装置。
2. 請求項１に記載の電動機の駆動制御装置において、
   ＰＷＭ電流制御手段は、ＰＷＭキャリア信号の所定位相の時点で前記交流電動機の相電流値及び回転角を取り込み、前記相電流値と前記トルク指令値から演算された電流指令値の差及び前記回転角に基づいて電圧指令値を演算し、前記ＰＷＭキャリア信号の次回のキャリア周期における所定位相の時点で電圧指令値を出力し、
   前記電圧位相制御手段は、前記トルク指令値から演算された電圧位相と電圧振幅から電圧指令値を演算し、前記ＰＷＭキャリア信号の次回のキャリア周期における所定位相の時点で電圧指令値を出力することを特徴とする電動機の駆動制御装置。
3. 請求項１又は２に記載の電動機の駆動制御装置において、
   前記制御切換手段は、前記電圧位相制御の電流ベクトルが閾値に達した場合に、前記電圧位相制御から前記ＰＷＭ電流制御への切り換えを行うことを特徴とする電動機の駆動制御装置。
4. 請求項１又は２に記載の電動機の駆動制御装置において、
   前記切換手段は、前記交流電動機の回転数、前記トルク指令値、電源電圧及び前記磁石温度推定手段で推定した永久磁石の温度に基づいて、前記電圧位相制御から前記ＰＷＭ電流制御への切り換えを行うことを特徴とする電動機の駆動制御装置。
5. 請求項１〜５のいずれか一項に記載の電動機の駆動制御装置において、
   前記補正手段は、前記トルク指令値の補正値を前記交流電動機の回転数に応じてゼロに漸近させることを特徴とする電動機の駆動制御装置。
6. 請求項１〜５のいずれか一項に記載の電動機の駆動制御装置において、
   前記補正手段は、前記トルク指令値の補正値を時間に応じてゼロに漸近させることを特徴とする電動機の駆動制御装置。
7. 請求項１〜６のいずれか一項に記載の電動機の駆動制御装置において、
   前記ＰＷＭ電流制御時に前記交流電動機に印加されている交流電圧の振幅が閾値に達した場合は、前記ＰＷＭ電流制御から前記電圧位相制御への切り換えを行うことを特徴とする電動機の駆動制御装置。

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