JP2010504155A - 非侵襲的胸部無線検査用の装置及び方法 - Google Patents

Abstract

被検者から血行動態の、呼吸及び／又はその他の心肺関係のデータを収集するための被検者の非侵襲的胸部無線検査用の無線装置及び方法は、被検者に近接した状態において配置可能であるアンテナと、アンテナから被検者内に約１ミリワット以下の安全なレベルにおいて既定の固定された周波数の変調されていない無線検査信号を送信する無線送信機と、被検者から戻ってきた送信された無線検査信号の反射をアンテナを通じてキャプチャする無線受信機と、を含む。反射のドップラー成分は、キャプチャされた反射から抽出可能なデータを含む。
【選択図】図４

Description

（関連出願に対する相互参照）
本出願は、２００６年９月２１日付けで出願された「Ｍｅｔｈｏｄ ａｎｄ Ａｐｐａｒａｔｕｓ ｆｏｒ Ｎｏｎ−Ｉｎｖａｓｉｖｅ Ｂｉｏ Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ｄｅｔｅｒｍｉｎａｔｉｏｎ」という名称の米国特許出願第６０／８４６，４０３号、２００６年９月２１日付けで出願された「Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｒａｄｉｏ Ｓｉｇｎａｌ Ｒｅｔｕｒｎｓ ｆｒｏｍ Ｔｈｏｒａｃｉｃ Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ ｆｏｒ Ｅｘｔｒａｃｔｉｏｎｓ ｏｆ Ｃａｒｄｉｏｐｕｌｍｏｎａｒｙ Ｄａｔａ」という名称の米国仮特許出願第６０／８４６，４０２号、２００７年９月２０日付けで出願された「Ａｐｐａｒａｔｕｓ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｎｏｎ−Ｉｎｖａｓｉｖｅ Ｔｈｏｒａｃｉｃ Ｒａｄｉｏ Ｉｎｔｅｒｒｏｇａｔｉｏｎ」という名称の米国仮特許出願第６０／９７３，９８５号、２００６年９月２１日付けで出願された「Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ−ａｎｔｅｎｎａ−ｐｒｏｂｅ ｆｏｒ Ｔｈｏｒａｃｉｃ Ｒａｄｉｏ Ｉｎｔｅｒｒｏｇａｔｉｏｎ」という名称の米国仮特許出願第６０／８４６，４０８号、２００７年４月５日付けで出願された「Ａｎｔｅｎｎａ ｆｏｒ Ｔｈｏｒａｃｉｃ Ｒａｄｉｏ Ｉｎｔｅｒｒｏｇａｔｉｏｎ」という名称の米国仮特許出願第６０／９１０，３９４号、及び２００７年９月２０日付けで出願された「Ａｎｔｅｎｎａ ｆｏｒ Ｔｈｏｒａｃｉｃ Ｒａｄｉｏ Ｉｎｔｅｒｒｏｇａｔｉｏｎ」という名称の１３Ｕ２米国仮特許出願第６０／９７３，９７０号の優先権を主張するものであり、これらは、本引用により、そのすべてが本明細書に包含される。
（連邦政府の支援による研究又は開発に関する記述）
米国政府は、米国空軍特殊作戦軍団（Ａｉｒ Ｆｏｒｃｅ Ｓｐｅｃｉａｌ Ｏｐｅｒａｔｉｏｎｓ Ｃｏｍｍａｎｄ：ＡＦＳＯＣ）との間において締結された契約第ＤＡＨ００１−０５−Ｓ−０１４４号によって提供される範囲及び規定の下に、本発明における一括払いライセンスと、特許権所有者が合理的な条件においてその他の者にライセンスすることを要求する限られた状況における権限を具備する。

比較的最近まで、血行動態の監視は、使用する肺動脈カテーテルが侵襲的な特性を有すること、カテーテルの挿入及び保持に専門的な知識が必要とされること、及び患者に対する潜在的でかつ重大リスクを防止するために必要な周到な警戒のために、重症管理室、手術室、さらに、往々にして救急診療部に限られていた。一般に認められている侵襲的な血行動態監視法は、Ｆｉｃｋ法、染料インジケータ希釈法（ｄｙｅ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ｄｉｌｕｔｉｏｎ）、及び熱希釈法を含む。

現在入手可能な接触型インピーダンス心拍記録システムは、患者の血行動態を非侵襲的に監視する。肺動脈カテーテルによる侵襲的な血行動態監視とは異なり、非侵襲的な接触型インピーダンス監視は、使用法が十分に安全且つ簡単であり、この結果、もはや血行動態監視を重篤な疾病の治療に限定する必要はない。非侵襲的な連続血行動態監視は、外来患者用のクリニックから重症管理室にまで至る、ヘルスケアプロバイダが、侵襲的な手順を伴うことなしに患者の血行動態的状態に関する情報を所望する、あらゆる臨床エリアにおいて有用である。

接触型インピーダンス心拍記録技術は、侵襲的な技術と比べて著しく改善されているが、依然として、いくつかの制限を有する。即ち、電源と、患者の胴体上におけるいくつかの電極の慎重な配置とを必要とする。これらは大きな欠点であるように思われないが、病院の緊急治療室から、自然災害やその他の緊急医療シナリオなどの、実質的にあらゆる緊急分野の状況を含む応急処理医療分野へ、この非侵襲的な連続血行動態監視が広がるための障害となっていた。

一態様においては、本発明は、被検者から血行動態、呼吸、及び／又はその他の心肺関係のデータを収集するための、被検者の非侵襲的胸部無線検査用の装置であり、この装置は、被検者に近接して配置されるべくサイズ設定されたアンテナと、アンテナに対して動作可能に接続され、且つ、被検者内にアンテナを通じて既定の固定された周波数変調されていない無線検査信号を送信するべく構成された無線送信機と、アンテナに対して動作可能に接続され、且つ、被検者から戻ってきた送信された無線検査信号の反射をアンテナを通じてキャプチャするべく構成された無線受信機と、を有する。

別の態様においては、本発明は、被検者から血行動態、呼吸、及び／又はその他の心肺関係のデータを収集するための、被検者の非侵襲的胸部無線検査用の方法であり、この方法は、被検者に近接してアンテナを配置し、既定の固定された周波数の変調されていない無線検査信号をアンテナを通じて被検者内に送信し、アンテナによって受信された被検者からの送信された無線検査信号の反射をキャプチャする、各段階を有する。

本発明のその他の更に詳細な態様については、添付の請求項に記述されている。

本発明に関する以上の概要及び以下の詳細な説明については、添付の図面との関連において参照した際に更に理解することができよう。本発明の説明を目的として、添付図面には、現時点において好ましい実施例が示されている。しかしながら、本発明は、図示の構成及び手段そのままに限定されるものではないことを理解されたい。

同時に取得された従来の非侵襲的導電インピーダンス信号、従来の非侵襲的導電インピーダンス信号の時変成分、本発明の無線検査インピーダンス信号、及びＥＣＧの例示用のシミュレートされたトレースを示す。 様々なトレースに反映される代表的な心臓周期の電気的及び機械的フェーズをグラフィカルに示す。 本発明の非侵襲的な非接触型無線検査システムの使用法を図式的に示す。 図３の現時点において好適な非侵襲的無線検査システムのブロックダイアグラムである。 人体内における様々な胸部無線反射表面を示す図である。

安全な十分に低いパワーレベルにおいて、身体との物理的な接触を伴うことなしに、生体の身体内に無線信号を送信可能であり、且つ、この信号の反射を、十分詳細且つ正確である血行動態及びその他の関連する心肺データと共に収集し、少なくとも被検者の心臓−呼吸状態及び変化を監視すると共に、これまでは従来の接触型又は侵襲的インピーダンス計測法及び装置によって収集しなければならなかった重要な心臓機能を定量化することが可能であることが判明した。

更に詳しくは、接触を伴うことなしに身体内に送信された無線信号と、従来の接触型インピーダンスシステムと同様に接触によって身体に印加された電圧試験信号は、いずれも、人体内に存在する様々な物質との遭遇の結果としての変化を経験することが判明した。送信された信号は、従来の接触型インピーダンス計測において胴体を通じて伝達されたインピーダンス電圧信号と同様に、導電物質の影響を特に受けやすく、且つ、変化する血液容積、流速、並びに、場合によっては、潜在的に、心臓の機械的活動を反映する赤血球のアライメントの動的な変化により、少なくとも部分的に、振幅、位相、及び周波数において変化することが更に判明した。従って、従来の接触型インピーダンス計測において使用される電圧試験信号と同様に、送信された無線検査信号の反射は、状態の監視と、場合によっては、同一の心臓機能の少なくとも一部の判定をも許容する情報を保持する。

具体的には、無線検査信号の反射の時変部分は、従来の接触型インピーダンス電圧計測において見出されるものと同様の心臓機能イベント及び標識を含むことを発見した。このため、本発明の反射された無線検査信号の処理の説明は、従来の接触型インピーダンス生成信号に関する周知の処理と類似したものとなろう。

インピーダンス（Ｚ）は、電流の流れに対する抵抗力であり、Ωを単位として計測される。血液及びその他の身体流体は、電気の優れた導体であり、且つ、特に、骨、その他の組織、及び空気と比べて、低いインピーダンスを有する。肺内の血液及び流体は、胸部内における最も大きな導電性を有する物質である。従って、胸部の流体／血液の量が多いほど、インピーダンスは低下し、量が少ないほど、結果的に、インピーダンスは増大し、且つ、胸部の流体／血液の量が多いほど、無線波の反射率が大きくなり、量が少ないほど、結果的に、反射率は低下する。

任意の時点において計測される胸部インピーダンス（Ｚ）は、主には、血液容積、流速、並びに、場合によっては、赤血球（Ｒｅｄ Ｂｌｏｏｄ Ｃｅｌｌ：ＲＢＣ）のアライメントによって左右される。心臓周期の収縮期フェーズにおける容積及び流量の増大は、計測されるインピーダンスＺを低下させ、血液容積及び流量の減少及び拡張期フェーズにおけるＲＢＣの相対的にランダムな構成は、心臓による血液の拍出の後の血圧の低下に伴って、インピーダンスの増大をもたらす。この胸部インピーダンスの時変変化ΔＺ／Δｔは、心臓の機械的な活動を表している。時間平均又はベースラインインピーダンスＺｏは、主には、合計胸部流体容積を反映しており、こちらも、流体管理における別の重要なパラメータである。

心臓が血液を拍出するプロセスが、心臓周期であり、これは、機械的及び電気的フェーズの両方を有する。図１は、同一期間にわたって同一被検者から採取可能なものに類似した様々な例示用の信号波形のシミュレートトレースを示す。心電図（ＥＣＧ）によって計測された電気的フェーズが、図１には、トレース４として示されており、これは、心臓の機械的活動をトリガする心筋の電気的活動を反映している。ＥＣＧ波形は、心臓周期を通じてコマンド信号を表しており、これらのコマンド信号は、４つの心室すべてが適切な順序で拍動して血液を効果的に拍出できるようにするべく、適切なタイミング及び強度を有する必要がある。

心臓周期の機械的フェーズは、血液を効果的に拍出するための心臓の能力を反映している。図１のトレース１は、対応する接触型インピーダンス心拍記録波形Ｚｏを示す。図１のトレース２は、トレース１のＺｏ信号の時変変化ΔＺ／Δｔを示す。接触型インピーダンス心拍記録波形データは、心臓周期の機械的フェーズを表しており、これは、ＥＣＧ波形には存在しない情報を含む。トレース３は、本発明の高周波検査インピーダンス（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｎｔｅｒｒｏｇａｔｉｏｎ Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ：ＲＦＩＩ）信号であり、これについては、後程定義することとする。

従来の接触型インピーダン心拍記録計測値は、通常、次式のように、一定のベースライン心臓インピーダンスＺｏを表すＤＣ成分と、時変成分ΔＺ／Δｔを表すＡＣ成分と、に分割される。

インピーダンス（Ｚ）＝Ｚｏ＋ΔＺ／Δｔ

そして、１次及び２次時変成分は、次式によって付与される。

ΔＺ／Δｔ＝ｄＺ／ｄｔ＋ｄ²Ｚ／ｄｔ²

接触型心臓インピーダンス波形（図１のトレース１）の信号処理は、心血管系の状態、身体の水分含有状況、並びに、場合によっては、その他の方法によっては検出が困難である内部出血に関する極めて重要な情報を抽出可能である。信号処理によれば、被検者の非常に広範なリアルタイムの血行動態の状態報告のために、インピーダンスデータを、心拍数、血圧、及びＥＣＧパラメータのようなその他の一般的な生物医学的データと合成可能である。

ベースラインインピーダンスＺｏは、主には、合計胸部流体容積を反映している。男性（２０〜３０Ω）及び女性（２５〜３５Ω）用の正常な限度が存在しており、正常からの逸脱は、脱水症状、過剰な水分、又は酸素の欠乏などの血液及び身体組織の化学的性質及び導電性を実際に変化させる不都合な状態を示している。一般的に、血液、組織、及び骨の含有量は一定であるため、心臓周期及び呼吸の時間ウィンドウの外部におけるベースラインインピーダンスの相対的に低速の変化又は傾向は、内部出血又は余分な血管流体のその他の増大を示し、これにより、その他の症状が現れる前に生命を脅かす状況を予測することが可能となる。

心拍数は、心臓インピーダンスの別の主要な決定要因である。心拍数の変化は、心臓が心拍出量及び酸素搬送を維持するための第１の補償メカニズムの１つである。心拍数の緩やかな増大又は減少に対応して、心拍出量が増大又は減少する。心拍数が過剰に上昇した場合には、不都合なことに、心臓拡張充満時間、前負荷、拍出量、及び冠動脈血液流量が低下する。心拍数の過剰な低下は、心臓拡張充満時間を増大させ、且つ、心筋繊維の有害な過剰伸長に起因し、収縮性を劣化させると共に拍出量を低減させ得る。

時間との関係におけるインピーダンスの１次変化ΔＺ／Δｔは、別のサンプルＥＣＧ（図２のトレース１）と共に図２のトレース３に示されている大動脈血流曲線又は血流速度に類似した（図１のトレース２のような）波形を生成する。インピーダンスの変化の大きさ及び速度は、左心室（「ＬＶ：Ｌｅｆｔ Ｖｅｎｔｒｉｃｌｅ」）の血圧のトレース（図２のトレース２）によって更に示された左心室収縮の直接的な反映である。時変心臓インピーダンス波形をＥＣＧなどの心臓周期からのタイミングデータと組み合わせる際には、それぞれの心臓周期をリアルタイムで評価して呼吸動作及びその他の変化から分離することができるように、信号処理タイミングウィンドウを生成する。

信号処理において心拍数及び血圧のパラメータを含めることにより、心臓性能を判定可能である。拍出量（ＳＶ：Ｓｔｒｏｋｅ Ｖｏｌｕｍｅ）とは、拍動ごとに大動脈内に拍出される血液容積のことである。拍出量は、通常、６０〜１２０ｍｌ／拍動である。心拍出量（ＣＯ：Ｃａｒｄｉａｃ Ｏｕｔｐｕｔ）は、拍出量、それぞれの心室収縮によって拍出される血液容積、及び心拍数の関数である。安静状態における正常な心拍出量は、４〜８リットル／分（ｌ／ｍｉｎ）であると考えられている。心拍出量は、身体表面積（ｍ²）によって除算することにより、身体サイズについて調節可能である。これが心指数である（正常値は、２．５〜４．０ｌ／ｍｉｎ／ｍ²である）。心拍出量及び心指数は、心筋性能の全体的な効率を反映している。

拍出量（ＳＶ）は、次の計算により、接触型バイオインピーダンス計測値から判定可能である。

ＳＶ＝（Ｌ³／ｋ）（ＶＥＴ）（（ｄＺ／ｄｔ）／（Ｚｏ））

ここで、ＶＥＴは、心室拍出時間であり、Ｌは、胸部の長さであり、ｋは、スケーリングファクタであって、バイオインピーダンス計測は、Ｚｏ及びｄＺ／ｄｔを付与する。

心拍出量（ＣＯ）は、次の関係によって付与される。

ＣＯ＝ＳＶ×ＨＲ／１００

ここで、ＨＲは、心拍数である。

従来の接触型インピーダンス計測において使用されている伝送された電圧試験信号と同様に、無線検査信号の反射は、（Ｚｏに相当するゼロ周波数の）一定／ベースライン成分と、（ΔＺ／Δｔに相当する）少なくとも１次及び２次成分を有する時間に伴って相対的に低速で変化する（約１００ヘルツ以下の）成分の両方を具備する。このため、以下においては、反射された無線検査信号の相当する特性を記述する際に、同一の項Ｚｏ及びΔＺ／Δｔ並びにこれらに類似したものを使用することとする。又、以下においては、「高周波インピーダンス検査」又は「ＲＦＩＩ」という用語も、被検者からの無線検査信号の反射の一定（ゼロ周波数）及び時変成分を意味するべく使用することとする。「インピーダンス」という用語は、様々な導電率の様々な身体物質及び状態の変化との遭遇に起因した無線検査信号変化の特性を少なくとも意味しているが、反射された無線検査信号は、従来の接触型インピーダンス電圧信号よりも多くの要因の影響を受けるため、電流によって除算された電圧という厳格な電気的意味を指すものではない。

図４は、現時点において好適な無線検査システムを機能ブロックダイアグラムにおいて示す。本発明の現時点において好適な無線検査又は「ＲＦＩＩ」システムと従来の導電インピーダンスシステムという両技術は、図１のトレースに反映されているデータのリアルタイム比較を実行するべく、困難又は互換性問題を伴うことなしに、患者において非侵襲的に同時に試験可能である。

比較計測において両システムの基本的な原理を理解する際には、波形の類似性及び違いを理解することが有用である。従来の導電インピーダンス技術を使用する心臓インピーダンス計測においては、低周波数（例えば、１００ｋＨｚ）の小さな大きさ（例えば、４．０ミリアンペア）の交流電圧信号を送信又は「注入」胸部電極のペアを通じて胸部内に導入している。同様に、２つのその他の「検知」又は受信胸部電極を注入電極の間及び心臓の周辺に適用し、心臓周期において発生する上行大動脈内の血流の容積及び変化速度と関連する電圧の変化を計測している。２つの受信電極によって検出される実際の電圧の変化は、約１ヘルツ〜１００ヘルツ未満の非常に低い周波数において発生する。

本発明においては、好ましくは、被検者に近接して配置された単一アンテナを通じて、既定の固定された周波数の変調されていない無線検査信号を生きている被検者の胸部に向かってその内部に送信し、且つ、被検者の胴体内における様々な身体物質の通過及びそれらからの反射によって変化した送信された無線検査信号の反射を処理のために無線受信機によってキャプチャする。図５は、真皮（Ｄ１）、筋肉（Ｍ１）、骨（Ｓ１）、肺（ｌ）、心筋（ＣＭ）、心血管流体（ＣＦ）、更なる骨（Ｓ２）、更なる筋肉（Ｍ２）、並びに、最後に、更なる真皮（Ｄ２）という無線検査信号の反射を生成する様々な主要な胸部反射表面を図式的に示す。

本発明の非侵襲的な非接触型無線検査装置は、心臓インピーダンスを計測するべく使用されるものよりも格段に高い周波数の無線信号を使用する。約９００〜９３０ＭＨｚ、更に具体的には、「ＩＳＭ（Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔ， Ｓｃｉｅｎｔｉｆｉｃ ａｎｄ Ｍｅｄｉｃａｌ）」帯域内の９０２〜９２８ＭＨｚが推奨され、且つ、更に望ましくは、ＩＳＭ帯域の中心である約９１５ＭＨｚ付近に中心を有する約９１０〜９２０ＭＨｚというＵＨＦ（Ｕｌｔｒａ Ｈｉｇｈ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）周波数信号が、良好に機能することが判明した。但し、その他の高周波も同様に機能することを認識されたい。規制されていない帯域であることに加えて、ＩＳＭ帯域においては、妥当なサイズのパッチアンテナを使用可能である。

図４は、参照符号１０によって総合的に示された現時点において好適なＲＦＩＩシステムをブロックダイアグラムにおいて示す。システム１０のデータの非侵襲的無線収集用であるシステム１０の無線装置１００の部分は、総合的に参照符号１０４によって示された送信機部分又は「送信機」と、送信機１０４と部分的にオーバーラップする参照符号１０６によって総合的に示された受信機部分又は「受信機」と、基準電圧源１０８と、送信／受信アンテナ１５０と、を含む。これらは、装置１００の制御及び好ましくはインピーダンスデータ処理部分を提供するべく、ソフトウェア及び／又はファームウェアによって構成されたマイクロプロセッサなどの処理回路１０２と共に使用される。任意選択により、未加工の又は処理済みのデータを遠隔地に伝送するべく、（破線の）別の送信機２１０を提供することも可能である。以上のコンポーネントは、いずれも、掌サイズのハウジング２３０（図３）内に一緒にパッケージング可能であって電力消費量が十分に小さく、被検者３０に近接して配置されるべく十分に小型であり、且つ、（図４の破線の）内部電池電源（「ＰＳ」）２２０から電力供給される。

更に詳しくは、現時点において好適な無線装置１００は、周波数源（「ＦＳ」）１１０としての高精度トーンジェネレータと、基本送信装置を構成する電力増幅器（「ＡＭＰ」）１２０と、デュープレクサ（ＤＵＸ）１３０と、ＲＦ帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１４０と、アンテナ１５０と、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１６０と、基本受信装置を構成する復調器（ＤＵＸ）１７０と、同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）ＲＦＩＩ信号用の低域通過フィルタ１８０及び２００及び高域通過フィルタ１９０と、を含む。このベースラインハードウェアは、多層印刷回路基板上の市販の表面実装されたＲＦ及び混合信号集積回路及びコンポーネントを使用して実装可能である。装置１００は、同相信号Ｉ及び直交信号Ｑという２つのＲＦＩＩ信号を処理回路１０２に出力する。ＲＦＩＩ信号の一定（ＤＣ）の成分（ＩのＤＣ及びＱのＤＣ）は、Ｚｏに相当し、且つ、フィルタ１８０から出力され、ＲＦＩＩ信号の時変成分（ＩのＡＣ及びＱのＡＣ）は、フィルタ１９０及び２００から出力される。

現時点において好適なＲＦＩＩシステム１０及び無線装置１００は、無線信号の送信及び受信の両方のために、例えば、約３インチ×３インチの部分波アンテナ（ｆｒａｃｔｉｏｎａｌ ｗａｖｅ ａｎｔｅｎｎａ）などの単一の掌サイズのパッチアンテナ１５０（図３）を使用する。図３を更に参照すれば、アンテナ１５０は、被検者３０に近接して、更に詳しくは、被検者の心臓Ｈに近接した状態において、且つ、胸骨の中心の反対側において、被検者の胸の上に配置されることが推奨され、そこで、大動脈と並列の状態でアライメントされる。アンテナ１５０は、本方法及び装置の場合には、直接的な皮膚接触が不要であることから、患者の衣服３５の上に配置可能であり、且つ、天然の又はポリマー材料の衣服は、無線波の通過に影響を及ぼさない。アンテナ１５は、例えば、約１ミリワットなどの安全なパワーレベルにおいてパッチアンテナから送信された無線検査信号の使用可能な反射を受信するべく、被検者の胸部及び大動脈に対して十分に近接することのみが必要とされる。使用可能な反射された信号は、無線検査信号が０．５ミリワットの強度においてアンテナ１５０から送信された際にも、被検者の胸から最大で約１０ｍｍだけ離隔したアンテナ１５０から受信可能であることが判明した。但し、胸骨の中心を外れた又は胸骨の上方又は下方における位置決め又は動きは、受信される反射の信号強度を大幅に低減可能であることに更に留意されたい。従って、アンテナ１５０の位置決め又は動きが、使用の際に問題となる場合には、アンテナ１５０を患者の衣服の内部又は下に配置可能であり、或いは、場合によっては、胸骨上において患者に接着することも可能である。この場合にも、システムが機能するために、被検者との接触は不要である。更には、血行動態データ及び／又はその他の身体流体データの変化は、装置１００が動作可能であるサイクリング周波数よりも格段に低速であることから、本装置は、必要に応じて、断続的に動作することも可能である。例えば、被検者の状態を長時間にわたって監視するには、適切な３０秒の長さの２５パーセントのデューティサイクルのみを稼動させることが必要である。

動作の際には、本明細書に記述されているＲＦＩＩシステム１０の現時点において好適な無線装置１００は、「フルデュープレックス」で稼働し、これは、無線検査信号が送信され、且つ、その信号の反射が同一のアンテナ１５０を通じて同時にキャプチャされることを意味する。オーバーラップは、送信及び受信された無線信号を分離する図４のデュープレクサ１３０を通じて実現される。単一のアンテナに加えて、単一の信号送信機及び単一の信号受信機のみを必要とするという点が、従来の接触型インピーダンスシステムと本発明を弁別する本発明の重要な特徴である。

この場合にも、無線検査信号のキャプチャされた反射は、一定（ゼロ周波数）の成分と、従来の接触型インピーダンス計測システムによって検出されるインピーダンスの変化と関係すると共にこれらに似た送信された無線検査信号の振幅及び既定の固定された周波数との関係において時間と共に相対的に低速で変化する成分と、を具備することを発見した。図４の処理回路１０２は、好ましくは、ファームウェア又はソフトウェアによって無線装置１００のサイクリングに対して構成されており、且つ、ＲＦＩＩ信号を少なくとも一時的に保存すると共に、好ましくは、ＲＦＩＩ信号を処理して計測及び／又は監視対象の被検者の少なくとも１つの心臓−呼吸特性を判定するべく更に構成されている。この無線検査装置から計測及び監視可能であるこれらの特性は、心拍数、呼吸数、拍出量、及び心拍出量を含むが、これらに限定されるものではない。又、無線計測される「インピーダンス」は、身体の血液及び組織の全体的な導電性及び吸収に依存するため、これは、身体の水分含有状況や酸素含有量の欠乏などのＲＦ導電性を変更可能な極めて重要な化学的状態に依存している。具体的には、血液などの相対的に導電性の物質は、相対的に導電性の乏しい組織よりも、更に無線波を反射する。ＲＦＩＩ信号は、等価なベースラインインピーダンスＺｏである信号の一定又はＤＣ成分を具備する。又、心臓の動く部分及び血流によっても、反射された無線信号の振幅及び位相は、部分的に心臓周期によって決定される非常に低い周波数において時間と共に変化する。この非常に低い周波数パターンは、ΔＺ／Δｔを含み、且つ、これを反映している。即ち、心臓の機械的な動き及び血流は、振幅変調に加えて、アンテナ周波数との関係において、約１〜１００Ｈｚの周波数変調（ＦＭ）成分によってＲＦＩＩ信号を変調する。本装置１００の受信機部分１０６は、キャプチャされたＲＦＩＩ信号の反射から等価なＺｏ及びΔＺ／Δｔインピーダンス成分の両方を抽出し、且つ、好ましくは、それらを定量化及び分析のために処理回路１０２に転送する。

基準電圧源１０８は、好ましくは、低雑音ドロップアウト線形電圧レギュレータ（別途に図示されてはいない）によって実装され、これは、４．７Ｖを高域通過フィルタ１９０を除いたすべての回路に供給する。高域通過フィルタは、絶縁された電源Ｖｉ、Ｖｑを受領し、これらは、それぞれ、２．５Ｖであることが推奨される。使用しない際にコンポーネントのいくつかのものを電源切断することができるように、必要に応じて、連続型のものと、スイッチ制御型のものという２つの４．７Ｖ源を提供することも可能である。高域通過フィルタ１９０のみが、継続的に電力供給される必要があろう。

ＲＦＩＩ試験信号を生成する周波数源（ＦＳ）１１０は、装置の受信機部分１０６によって抽出不可能である相対的に低周波数（例えば、約１００Ｈｚ未満）の雑音コンテンツを導入しない純粋なＵＨＦトーンである高精度の変調されていない電圧信号を生成する。実際に実行可能な限り、周波数源からの電子雑音、特に（少なくとも１．０〜１００Ｈｚの）ＵＬＦ（Ｕｌｔｒａ Ｌｏｗ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）又はＥＬＦ（Ｅｘｔｒｅｍｅｌｙ Ｌｏｗ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）周波数の「１／ｆ」又は「位相雑音」を低減することは、ＲＦＩＩ電子雑音の低減とＲＦＩＩ受信機感度の改善における重要な部分である。周波数源信号を分割及び増幅し、２つのＵＨＦ周波数基準信号を生成する。１つのものは、デュープレクサ１３０及びアンテナ１５０を介して被検者内に送信される無線検査信号となる。もう１つの信号は、復調器／受信機１７０に進み、ここで、ＲＦ周波数のダウンコンバーヨンに使用される局部発振器（ＬＯ：Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）となる。

現時点において好適な設計においては、周波数源１１０は、例えば、９１５ＭＨｚの既定の固定周波数の（参照符号１１５によって表される）純粋なトーン信号を生成するべく、周波数シンセサイザを含む。説明対象のＲＦＩＩシステム１００は、９１５ＭＨｚを使用しており、この理由は、この周波数が、（例えば、ＦＣＣなどの）特定の政府認可を必要としない取り分けられた特別な周波数帯域である９０２ＭＨｚ〜９２８ＭＨｚのＩＳＭ（Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔ， Ｓｃｉｅｎｔｉｆｉｃ， ａｎｄ Ｍｅｃｉａｌ）周波数帯域の中心に位置するためである。本発明は、９１５ＭＨｚの周波数、或いは、９０２ＭＨｚ〜９２８ＭＨｚのＩＳＭ周波数帯域に限定されるものではない。この周波数シンセサイザには、好ましくは、装置の雑音性能及び周波数スイッチング時間要件のために設計された４次ＰＬＬループフィルタが提供される。９１５ＭＨｚ信号１１５は、周波数スイッチングされないため、ループフィルタは、低電子雑音のみについて最適化可能である。外部「タンク」又は高精度の受動型共振回路が、好ましくは、４次ＰＬＬループフィルタの後段に提供される。

電力増幅器１２０が、供給源１１０とアンテナ１５０の間に動作可能に接続されている。安全なパワーレベルにおいて正確な計測を実行するべく十分にアンテナ１５０に対する信号強度を増強するには、周波数源信号１１５の相対的に小さな増幅のみが必要であることが判明した。電力増幅器１２０は、規則によって安全であると考えられるレベルである約１ミリワットを上回らない強度においてアンテナ１５０から送信される（参照符号１２５によって表された）無線検査信号を生成するべく十分に周波数供給源信号を増強することが推奨される。説明対象の装置においては、電力増幅器は、好ましくは、わずかに約０．５ミリワット、又はデシベルＲＦパワースケールにおいて−３ｄＢｍの強度においてアンテナ１５０からＲＦＩＩ信号１２５を送信するために十分に周波数源信号を増幅するべく構成される。説明対象のシステムにおいては、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１４０、デュープレクサ（ＤＵＸ）１３０、及び（参照符号が付与されていない）ＲＦ伝送線路及びコネクタは、電力増幅器１２０とアンテナ１５０の間において約７．０デシベル（ｄＢ）の合計損失を生成することになる。電力増幅器１２０は、ＲＦＩＩ信号がアンテナ１５０において設計送信レベル（例えば、０．５ワット／−３ｄＢｍ）となるように、デュープレクサ（ＤＵＸ）１３０及び帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１４０の挿入損失によって発生する累積信号損失を克服する必要がある。電力増幅器１２０は、好ましくは、周波数源信号１１５及びシステム１００の送信機部分１０４の残りのものに対する信号を増幅すると共に、受信機部分１０６用の（参照符号１２６によって表された）基準局部発振器（ＬＯ）信号を供給する差動出力ＶＣＯバッファ増幅器である。更に詳しくは、無線検査信号１２５として使用される第１信号と、受信機局部発振器ＬＯ信号１２６として使用される逆転位相の（１８０度だけ位相シフトされた）反転信号という２つの信号を供給する電力増幅器１２０が使用される。両方の信号は、正確に、同一の周波数（９１５ＭＨｚ）であって、それぞれ、約＋４ｄＢｍの出力ＲＦパワーを有する。

デュープレクサ１３０は、送信機１０４の電力増幅器１２０と受信機１０６の低雑音増幅器１６０及び復調器１７０の間に動作可能に接続されている。デュープレクサ１３０は、Ｓ０３Ｂ８８８Ｎ３チップから構成された４ポート３ｄＢ直交（９０°位相オフセット）ハイブリッドであることが推奨される。デュープレクサ１３０は、ポート１の送信機パワーがポート３に接続されたシステム１００の受信機部分１０６の残りのものに進むことを防止しつつ、電力増幅器１２０からポート１において受信されたＲＦＩＩ信号１２５（Ｑ）を、ポート２に接続されたアンテナ１５０に送信する。使用されていない第４ポートは、５０Ωの負荷によって終端されている。デュープレクサ１３０は、フルデュープレックス無線動作を許容し、これは、同一のアンテナ１５０を使用して同時に送信及び受信する能力である。理想的には、デュープレクサは、ＲＦ送信機信号が受信機内に漏洩して雑音及び受信信号エラーの潜在的な原因となることを防止するための非常に高度な絶縁と、通過する信号に対する低い挿入損失と、を具備することを要する。このデュープレクサ１３０を使用した場合には、送信された無線検査パワーから、受信機１０６において受信されたその信号の反射に至るまでに（往復経路）、合計で約６ｄＢの損失が存在する。推奨される特定のデュープレクサ１３０は、最小で２０ｄＢの絶縁と、最大で３．１５ｄＢの挿入損失を具備する。

最後に、ＲＦ帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１４０が、送信機１０４の電力増幅器１２０とアンテナ１５０の間に動作可能に接続されている。ＢＰＦ１４０は、例えば、９１５ＭＨｚの送信された信号周波数のみが通過することを許容し、且つ、送信されるように増幅によって生成された高調波周波数を排除するべく設計されている。９０２ＭＨｚ〜９２８ＭＨｚのＩＳＭ帯域用に設計された受動型の誘電フィルタを使用することが推奨される。９１５ＭＨｚのキャリア信号との関係において、約２．２ｄＢの挿入損失と、約３％の帯域幅を具備するこの帯域内において動作するフィルタを入手可能である。又、この帯域幅により、このフィルタは、反射してアンテナ１５０に戻ってきた心臓−呼吸情報を含むドップラー効果シフトを有する送信された無線検査信号を通過させることも可能である。

図４を参照すれば、説明対象の装置１００の送信機部分１０４からの信号は、アンテナ１５０を通じて、好ましくは、−３ｄＢｍ／０．５ミリワットの電力レベルにより、近接した被検者３０の身体に対してその内部に送信される。ＲＦＩＩ信号は、被検者の身体、特に、被検者の胸部３２に浸透し、且つ、相対的に導電性の身体の部位により、部分的に吸収及び反射される。無線検査信号を反射する主要な組織表面が図５に図式的に示されている。デュープレクサ１３０は、送信されたＲＦＩＩと受信された反射ＲＦＩＩ信号を同時に分離する。無線検査信号の反射は、通常は、−２０ｄＢｍ〜−３０ｄＢｍの範囲にある相対的に小さな振幅及び電力と、反射された無線信号のＲＦ「インピーダンス」を表す異なる周波数成分と、を具備することになる。推奨されるアンテナ１５０は、好ましくは、被検者３０の胸３２に配置することができるように十分に小さい掌サイズの部分波パッチアンテナ（ｆｒａｃｔｉｏｎａｌ ｗａｖｅ ｐａｔｃｈ ａｎｔｅｎｎａ）である。緊密な近接性は、近距離ＲＦ結合装置又はトンラスデューサの特性をアンテナ１５０に付与する。

回路１００の受信機部分１０６は、被検者３０から戻ってきた無線検査信号の（図４に参照符号１５５によって表された）反射をキャプチャし、且つ、無線検査信号と等価なインピーダンスを表す非常に小さなＤＣ〜１００Ｈｚ成分を抽出しなければならない。更には、回路１００の受信機部分１０６は、送信機部分１０４によって生成された反射信号１５５内の望ましくない雑音を拒絶すると共に、反射信号１５５の波形を変更することになる受信機１０６自体の回路によって生成される内部雑音をも極小化することを要する。受信機部分１０６は、最大受信信号強度を示す大きな信号対雑音（Ｓ／Ｎ）比を具備することを要し、理想的には、干渉雑音がゼロ強度に低減されている。受信機部分１０６は、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１４０、デュープレクサ（ＤＵＸ）１３０、及び低雑音増幅器（ＬＮＡ）１６０を有する「フロントエンド」と、復調器１７０及びフィルタ１８０、１９０、２００を有する「バックエンド」と、を含む。

推奨のＢＰＦ１４０は、受動型フィルタであるため、アンテナ１５０に直接接続可能であって、送信及び受信信号フィルタリング機能の両方のために使用可能である。反射された信号１５５は、デュープレクサ１３０を通じて、送信された信号から分離され、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１６０に送られる。

この開示された受信機設計は、好ましくは、ＢＰＦ１４０における約２．２ｄＢと、デュープレクサ１３０における約３．１５ｄＢと、アンテナ１５０へのＲＦ伝送線路及びコネクタ内において失われる残りの部分からなるフロントエンドにおける約７．０ｄＢの損失を有する。低雑音増幅器（ＬＮＡ）１６０及び後続の能動型ＬＰ及びＨＰフィルタは、約２７ｄＢの信号利得を補わなければならない。具体的には、推奨される低雑音増幅器（ＬＮＡ）１６０は、固有の低位相雑音を有する半導体プロセスによって製造される。低位相雑音のためには、シリコンバイポーラプロセス又はシリコンゲルマニウムプロセスが最良であって、ＧａＡｓ又はＩｎＰより多少良好であるが、少なくともＧａＡｓも使用可能である。

復調器１７０は、デュープレクサ１３０及び低雑音増幅器１６０を通じてアンテナ１５０と動作可能に接続されている。そのアーキテクチャがダイレクトコンバージョン直交復調であると知られる直交復調器が好ましい。ダイレクトコンバージョンにおいては、１つのダウンコンバージョン段が使用される。低雑音増幅器１６０からのキャプチャされた反射信号１５５は、位相シフトを伴うことなしに、分割され、復調器１７０内の同相ミキサ（「Ｉ」）及び直交ミキサ（「Ｑ」）という２つの同一ミキサに供給される。又、それぞれのミキサは、局部発振器（ＬＯ）信号１２６をも受信し、この場合に、「Ｉ」ミキサは、送信された信号１２５と同一のバッファリングされた信号を受信し、「Ｑ」ミキサは、送信された信号１２５と同一の、但し、復調器内に提供された回路によって位相が９０°だけシフトされた同一のバッファリングされた信号を受信する。２つの入力信号１２５／１２６及び１５５の主要なミキサ出力は、２つの入力信号の合計と差の両方である。

ミキサ出力周波数ｆ_OUT＝（ｆ_RF＋ｆ_LO）＋（ｆ_RF−ｆ_LO）

オリジナルの無線検査信号１２５及び変調器の局部発振器信号１２６用に同一の周波数源１０４が使用されているため、送信された無線検査信号ｆ_TX（１２５）と受信された反射ＲＦＩＩ含有信号ｆ_RX（１５５）の周波数における唯一の差は、無線検査等価心臓インピーダンスを表すＤＣ〜約１００Ｈｚという非常に低い周波数のドップラー変調Δｆ_FMであり、この場合には、以下のとおりである。

ｆ_LO＝ｆ_TX、並びに、ｆ_RX＝ｆ_TX＋Δｆ_FM＋δ_DC
復調器／受信機ミキサ出力ｆ_MIX＝（Δｆ_FM＋δ_DC）＋（２ｆ_TX＋Δｆ_FM）
復調器／受信機フィルタ出力ｆ_OUT＝（Δｆ_FM＋δ_DC）

理想的なダイレクトコンバージョン直交復調器システムのミキサ出力は、ＤＣ［０Ｈｚ］〜１００Ｈｚである低周波数ドップラー変調Δｆ_FMに一定のＤＣオフセットδ_DCが加わったものと、キャリア周波数の２倍（即ち、２ｆ_TX＝１８３０ＭＨｚ）付近に中心を有する冗長高周波帯域の組み合わせとなろう。フィルタリングにより、この冗長な高周波成分（２ｆ_TX＋Δｆ_FM）が容易に除去される。無線検査信号１２５及び局部発振器信号１２６は、同様に生成されているが、送信機１０４／増幅器１２０の差動Ｑ及びＱＢ出力の結果として１８０°の位相差を具備する。更には、１つに混合される際に、局部発振器信号１２６と受信された反射信号１５５の間には、任意の、但し、固定された信号経路差が存在する。受信された信号及び局部発振器信号は、この結果得られる任意の一定の位相差θ_DCを復調器１７０の入力において具備する。この固定された位相差θ_DCから、復調器１２０は、オフセットＤＣ信号δ_DCを生成することになる。好ましくは、心臓−呼吸情報を抽出する処理のためにＲＦＩＩデータ信号（Δｆ_FM，＋δ_DC）をプロセッサ１０２に送信するべく、復調器ミキサ出力を低周波数（ＤＣ−２００Ｈｚ）においてフィルタリング及びバッファリングしなければならない。

ＲＦＩＩ受信機１０６の場合には、復調器１７０は、シリコンバイポーラ又はシリコンゲルマニウム（ＳｉＧｅ）のような低位相雑音プロセスにおいて製造され、３次歪（ＩＰ３）パワーレベルが相対的に高く、ＬＯ入力が相対的に高いレベルに駆動され、且つ、内部ミキサが良好な変換効率を具備することが推奨される。１つの便法として、例えば、ＲＦ９９０４チップなどのコードレス電話機トランシーバチップを復調器１７０として使用可能であろう。このトランシーバの送信機部分は使用されないであろう。このトランシーバは、その他の半導体プロセスと比較して小さな１／ｆ及び位相雑音を具備するシリコンバイポーラプロセスにおいて製造可能である。この特定のトランシーバは、１０ｄＢの受信機雑音値、３ｄＢの電圧利得、及び３．５ＶのＩ及びＱ出力ＤＣレベル、並びに、３．０Ｖ〜４．０Ｖの最大電圧スイング（１．０Ｖｐｐ）を具備する。局部発振器の最大パワー入力は、＋５．０ｄＢｍであり、これは、本設計においては、＋４．０ｄＢｍにおいて駆動されることが推奨される。出力信号歪を伴うことのない受信機に対する最大入力ＲＦ信号パワーは、−２．０ｄＢｍ未満である。

最後に、Ｉ及びＱのＤＣ及びＩ及びＱのＡＣ出力に対して低域通過（ＬＰ）フィルタリング及びバッファリングを提供する。出力の第１ペアであるＩ及びＱのＤＣペアは、単純に、次式の信号によって表された直交復調の低域通過フィルタリングされたＩ及びＱ出力である。

ｆ_OUT＝（Δｆ_FM，＋δ_DC）＋（２ｆ_TX＋Δｆ_FM）

ＬＰフィルタ（Ｉ及びＱ）は、好ましくは、復調器１７０のＩ及びＱ出力から高ＲＦ周波数残留成分（２ｆ_TX＋Δｆ_FM）を除去する受動型のＲＣフィルタである。この結果得られたＩ及びＱのＤＣペアは、ＤＣ（０Ｈｚ）〜２００Ｈｚの周波数成分を有するデータ信号（Δｆ_FM，＋δ_DC）を保持する。前述の設計においては、２００Ｈｚ〜５ＭＨｚの電子雑音の顕著な供給源が存在しないことから、使用される１つ又は複数のＬＰフィルタ１８０は、実際には、相対的に低いカットオフ（例えば、５ＭＨｚ）を有するように構成可能である。Ｉ及びＱのＤＣ出力の主要な目的は、ベース等価胸部インピーダンス成分（Ｚｏ）を含むＤＣ信号を保持することにある。Ｉ及びＱのＤＣ出力のＤＣ信号成分δ_DCは、ベースラインインピーダンス値を表すＤＣ電圧δ_ZDCと、前述の受信機入力（無線検査反射）と局部発振器信号１５５、１２６の間の固定された位相差を表す誤差ＤＣ電圧δ_Δθと、を含む。

δ_DC＝δ_ZDC＋δ_Δθ

Ｉ及びＱのＤＣ信号をデジタル的に処理し、周波数成分を除去すると共に、追加された受信機のＤＣ位相差誤差δ_Δθを除去して等価ベースインピーダンス成分Ｚｏを生成しなければならない。これは、ＤＣオフセット較正係数を任意のデジタル信号処理について処理回路１０２内において提供することにより、製造の際に実行される較正手順を通じて回路の一部である復調器１７０のＲＦ及びＬＯ入力の間の固定された入力位相差を計測することにより、実行可能である。

Ｉ及びＱのＡＣ出力は、帯域通過フィルタリングを経験するＩ及びＱミキサ出力であり、この結果、１Ｈｚ〜１００Ｈｚの信号周波数成分が得られる。これらの信号は、次式によって付与される等価心臓インピーダンス信号の時変部分を含むことになる。

ΔＺ／Δｔ＝ｄＺ／ｄｔ＋ｄ²Ｚ／ｄｔ²

好ましくは、復調器１７０からのＩ及びＱミキサ出力信号は、まず、約１Ｈｚ、好ましくは、１．０Ｈｚ未満の周波数を遮断するべく設計された同一の能動型高域通過（ＨＰ）フィルタ１９０（Ｉ及びＱ）のペアを通過させる。これは、約２００Ｈｚ超のすべての周波数を遮断するべく、或いは、更に具体的には、約２００Ｈｚ未満のすべての残りの周波数を通過させるべく設計された同一の低域通過（ＬＰ）フィルタ２００のペア（Ｉ及びＱ）によって後続される。現時点において好適なＨＰ能動型フィルタ１９０のそれぞれのもの（Ｉ及びＱ）は、好ましくは、絶縁された２．５ボルト基準電圧（Ｖｉ及びＶｑ）が供給されると共にそれぞれがＧ＝１０という設計信号利得を具備する低雑音のバッファ増幅器を有するＲＣフィルタを含む。電圧源１０８のオペアンプは、２．５Ｖの基準Ｖｉ及びＶｑをバッファリングし、且つ、これらを互いに、且つ、４．７Ｖのシステム電圧から絶縁する。

現時点において好適なＬＰフィルタ２００（Ｉ及びＱ）は、ＭＦＴ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ

Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｔｏｐｏｇｒａｐｈｙ）と呼ばれる能動型構成である。この能動型フィルタタイプは、低歪におけるその高いＱファクタ及び利得と、出力信号ドライバ用の利得を提供するその能力と、に起因して選択されている。それぞれのＬＰフィルタ２００（Ｉ及びＱ）は、ＲＣコンポーネントを有するオペアンプを含む。このＭＦＴは、Ｖｉ／Ｖｑの２．５Ｖ基準電圧を基準とするように変更されている。両方の基準電圧Ｖｉ及びＶｑを基準ＤＣ電圧として処理回路１０２に出力可能である。好ましくは、等価胸部インピーダンス及びその他の心肺データを算出するべく、ＩのＤＣ及びＱのＤＣ、ＩのＡＣ及びＱのＡＣ、並びに、基準ＤＣ電圧Ｖｉ及びＶｑという少なくとも６つの出力信号がシステム１０の無線部分１００から処理回路１０２に供給される。これらの信号は、様々な処理方法により、等価物から、等価なＺｏ、ΔＺ／Δｔ、及びｄ²Ｚ／ｄｔ²、並びに、その他の値を判定するべく、処理回路１０２によってデジタル化され、使用される。

別個のＩ及びＱ出力の利点は、信号処理により、依然として効果的に信号雑音を除去しつつ、振幅及び位相情報の両方を使用し、受信された信号を機能強化可能であるという点にある。本明細書においては、心臓波形信号の機能強化に関する第１の簡単な信号処理アルゴリズムについて提示する。

復調器１７０及びフィルタ１８０、１９０、２００から到来する信号は、Ｉ成分、Ｑ成分、及び時間を有する３Ｄ信号と見なすことができる。ユーザーが、互いに重畳された両方のＩ及びＱ信号を有する３Ｄ表示又は２つの２Ｄ表示を観察及び解釈することは困難である。この選択された方法は、Ｉ及びＱ復調信号を使用するＦＭ極性弁別器（ＦＭ ｐｏｌａｒ ｄｉｓｃｒｉｍｉｎａｔｏｒ）に非常に似ている。

直交位相信号Ｑを同相位相信号Ｉとの関係においてプロットすると、この結果、概ね、長くて薄い楕円パターンが得られることになろう。Ｉ及びＱ楕円の中心を貫通するラインは、水平（Ｉ）軸との関係において角度Φを形成することになる。Ｉ及びＱのデータポイントは、次のように、極形式においてプロット可能である。

ＲＩ_i＝ＳＱＲＴ（Ｉ²＋Ｑ²）＊［ｃｏｓ（Φ）］
ＲＱ_i＝ＳＱＲＴ（Ｉ²＋Ｑ²）＊［ｓｉｎ（Φ）］

ここで、Φ＝ｔａｎ^-1（Ｑ_i／Ｉ_i）であり、関数ｔａｎ^-1は、−π〜＋πラジアン（−１８０°〜＋１８０°）において定義される（コンピュータ言語において、関数ｔａｎ^-1が−π／２〜＋π／２ラジアン（−９０°〜＋９０°）においてのみ定義された場合には、曖昧さを伴うことなしに、すべての角度にわたって角度１８０°〜＋１８０°を決定するべく、Ｉ及びＱ成分の符号を識別しないければならなくなろう。これは、些細なことに思われるが重要な詳細である）。又、アルゴリズムにおけるゼロによる除算イベントを回避するべく、最下位ビット未満のゼロに近い分母値Ｉ_Iが望ましい。

Ｉ及びＱ信号を、振幅の変化を伴うことなしに、補正角度θ＝−Φだけ回転させた場合には、信号は、水平Ｉ軸に沿って極大化された振幅を具備することになり、且つ、この回転位相角θは、Ｉが極大化され、且つ、Ｑが極小化された際に、判明する。これらの回転されたＩ及びＱ信号は、次式のようにプロットされる。

ＲＩ_i＝ＳＱＲＴ（Ｉ²＋Ｑ²）＊［ｃｏｓ（Φ＋θ）］
ＲＱ_i＝ＳＱＲＴ（Ｉ²＋Ｑ²）＊［ｓｉｎ（Φ＋θ）］

従って、回転された際には、θ＝−Φ、であり、この結果、信号は、次式のようになる。

ＲＩ_i＝ＳＱＲＴ（Ｉ²＋Ｑ²）
ＲＱ_i＝０

この時点において、この一定の位相θは、ベースライン心臓インピーダンスＺｏに等価な一定のＤＣ値に、低雑音増幅器１６０からの反射されたＲＦ信号と復調器１７０の局部発振器信号の間の任意の位相オフセットが加わったものを表している。アンテナを１０ｄＢのＲＦ負荷及び短絡によって置換した較正計測を実施した場合には、計測された回転角度φ_errは、任意の位相誤差のみを表すことになろう。この結果、患者の胸部を計測した際に、Ｚｏを表す位相θ_Zを抽出可能である。

θ＝θ_Z＊φ_err
θ_Z＝θ−φ_err

ドップラー周波数である時変成分又は位相オフセットの導関数（ｄθ_Z／ｄｔ）は、信号位相を可能な最高のＦＭ周波数の少なくとも２倍（即ち、１００Ｈｚデータの場合に、２００回／秒）においてサンプリングする反復的な方法によって見出される。この反復的なプロセスは、等価な時変心臓インピーダンス波形ΔＺ／Δｔを表すドップラー周波数をもたらす。これは、次のように実現される。

初期Ｉ及びＱ回転を見出す。

ＲＩ_i＝ＳＱＲＴ（Ｉ²＋Ｑ²）＊［ｃｏｓ（Φ）］
ＲＱ_i＝ＳＱＲＴ（Ｉ²＋Ｑ²）＊［ｓｉｎ（Φ）］

信号Ｉが極大化され、且つ、信号Ｑが極小化される角度θだけ回転させる。

ＲＩ_i＝ＳＱＲＴ（Ｉ²＋Ｑ²）＊［ｃｏｓ（Φ＋θ）］＝ＲＩ_i＝ＳＱＲＴ（Ｉ²＋Ｑ²）
ＲＱ_i＝ＳＱＲＴ（Ｉ²＋Ｑ²）＊［ｓｉｎ（Φ）］＝０

この結果、θ_Z＝θ−φ_errを見出すことができる。

この段階で、Ｉ_i及びＱ_iの新しい計測値「Ｉ」が存在し、従って、以前の計測値を「ｉ−１」と設定し、Ｉ_i-1及びＱ_i-1と表記する。回転角度の更新の際の反復角度Δθは、次式のとおりである。

Δθ＝θ_i−θ_i-1＝ｔａｎ^-1｛（Ｑ_i−Ｑ_i-1）／（Ｉ_i−Ｉ_i-1）｝

角度Φ＝ｔａｎ^-1（Ｑ_i／Ｉ_i）が９０°に接近し、且つ、Ｑがゼロに接近した際には、比率Ｉ_i／Ｑ_iが非常に大きいため、大きな角度を計測する際には、スケーリング問題が存在可能である。Ｉ及びＱ計測値の間の距離の二乗により、反復角度について、この計算に重み付け可能である。

Ｅｒｒ_i＝［（Ｑ_i−Ｑ_i-1）²＋（Ｉ_i−Ｉ_i-1）²］＊ｔａｎ^-1｛（Ｑ_i−Ｑ_i-1）／（Ｉ_i−Ｉ_i-1）｝

スケーリングファクタ「Ａ」（代表的な値Ａ＝０．０００５である）を使用し、大きな角度は、次式のように計測される。

θ_i＝Ａ＊Ｅｒｒ_i

以前の角度を減算することにより、反復角度Δθを更新する。

Δθ＝θ_i−Ａ＊Ｅｒｒ_i-1

或いは、プログラミングの形態においては、次式のとおりである。

θ_i＝θ_i−Ａ＊Ｅｒｒ_i-1

値Δθは、時間と共に変化し、ドップラーシフト周波数及び心臓インピーダンスを表すことになる。ドップラー信号の振幅を位相及び振幅情報の両方について回復させる。このアルゴリズムを選択した理由は、受信機において相対的に高い信号対雑音比を提供可能であり、且つ、スケーリングにより、大きなダイナミックレンジを取り扱うことが可能であるためである。時間の経過に伴い、心臓インピーダンス波形を更に機能強化すると共に更なる情報を抽出することになるその他のアルゴリズムが開発されよう。

ＲＦアナログ送信及び受信セクション及び低周波数ＩＦセクション及び信号処理の間に明瞭な分離が存在することが判明した。ＡＳＩＣ設計においては、ＲＦ受信機機能について最適化されたものと、デジタル信号処理、メモリ、及び装置管理機能について最適化された第２のデジタルチップという２つのＡＳＩＣを具備するほうが良いことを立証可能である。第２のものは、場合によっては、前述のアナログ能動型フィルタリングの一部を置換し、柔軟なデジタル処理環境においてすべてのアナログ及び信号処理を実行することも可能である。

その広範な発明の概念を逸脱することなしに、前述の実施例に対して変更を加えることが可能であることが当業者には理解されよう。２００６年９月２１日付けで出願された米国特許出願第６０／８４６，４０８号及び２００７年４月５日付けで出願された米国特許出願第９１０，３９４号は、本引用により、そのすべてが本明細書に更に包含される。

Claims (31)

1. 血行動態の、呼吸及び／又はその他の心肺関係のデータを被検者から収集するための前記被検者の非侵襲的胸部無線検査用の無線装置において、
   前記被検者の外部において前記被検者に近接して配置されるべくサイズ設定されたアンテナと、
   前記アンテナに動作可能に接続され、且つ、前記アンテナを通じて前記近接して配置された被検者内に既定の固定された周波数の変調されていない高周波インピーダンス検査信号のみを送信するべく構成された無線送信機と、
   前記アンテナに動作可能に接続され、且つ、前記被検者から戻ってきた前記高周波インピーダンス検査信号の反射を前記アンテナを通じてキャプチャするべく構成された無線受信機と、
   を有する無線装置。
2. 前記高周波インピーダンス検査信号の既定の固定された周波数は、ＵＨＦ周波数である、請求項１記載の無線装置。
3. 前記増幅器は、約１／２ミリワットのみの強度において前記アンテナから前記高周波インピーダンス検査信号を送信するのにのみ十分なように前記ソース信号を増幅する、請求項２記載の無線装置。
4. 前記ＵＨＦ周波数は、９００〜９３０ＭＨｚである、請求項４記載の無線装置。
5. 前記アンテナからブロードキャストされた前記高周波検査信号は、基本的に少なくとも約１００ヘルツ未満の雑音成分を欠いている、請求項１記載の無線装置。
6. 前記無線送信機は、前記固定された既定の周波数の信号の供給源を有し、且つ、この場合に、前記無線送信機は、約１ミリワットを上回らない強度において前記アンテナから前記高周波インピーダンス検査信号を伝送するために十分に前記ソース信号を増幅するべく、前記供給源と前記アンテナの間に動作可能に接続された増幅器を有する、請求項１記載の無線装置。
7. 前記無線送信機と前記アンテナ及び前記アンテナと前記無線受信機の間に動作可能に接続された帯域通過フィルタを更に有し、前記帯域通過フィルタは、前記既定の固定された周波数付近に中心を有する信号を通過させるべく構成されている、請求項１記載の無線装置。
8. 前記無線受信機は、前記アンテナと動作可能に接続された直交復調器を含む、請求項１記載の無線装置。
9. 前記アンテナを通じた前記無線送信機及び前記無線受信機の同時の動作ために、前記無線送信機と前記アンテナの間及び前記アンテナと前記無線受信機の間に動作可能に接続されたデュープレクサを更に有する、請求項１記載の無線装置。
10. 前記無線受信機は、前記デュープレクサと動作可能に接続された直交復調器を含む、請求項９記載の無線装置。
11. 前記直交復調器は、前記高周波検査インピーダンス信号の前記反射から抽出されたドップラー成分を含む少なくとも１つの信号を出力する、請求項１１記載の無線装置。
12. 前記無線受信機は、前記直交復調器に動作可能に接続され、且つ、前記高周波検査インピーダンス信号の前記反射から抽出された約１ヘルツを上回る周波数を具備するドップラー成分を通過させるべく構成された高域通過フィルタを更に有する、請求項１１記載の無線装置。
13. 前記無線受信機は、前記高域通過フィルタに動作可能に接続され、且つ、前記高周波検査インピーダンス信号の前記反射から抽出された最大でわずかに約１００ヘルツの周波数を具備するドップラー成分を通過させるべく構成された低域通過フィルタを更に有する、請求項１３記載の無線装置。
14. 前記高周波検査インピーダンス信号の反射から抽出された少なくとも前記ドップラー成分を受信するべく前記直交復調器と動作可能に結合された処理回路を更に有する、請求項１１記載の無線装置。
15. 前記無線送信機、前記パッチアンテナ、及び前記無線受信機を収容する掌サイズのハウジングを更に有し、前記トランシーバは、手によって保持され、且つ、前記被検者に近接して配置されるべく十分に軽量である、請求項１記載の無線装置。
16. 前記アンテナは、パッチアンテナである、請求項１記載の無線装置。
17. 被検者から血行動態の、呼吸及び／又はその他の心肺関係のデータを収集するための前記被検者の非侵襲的胸部無線検査用の方法において、
    前記被検者に近接してアンテナを配置し、
    前記アンテナを通じて前記被検者内に既定の固定された周波数の変調されていない無線検査信号を送信し、
    前記アンテナによって受信された前記被検者からの前記送信された無線検査信号の反射をチャプチャする、
    各段階を有する方法。
18. 前記送信段階は、ＵＨＦ周波数において前記高周波インピーダンス検査信号を送信する段階を有する、請求項１７記載の方法。
19. 前記送信段階は、９００〜９３０ＭＨｚの周波数において前記高周波インピーダンス検査信号を送信する段階を有する、請求項１７記載の方法。
20. 前記送信段階は、基本的に少なくとも約１００ヘルツ未満の雑音成分を伴うことなしに前記高周波インピーダンス検査信号を送信する段階を有する、請求項１７記載の方法。
21. 前記送信段階は、約１ミリワットを上回らない強度において前記アンテナから前記高周波インピーダンス検査信号を送信する段階を有する、請求項１７記載の方法。
22. 前記送信段階は、約１／２ミリワットのみの強度において前記アンテナから前記高周波インピーダンス検査信号を送信する段階を有する、請求項２１記載の方法。
23. 前記パッチアンテナを通じた前記送信及びキャプチャ段階を重複させる段階を更に有する、請求項１７記載の方法。
24. 前記アンテナから前記高周波インピーダンス検査信号をブロードキャストする前に、重複された高周波インピーダンス検査信号をフィルタリングする段階を更に有する、請求項２３記載の方法。
25. 前記フィルタリング段階は、前記既定の固定された周波数付近に中心を有するＵＨＦ周波数信号のみを前記パッチアンテナとの間において伝達する段階を有する、請求項２４記載の方法。
26. 前記フィルタリング段階は、９００〜９３０ＭＨｚの範囲内の周波数付近に中心を有する信号のみを前記パッチアンテナに伝達する段階を有する、請求項２４記載の方法。
27. 前記キャプチャする段階は、前記高周波検査インピーダンス信号から前記高周波検査信号のドップラー成分を抽出する段階を有する、請求項１７記載の方法。
28. 前記抽出する段階は、約１〜１００ヘルツの周波数を具備する前記反射された高周波検査インピーダンス信号成分から成分を抽出する段階を有する、請求項２７記載の方法。
29. 掌サイズのハウジング内において、前記アンテナを、前記送信段階を実行する無線送信機及び前記キャプチャ段階を実行する無線受信機と組み合わせる初期段階を更に有する、請求項１７記載の方法。
30. 前記配置する段階は、前記送信及びキャプチャ段階を実行するべく前記掌サイズのハウジングを前記被検者上に配置する段階を有する、請求項２９記載の方法。
31. 前記配置する段階は、前記ハウジングを前記被検者の衣服の上に配置して前記ハウジングを前記被検者との接触から分離することによって実行される、請求項２９記載の方法。

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