JP2011199421A

JP2011199421A - 通信装置および受信電力測定方法

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Publication number: JP2011199421A
Application number: JP2010061581A
Authority: JP
Inventors: Jun Kitakado; 順北門; Masashi Iwami; 昌志岩見
Original assignee: Kyocera Corp
Current assignee: Kyocera Corp
Priority date: 2010-03-17
Filing date: 2010-03-17
Publication date: 2011-10-06
Also published as: US20130003811A1; WO2011115205A1

Abstract

【課題】受信電力を精度良く測定することが可能な技術を提供する。
【解決手段】通信装置１００Ａは、ベースバンドＯＦＤＭ信号を直交検波して、複素ＯＦＤＭ信号を生成する直交検波部１３と、複素ＯＦＤＭ信号にフーリエ変換処理を施し、サブキャリアごとの複素シンボルを出力するＦＦＴ部１５と、ＦＦＴ部１５から出力されるサブキャリアの複素シンボルの同相信号および直交信号の２乗和に基づいて、受信信号の受信電力を取得する受信電力算出部１６とを備えている。そして、受信電力算出部１６は、複素シンボルの同相信号および直交信号の２乗和と受信電力との関係を表したテーブルを有し、当該テーブルを用いて受信信号の受信電力を取得する。
【選択図】図３

Description

本発明は、受信電力の測定技術に関する。

従来から無線通信に関して様々な技術が提案されている。例えば非特許文献１には、次世代ＰＨＳ（Personal Handyphone System）と呼ばれる通信システムについての規格が記載されている。次世代ＰＨＳでは、各基地局は、ＴＤＭＡ／ＴＤＤ（Time Division Duplexing）を用いた通信方式で複数の通信端末と通信を行う。次世代ＰＨＳで採用されているＴＤＭＡ／ＴＤＤでは、４つのスロットで構成された送信期間と４つのスロットで構成された受信期間とが交互に現れる。また、次世代ＰＨＳでの通信方式では、ＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）も用いられている。ＯＦＤＭＡでは、互いに直交する複数のサブキャリアが合成されたＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号が使用される。

"OFDMA/TDMA TDD Broadband Wireless Access System(Next Generation PHS) ARIB STANDARD"、ARIB STD-T95 Version1.3、平成２１年１２月１６日、社団法人電波産業会

このようなＯＦＤＭ方式の無線通信では、通信相手から送信された信号の受信信号強度を示す受信電力は、例えば、受信信号を入力とした専用デバイスの出力を用いて測定することができる。しかし、当該専用デバイスの動作保障範囲には制限があるため、受信される信号の強さ（電界強度）によっては、専用デバイスの出力に測定誤差が含まれ、受信電力の測定精度が低下する可能性がある。

そこで、本発明は上述の点に鑑みて成されたものであり、受信電力を精度良く測定することが可能な技術を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明に係る通信装置は、ＯＦＤＭ信号である受信信号を直交検波して、複素ＯＦＤＭ信号を生成する直交検波手段と、前記複素ＯＦＤＭ信号にフーリエ変換処理を施し、サブキャリアごとの複素シンボルを出力するフーリエ変換手段と、前記フーリエ変換手段から出力される前記サブキャリアの複素シンボルの同相信号および直交信号の２乗和に基づいて、前記受信信号の受信電力を取得する受信電力取得手段とを備え、前記受信電力取得手段は、複素シンボルの同相信号および直交信号の２乗和と受信電力との対応関係を記憶した記憶部を有し、前記対応関係を用いて前記受信信号の受信電力を取得する。

また、本発明に係る通信装置の一態様では、前記受信電力取得手段は、前記フーリエ変換手段から出力される前記サブキャリアの複素シンボルの同相信号および直交信号の２乗和に基づいて、前記受信信号におけるスロット単位の第１スロット受信電力を取得し、前記通信装置は、時間領域の前記受信信号に基づいて当該受信信号の信号レベルを検出する検出手段と、前記受信信号の信号レベルに基づいて、前記受信信号におけるスロット単位の第２スロット受信電力を取得するスロット受信電力取得手段と、前記第１スロット受信電力および前記第２スロット受信電力のいずれかを前記受信信号のスロット受信電力として択一的に選択する選択手段とをさらに備える。

また、本発明に係る通信装置の一態様では、前記対応関係は、既知の受信電力を有する信号を前記通信装置に入力させたときに、前記フーリエ変換手段から出力されるサブキャリアの同相信号および直交信号の２乗和を測定することによって、予め取得される。

また、本発明に係る通信装置の一態様では、前記対応関係は、テーブル形式で前記記憶部に記憶される。

また、本発明に係る通信装置の一態様では、通信装置は、アナログ形式の信号をデジタル形式の信号に変換するＡ／Ｄ変換手段をさらに備え、前記フーリエ変換手段に入力される前記複素ＯＦＤＭ信号は、前記デジタル形式の信号であり、前記選択手段は、前記第２スロット受信電力と所定値との比較結果に応じて、前記第１スロット受信電力および前記第２スロット受信電力のいずれかを前記受信信号のスロット受信電力として択一的に選択し、前記所定値は、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号が飽和しない範囲のスロット受信電力である。

また、本発明に係る通信装置の一態様では、前記選択手段は、前記第２スロット受信電力が前記所定値より大きい場合、前記第２スロット受信電力を前記受信信号のスロット受信電力として選択する。

また、本発明に係る通信装置の一態様では、前記選択手段は、前記第２スロット受信電力が前記所定値以下の場合、前記第１スロット受信電力を前記受信信号のスロット受信電力として選択する。

また、本発明に係る通信装置の一態様では、前記受信電力取得手段は、前記フーリエ変換手段から出力される前記サブキャリアの複素シンボルの同相信号および直交信号の２乗和に基づいて、当該サブキャリアを含むサブチャネルの受信電力を取得する。

また、本発明に係る受信電力測定方法は、ａ）ＯＦＤＭ信号である受信信号を直交検波して、複素ＯＦＤＭ信号を生成する工程と、ｂ）前記複素ＯＦＤＭ信号にフーリエ変換処理を施し、サブキャリアごとの複素シンボルを出力する工程と、ｃ）前記サブキャリアの複素シンボルの同相信号および直交信号の２乗和に基づいて、前記受信信号の受信電力を取得する工程とを備え、前記ｃ）工程は、予め記憶された、複素シンボルの同相信号および直交信号の２乗和と受信電力との対応関係を用いて、前記受信信号の受信電力を取得する。

本発明によれば、受信電力を精度良く測定することが可能になる。

本発明の実施形態に係る通信システムの構成を示す図である。ＴＤＭＡ／ＴＤＤフレームの構成を示す図である。本発明の実施形態に係る通信装置の構成を示すブロック図である。無線部の詳細構成を示す図である。ＩＱ２乗和と受信電力との関係を表す変換テーブルを示す図である。受信レベルと受信電力との関係を表す変換テーブルを示す図である。受信電力の種類を示す図である。第１方式および第２方式で特定されるスロット受信電力を示す図である。第１方式および第２方式で特定されるスロット受信電力を示す図である。第１方式および第２方式で特定されるスロット受信電力を示す図である。第１方式および第２方式で特定されるスロット受信電力を示す図である。第１方式および第２方式で特定されるスロット受信電力を示す図である。第１方式および第２方式で特定されるスロット受信電力を示す図である。第１方式および第２方式で特定されるスロット受信電力を示す図である。第１方式および第２方式で特定されるスロット受信電力を示す図である。Ａ／Ｄ変換部に入力されるアナログ信号を示す図である。Ａ／Ｄ変換部に入力されるアナログ信号を示す図である。スロット受信電力の選択手法を示すフローチャートである。スロット受信電力の選択手法を示すフローチャートである。変形例に係る通信装置の構成を示すブロック図である。変形例に係るスロット受信電力の選択手法を示すフローチャートである。変形例に係るスロット受信電力の選択手法を示すフローチャートである。ダウンコンバートされた信号を示す図である。変形例に係るスロット受信電力の選択手法を示すフローチャートである。

＜実施形態＞
［概要］
図１は、本発明の実施形態に係る通信システム１の構成を示す図である。通信システム１は、次世代ＰＨＳの標準規格としてのＸＧＰに準拠した通信システムであって、複数の基地局１０で構成されている。

各基地局１０は、ＴＤＭＡ／ＴＤＤ（Time Division Multiple Access/Time Division Duplexing）方式で通信端末５０と通信を行うとともに、各基地局１０は、バックボーンネットワークとしてのネットワークＮＴを介して互いに接続されている。このような構成を有する通信システム１では、遠く離れた通信端末５０同士の情報伝送が実現される。

また、通信システム１では、多元接続方式としてＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）方式も採用されている。ＯＦＤＭＡ方式では、互いに直交する複数のサブキャリアが合成されたＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号が使用される。

基地局１０と通信端末５０との通信は、無線の電波資源（「無線リソース」とも称する）の中から特定の無線リソースを用いて行われる。無線リソースは、周波数軸と時間軸とからなる２次元で特定され、複数のフレーム（「ＴＤＭＡ／ＴＤＤフレーム」とも称する）２００で構成されている。図２は、ＴＤＭＡ／ＴＤＤフレーム２００の構成を示す図である。

図２に示されるように、ＴＤＭＡ／ＴＤＤフレーム２００は、横軸および縦軸に時間および周波数をそれぞれ示す時間−周波数平面上で特定される。

１つのＴＤＭＡ／ＴＤＤフレーム２００（単位ＴＤＭＡ／ＴＤＤフレーム）は、通信端末５０から基地局１０への上り信号を伝送するための上りフレーム２００Ｕと、基地局１０から通信端末５０への下り信号を伝送するための下りフレーム２００Ｄとで構成される。上りフレーム２００Ｕおよび下りフレーム２００Ｄのそれぞれは、時間方向に４分割されていて、第１スロットＳＬ１〜第４スロットＳＬ４を含んでいる。ＴＤＭＡ／ＴＤＤフレーム２００では、１つのスロット（単位スロット）の時間幅は６２５μｓに設定されていて、上りフレーム２００Ｕおよび下りフレーム２００Ｄの時間長はそれぞれ２．５ｍｓとなり、単位ＴＤＭＡ／ＴＤＤフレームの時間長は５ｍｓとなっている。

なお、上りフレーム２００Ｕに含まれる各スロットＳＬ１〜ＳＬ４は、「上りタイムスロット」とも称され、下りフレーム２００Ｄに含まれる各スロットＳＬ１〜ＳＬ４は、「下りタイムスロット」とも称される。

また、ＴＤＭＡ／ＴＤＤフレーム２００は、周波数方向に第１サブチャネルＳＣＨ１〜第ｊサブチャネルＳＣＨｊ（ｊ＞１）を含み、図２では、第１サブチャネルＳＣＨ１〜第９サブチャネルＳＣＨ９を含んだ態様が示されている。１つのサブチャネル（単位サブチャネル）の帯域幅は９００ｋＨｚであって、１つのサブチャネルは２４本のサブキャリアで構成されている。

ＴＤＭＡ／ＴＤＤフレーム２００では、１つのスロットと１つのサブチャネルとで、１つのＰＲＵ（Physical Resource Unit）２１０が構成されている。基地局１０と通信端末５０との通信は、このＰＲＵ２１０単位で行われる。すなわち、基地局１０では、通信端末５０に対する無線リソースの割り当てはＰＲＵ２１０単位で行われ、通信端末５０に送信データを送信する際に使用する変調方式はＰＲＵ２１０ごとに決定される。

上りフレーム２００Ｕおよび下りフレーム２００Ｄのそれぞれには、時間方向に沿って４つのＰＲＵ２１０が並び、単位ＴＤＭＡ／ＴＤＤフレームでは、時間方向に沿って８つのＰＲＵ２１０が並んでいる。またＴＤＭＡ／ＴＤＤフレーム２００では、周波数方向には、サブチャネルの数と同数の９個のＰＲＵ２１０が並んでいる。

例えば、図２では、上りフレーム２００Ｕにおいて、第１スロットＳＬ１の第１サブチャネルＳＣＨ１から第４スロットＳＬ４の第９サブチャネルＳＣＨ９まで順番にユニット番号が割り当てられる。すなわち、上りフレーム２００Ｕは、ＰＲＵ１〜ＰＲＵ３６まで３６個のＰＲＵで構成されている。なお、下りフレーム２００Ｄを構成する各ＰＲＵ２１０について同様にユニット番号が割り当てられるが、図２では図示を省略している。

［通信装置の構成］
ここで、基地局１０として構成される通信装置１００Ａの構成について説明する。図３は、通信装置１００Ａの構成を示すブロック図である。図４は、無線部ＲＦの詳細構成を示す図である。図５は、変換テーブルＴＢ１を示す図であり、図６は、変換テーブルＴＢ２を示す図である。なお、図３においては、受信部のみが示されており、送信部については省略されている。

図３に示されるように、通信装置１００Ａは、アレイアンテナＡＴと、無線部ＲＦと、Ａ／Ｄ変換部１１，１２と、直交検波部１３と、デジタルフィルタ１４と、ＦＦＴ部１５と、受信電力算出部１６と、相対電力比算出部１７と、スロット受信電力取得部１８と、受信電力特定部１９とを備えている。このような構成を有する通信装置１００Ａは、アレイアンテナＡＴで受信された信号の受信電力を取得する機能を有している。

具体的には、通信装置１００Ａにおいて、アレイアンテナＡＴで受信した受信信号は無線部ＲＦに入力される。無線部ＲＦは、入力された受信信号に基づいて、ベースバンドのＯＦＤＭ信号（「ベースバンドＯＦＤＭ信号」とも称する）ＢＯＳを出力するとともに、受信信号の信号レベルＲＬを出力する。

より詳細には、図４に示されるように、無線部ＲＦは、増幅器（アンプ）２１，２４と、ミキサ２２，２６，２９と、信号分離器２３と、バンドパスフィルタ２５，２７，２８，３０と、受信レベル検出部３１とを有している。

アレイアンテナＡＴで受信された受信信号は、アンプ２１によって増幅された後に、ミキサ２２に入力される。ミキサ２２は、不図示の局部発振器とともに、信号の周波数帯域をより低い周波数帯域（中間帯域）に変換する周波数帯域変換部として機能する。

ミキサ２２からの出力信号は、信号分離器２３に入力される。当該出力信号は、信号分離器２３によって２つの経路に分離され、アンプ２４とバンドパスフィルタ２８とに入力される。

アンプ２４で増幅された信号は、バンドパスフィルタ２５に入力される。バンドパスフィルタ２５で所定のフィルタ処理が施された信号は、ミキサ２６に入力される。ミキサ２６は、不図示の局部発振器とともに、信号の周波数帯域をより低い周波数帯域（基底帯域）に変換する周波数帯域変換部として機能する。ミキサ２６からの出力信号は、バンドパスフィルタ２７に入力される。バンドパスフィルタ２７は、当該出力信号から基底帯域以外の不要な信号を除去し、基底帯域の信号（ベースバンドＯＦＤＭ信号）ＢＯＳを出力する。

一方、信号分離器２３からバンドパスフィルタ２８に直接入力された信号は、バンドパスフィルタ２８、ミキサ２９、およびバンドパスフィルタ３０を経て基底帯域の信号に変換された後に、受信レベル検出部３１に入力される。

受信レベル検出部３１は、アレイアンテナＡＴで受信された受信信号の信号レベルＲＬを検出する。具体的には、受信レベル検出部３１は、アレイアンテナＡＴで受信された時間領域の受信信号に基づいて、スロットＳＬ１〜ＳＬ４ごとに受信信号の電圧値を検出し、当該電圧値を受信信号の信号レベルＲＬとして出力する。

このように、無線部ＲＦは、受信信号に基づいて、ベースバンドＯＦＤＭ信号ＢＯＳと受信信号の信号レベルＲＬとを出力する。なお、無線部ＲＦ内のアンプ２１，２４としては、一定の増幅率（利得）を有する固定アンプが用いられる。

通信装置１００Ａの説明に戻って（図３参照）、無線部ＲＦから出力されたベースバンドＯＦＤＭ信号ＢＯＳ、および受信信号の信号レベルＲＬそれぞれは、Ａ／Ｄ変換部１１，１２に入力される。Ａ／Ｄ変換部１１，１２は、アナログ形式の信号をデジタル形式の信号に変換して出力する。

Ａ／Ｄ変換部１１から出力されたデジタル形式のベースバンドＯＦＤＭ信号は、直交検波部１３に入力される。直交検波部１３は、デジタル形式のベースバンドＯＦＤＭ信号に対して直交検波を行い、ベースバンドＯＦＤＭ信号のＩ（Inphase）成分（同相成分）およびＱ（Quadrature）成分（直交成分）を生成する。直交検波部１３で生成されるＩ成分の信号は、同相信号とも称され、Ｑ成分の信号は、直交信号とも称される。また、同相信号および直交信号は、複素ＯＦＤＭ信号とも称される。

ベースバンドＯＦＤＭ信号の同相信号および直交信号は、デジタルフィルタ１４においてフィルタ処理が施された後、ＦＦＴ部１５に入力される。

ＦＦＴ部１５は、入力された同相信号および直交信号に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）を施す。これにより、ＦＦＴ部１５からは、ベースバンドＯＦＤＭ信号に含まれる複数のサブキャリアごとに複素シンボルの同相信号および直交信号が出力される。ＦＦＴ部１５から出力されたサブキャリアごとの複素シンボルの同相信号および直交信号は、受信電力算出部１６と相対電力比算出部１７とに入力される。

受信電力算出部１６では、サブキャリアごとの複素シンボルの同相信号および直交信号に基づいて、サブチャネルごとの受信電力（「サブチャネル受信電力」とも称する）が取得される。例えば、１スロットにおける或るサブチャネルの受信電力が取得される場合は、受信電力算出部１６は、当該サブチャネルに含まれる、いくつかのサブキャリアそれぞれについて同相信号および直交信号の２乗和（「ＩＱ２乗和」とも称する）を算出する。そして、受信電力算出部１６は、算出された各ＩＱ２乗和の平均値を当該サブチャネルのＩＱ２乗和（サブチャネルＩＱ２乗和）として用い、当該サブチャネルの受信電力を取得する。サブチャネル受信電力の取得は、図５に示される変換テーブルＴＢ１を参照してサブチャネルＩＱ２乗和に対応したサブチャネル受信電力を特定することによって実現される。なお、ＩＱ２乗和は、サブキャリアの同相信号および直交信号の各々を２乗して加算した結果を表している。

また、受信電力算出部１６では、１スロットを構成する各サブチャネルのサブチャネルＩＱ２乗和の総和を算出し、算出された総和に基づいて当該１スロットの受信電力（「スロット受信電力」とも称する）を取得する。当該総和に基づいたスロット受信電力の取得は、図５に示される変換テーブルＴＢ１を参照することによって行われる。

このように、受信電力算出部１６では、サブチャネル受信電力がサブチャネルごとに取得され、各サブチャネル受信電力は受信電力特定部１９に出力される。また、受信電力算出部１６では、スロット受信電力がスロットごとに取得され、各スロット受信電力は受信電力特定部１９に出力される。

なお、変換テーブルＴＢ１に示されるＩＱ２乗和と受信電力との関係は、既知の受信電力を有する信号を生成し、当該信号を通信装置１００Ａに入力させたときに、当該通信装置１００Ａから得られるＩＱ２乗和を所定の測定器で測定することによって、特定できる。すなわち、変換テーブルＴＢ１を作成する際には、１０．０ｄＢμＶの受信電力を有する信号を通信装置１００Ａに入力させたとき、通信装置１００ＡからはＩＱ２乗和として「１９２８」が得られたことになる。このようにして特定されたＩＱ２乗和と受信電力との対応関係は、変換テーブルＴＢ１として、受信電力算出部１６の記憶部（不図示）に予め格納されている。なお、受信電力は、受信信号強度（ＲＳＳＩ：Receive Signal Strength Indication）とも称される。

相対電力比算出部１７では、サブキャリアごとの複素シンボルの同相信号および直交信号に基づいて、サブチャネルごとに受信電力の相対比（「受信電力相対比」または「相対電力比」とも称する）が算出される。具体的には、相対電力比算出部１７は、受信電力算出部１６と同様の手法にて、１スロットを構成する各サブチャネルについてサブチャネルＩＱ２乗和をそれぞれ算出する。そして、相対電力比算出部１７は、各サブチャネルＩＱ２乗和を加算することによって全サブチャネルのＩＱ２乗和の総和を算出する。そしてさらに、相対電力比算出部１７は、或るサブチャネルのサブチャネルＩＱ２乗和を、全サブチャネルのＩＱ２乗和の総和で割ることで、１スロット内の全サブチャネルに対する当該或るサブチャネルの相対電力比を取得する。すなわち、特定のスロットにおけるｎ番目のサブチャネルに関する相対電力比「Ｒｅ（ｎ）」は、ｊ番目のサブチャネルのサブチャネルＩＱ２乗和を「ＩＱ_sum（ｊ）」とすると、式（１）のように表される。

このような相対電力比の算出は、各スロットに含まれるサブチャネルそれぞれについて行われ、算出された各相対電力比は、受信電力特定部１９に出力される。

一方、Ａ／Ｄ変換部１２から出力されたデジタル形式の受信信号の信号レベルは、スロット受信電力取得部１８に入力される。スロット受信電力取得部１８は、図６に示される変換テーブルＴＢ２を参照することによって、スロットＳＬ１〜ＳＬ４ごとの受信信号の信号レベル（電圧値）に対応したスロットＳＬ１〜ＳＬ４ごとのスロット受信電力を取得する。スロット受信電力取得部１８で取得された各スロット受信電力は、受信電力特定部１９に出力される。なお、変換テーブルＴＢ２は、電圧値で表された受信レベルを、デシベル換算された受信信号強度（ＲＳＳＩ）に変換するものであり、スロット受信電力取得部１８で取得されるスロット受信電力は、デシベル換算された値で表されることになる。

受信電力特定部１９は、受信電力算出部１６、相対電力比算出部１７、およびスロット受信電力取得部１８からの各入力値に基づいて、種々の受信電力を特定する。特定される受信電力の種類としては、サブチャネル単位のサブチャネル受信電力とスロット単位のスロット受信電力とがあり、これら各受信電力は２通りの方式で特定される。図７は、受信電力の種類を示す図である。

具体的には、図７に示されるように、受信電力特定部１９は、受信電力算出部１６から入力されるサブチャネル受信電力を第１方式（ＩＱ２乗和方式）で取得されたサブチャネル受信電力として特定する。また、受信電力特定部１９は、受信電力算出部１６から入力されるスロット受信電力を、ＩＱ２乗和方式で取得されたスロット受信電力として特定する。

また、受信電力特定部１９は、スロット受信電力取得部１８から入力されるスロット受信電力を、第２方式（相対比方式）で取得されたスロット受信電力として特定する。また、受信電力特定部１９は、相対電力比算出部１７から入力される相対電力比およびスロット受信電力取得部１８から入力されるスロット受信電力に基づいて、サブチャネル受信電力を特定する。

第２方式によるサブチャネル受信電力の特定は、下記の式（２）を用いた演算によって実現される。すなわち、１スロット内のｎ番目のサブチャネルに関するサブチャネル受信電力「ＲＳＳＩ_sub（ｎ）」は、スロット受信電力取得部１８から入力されるスロット受信電力を「ＲＳＳＩ_slot」とし、相対電力比算出部１７から入力されるｎ番目のサブチャネルに関する相対電力比を「Ｒｅ（ｎ）」とすると、式（２）のように表される。

このように、受信電力特定部１９は、第１方式を用いてスロット受信電力およびサブチャネル受信電力を特定することができるとともに、第２方式を用いてスロット受信電力およびサブチャネル受信電力を特定することができる。なお、第２方式でスロット受信電力を特定するための装置は、専用デバイスとも称され、受信レベル検出部３１およびスロット受信電力取得部１８で構成される。

［第１方式と第２方式との比較］
次に、受信電力の特定に用いる第１方式と第２方式との差異について説明する。図８〜図１５は、既知の受信信号強度を有する信号を通信装置１００Ａに入力させたときに第１方式および第２方式で特定されるスロット受信電力「ＲＳＳＩ_slot」を示す図である。

図８に示されるように、０ｄＢμＶのスロット受信電力を有する信号を通信装置１００Ａに入力させたときは、第２方式よりも第１方式の方が、スロット受信電力の特定精度が良い。また、１０ｄＢμＶ〜６０ｄＢμＶでは、図９〜図１４に示されるように、第１方式で特定されたスロット受信電力と、第２方式で特定されたスロット受信電力とはほぼ同じであり、第１方式と第２方式との間でスロット受信電力の特定精度に差はない。

０ｄＢμＶで第２方式によるスロット受信電力の特定精度が低下するのは、専用デバイスの特性に起因するものである。具体的には、専用デバイスの動作保障範囲には制限があるため、受信信号の強さによっては、専用デバイスの出力に測定誤差が含まれることになる。このため、専用デバイスの出力を用いて受信電力を取得する第２方式では、電界強度の比較的小さい信号に関する受信電力の特定精度は低下する。

一方、図１５に示されるように、７０ｄＢμＶのスロット受信電力を有する信号を通信装置１００Ａに入力させたときは、第１方式でのスロット受信電力の特定が困難となる。

このように、７０ｄＢμＶで第１方式によるスロット受信電力の特定が困難になるのは、無線部ＲＦから出力されるベースバンドＯＦＤＭ信号ＢＯＳが大きくなり過ぎたため、Ａ／Ｄ変換部１１によって適切なデジタル形式の信号値が取得できなくなることに起因する。図１６および図１７は、Ａ／Ｄ変換部１１に入力されるアナログ信号を示す図である。

具体的には、Ａ／Ｄ変換部１１では、入力されたアナログ信号に対して表現可能なデジタル信号の幅が制限される。このため、デジタル信号値として表現可能な値以上のアナログ信号が入力されると、Ａ／Ｄ変換部１１では当該アナログ信号を正確に表現できなくなり、出力されるデジタル信号は飽和することになる。本実施形態の無線部ＲＦでは、増幅器２１，２４として固定アンプが用いられているため、Ａ／Ｄ変換部１１からの出力値が飽和するか否かは、受信される信号の強さ（受信信号の電界強度）に比例する。

例えば、電界強度の小さい信号（例えば、スロット受信電力＝４０ｄＢμＶ）を受信した場合は、図１６に示されるように、Ａ／Ｄ変換部１１に入力されるアナログ信号「Ｒｂ（ｔ）」は、Ａ／Ｄ変換部１１においてデジタル信号値として表現可能な範囲ＲＧに収まる信号となる。これに対して、電界強度の大きい信号（例えば、スロット受信電力＝７０ｄＢμＶ）を受信した場合は、図１７に示されるように、Ａ／Ｄ変換部１１に入力されるアナログ信号「Ｒｂ（ｔ）」は、Ａ／Ｄ変換部１１においてデジタル信号値として表現可能な範囲ＲＧから一部はみ出た信号となる。この場合、Ａ／Ｄ変換部１１から出力されるデジタル信号には、飽和した信号が含まれることになるので、後段の受信電力算出部１６では、正確なＩＱ２乗和を取得することが不可能になり、ひいては第１方式でのスロット受信電力の特定が困難になる。

このように、第１方式によるスロット受信電力の特定精度および第２方式によるスロット受信電力の特定精度は、受信信号の強さに応じて変化するため、特定精度の高い方式で特定されたスロット受信電力を現在のスロット受信電力として用いることが好ましい。

本実施形態の受信電力特定部１９は、第１方式で特定されたスロット受信電力および第２方式で特定されたスロット受信電力のうち、どちらの方式で特定されたスロット受信電力を現在のスロット受信電力として用いるかを択一的に選択する選択手段としての機能も有している。図１８および図１９は、第１方式で特定されたスロット受信電力および第２方式で特定されたスロット受信電力のうち、どちらの方式で特定されたスロット受信電力を現在のスロット受信電力として採用するかを選択する際のフローチャートである。

例えば、図１８のフローチャートでは、ステップＳＰ１１において、第２方式で特定されたスロット受信電力が所定値より大きいか否かが判定される。当該所定値は、Ａ／Ｄ変換部１１によるＡ／Ｄ変換後の出力信号が飽和しない範囲の特定のスロット受信電力を示し、当該特定のスロット受信電力を有する信号が受信信号として通信装置１００Ａに入力されたときに、Ａ／Ｄ変換後の出力信号が飽和するか否かに基づいて決定される。所定値としては、信号が飽和する直前の値を採用することが好ましく、ここでは、所定値として６０ｄＢμＶが採用されている。

ステップＳＰ１１において、第２方式で得られたスロット受信電力が所定値より大きいと判定された場合は、動作工程は、ステップＳＰ１２に移行され、第２方式で特定されたスロット受信電力が現在のスロット受信電力として採用される。一方、第２方式で得られたスロット受信電力が所定値以下の場合は、動作工程は、ステップＳＰ１３に移行され、第１方式で特定されたスロット受信電力が現在のスロット受信電力として採用される。

また、例えば、図１９のフローチャートでは、第２方式で特定されたスロット受信電力を現在のスロット受信電力として主に用いる態様が示されている。具体的には、ステップＳＰ２１では、第１方式で特定されたスロット受信電力と第２方式で特定されたスロット受信電力との差分が第１の閾値以下であるか否かが判定される。当該第１の閾値としては、例えば、５ｄＢμＶを採用すればよい。

ステップＳＰ２１において、両方式間の差分値が第１の閾値以下であった場合は、動作工程はステップＳＰ２２に移行され、第２方式で特定されたスロット受信電力が現在のスロット受信電力として採用される。一方、両方式間の差分値が第１の閾値より大きい場合は、動作工程はステップＳＰ２３に移行される。

ステップＳＰ２３では、第２方式で特定されたスロット受信電力が第２の閾値より大きいか否かが判定される。当該第２の閾値としては、デジタル信号が飽和する直前の限度値を採用することが好ましく、ここでは、第２の閾値として６０ｄＢμＶが採用されている。

ステップＳＰ２３において、第２方式で得られたスロット受信電力が第２の閾値より大きいと判定された場合は、動作工程は、ステップＳＰ２２に移行され、第２方式で特定されたスロット受信電力が現在のスロット受信電力として採用される。一方、第２方式で得られたスロット受信電力が第２の閾値以下の場合は、動作工程は、ステップＳＰ２４に移行され、第１方式で特定されたスロット受信電力が現在のスロット受信電力として採用される。

このように、両方式のうち、どちらの方式で特定されたスロット受信電力を現在のスロット受信電力として採用するかをデジタル信号が飽和する直前の限度値を基準にして決定することによれば、受信信号の強さに応じた最適な方式で特定されたスロット受信電力を現在のスロット受信電力として用いることが可能になる。なお、図１８および図１９で示されるフローチャートは一例であり、他のフローチャートに従って現在のスロット受信電力を決定してもよい。

以上のように、通信装置１００Ａは、ベースバンドＯＦＤＭ信号を直交検波して、複素ＯＦＤＭ信号を生成する直交検波部１３と、複素ＯＦＤＭ信号にフーリエ変換処理を施し、サブキャリアごとの複素シンボルを出力するＦＦＴ部１５と、ＦＦＴ部１５から出力されるサブキャリアの複素シンボルの同相信号および直交信号の２乗和に基づいて、受信信号の受信電力を取得する受信電力算出部１６とを備えている。そして、当該受信電力算出部１６は、複素シンボルの同相信号および直交信号の２乗和と受信電力との対応関係を記憶する記憶部を有し、受信電力算出部１６は、当該対応関係を用いて受信信号の受信電力を取得する。このような構成を有する通信装置１００Ａによれば、受信電力を精度良く測定することが可能になる。

＜変形例＞
以上、この発明の実施の形態について説明したが、この発明は上記説明した内容のものに限定されない。

例えば、上記実施形態では、第１方式と第２方式とでスロット受信電力を特定可能な構成としていたが、これに限定されない。図２０は、変形例に係る通信装置１００Ｂの構成を示すブロック図である。なお、通信装置１００Ｂにおいて、通信装置１００Ａと共通する部分については同じ符号を付して説明を省略する。

具体的には、図２０に示されるように、通信装置１００Ｂは、第１方式でスロット受信電力を特定可能な構成のみを有する態様であってもよい。これによれば、電界強度の小さい信号を受信する場合において、当該受信信号のスロット受信電力を精度良く特定することが可能になる。また、通信装置１００Ｂは、第２方式でスロット受信電力を特定するための構成を有していないため、コストの削減を図ることが可能になる。

また、上記実施形態では、通信相手の信号が弱い場合、すなわち電界強度の小さい信号を受信する場合は、第１方式で特定されたスロット受信電力を現在のスロット受信電力として用い、通信相手の信号が強い場合、すなわち電界強度の大きい信号を受信する場合は、第２方式で特定されたスロット受信電力を現在のスロット受信電力として用いていたが、これに限定されない。

具体的には、第２方式でスロット受信電力を特定するための専用デバイスが、電界強度の小さい信号に対してはスロット受信電力を精度良く特定可能である一方で、電界強度の大きい信号に対してはスロット受信電力を精度良く特定できない特性を有していた場合を想定する。この場合、電界強度の大きい信号を受信しても、Ａ／Ｄ変換部１１からの出力値が飽和しないように、固定アンプの増幅率を設計したときは、電界強度の小さい信号を受信する場合は、第２方式で特定されたスロット受信電力を現在のスロット受信電力として用い、電界強度の大きい信号を受信する場合は、第１方式で特定されたスロット受信電力を現在のスロット受信電力として用いることが好ましい。

本変形例においては、図１８および図１９のフローチャートはそれぞれ図２１および図２２のように変形される。すなわち、図２１のフローチャートでは、ステップＳＰ３１において、第２方式で特定されたスロット受信電力が所定値（例えば、６０ｄＢμＶ）より大きいか否かが判定される。

ステップＳＰ３１において、第２方式で得られたスロット受信電力が所定値より大きいと判定された場合は、動作工程は、ステップＳＰ３２に移行され、第１方式で特定されたスロット受信電力が現在のスロット受信電力として採用される。一方、第２方式で得られたスロット受信電力が所定値以下の場合は、動作工程は、ステップＳＰ３３に移行され、第２方式で特定されたスロット受信電力が現在のスロット受信電力として採用される。

また、例えば、図２２のフローチャートでは、ステップＳＰ４１において、第１方式で特定されたスロット受信電力と第２方式で特定されたスロット受信電力との差分が第１の閾値（例えば、５ｄＢμＶ）以下であるか否かが判定される。

ステップＳＰ４１において、両方式間の差分値が第１の閾値以下であった場合は、動作工程はステップＳＰ４２に移行され、第２方式で特定されたスロット受信電力が現在のスロット受信電力として採用される。一方、両方式間の差分値が第１の閾値より大きい場合は、動作工程はステップＳＰ４３に移行される。

ステップＳＰ４３では、第２方式で特定されたスロット受信電力が第２の閾値（例えば、６０ｄＢμＶ）より大きいか否かが判定される。

ステップＳＰ４３において、第２方式で得られたスロット受信電力が第２の閾値より大きいと判定された場合は、動作工程は、ステップＳＰ４４に移行され、第１方式で特定されたスロット受信電力が現在のスロット受信電力として採用される。一方、第２方式で得られたスロット受信電力が第２の閾値以下の場合は、動作工程は、ステップＳＰ４２に移行され、第２方式で特定されたスロット受信電力が現在のスロット受信電力として採用される。

また、上記実施形態では、通信に用いられる特定の１の周波数帯域を考慮して受信電力を測定していたが、これに限定されず、通信に用いられる複数の異なる周波数帯域を考慮して受信電力を測定してもよい。図２３は、バンドパスフィルタ３０通過後のダウンコンバートされた信号Ｒｄを示す図である。図２４は、受信電力の選択手法を示すフローチャートである。

具体的には、通信システム１においては、複数の異なる周波数帯域を通信に用いてもよく、この場合、基地局ごとに用いる周波数帯域が割り当てられることになる。例えば、或る基地局において、周波数帯域「ｆ_N」が用いられている場合、他の基地局では、当該周波数帯域「ｆ_N」に隣接した周波数帯域「ｆ_N-1」、または周波数帯域「ｆ_N+1」が用いられる。

各基地局（通信装置）においては、ダウンコンバートの際に不要な周波数帯域の信号を除去するために、バンドパスフィルタ２８，３０が設けられているが、当該バンドパスフィルタ２８，２９では、その特性上、急峻には不要な周波数を除去することができない。

このため、基地局ごとに異なる周波数帯域が割り当てられ、かつ異なる周波数帯域で通信を行う周辺基地局が通信状態である状況では、基地局にとって不要な周波数帯域の信号を、当該基地局にとって有効な周波数帯域の信号として用いる可能性がある。例えば、周波数帯域「ｆ_N」を用いる或る基地局周辺の周辺基地局において、周波数帯域「ｆ_N-1」、および周波数帯域「ｆ_N+1」が用いられていた場合、バンドパスフィルタ３０通過後の信号「Ｒｄ」には、図２３に示されるように、破線ＨＬ１で囲まれる範囲の周波数帯域ｆ_N-1の信号および破線ＨＬ２で囲まれる範囲の周波数帯域ｆ_N+1の信号が含まれることになる。

ここで、基地局に設けられた専用デバイスでは、バンドパスフィルタ３０を通過した後の信号「Ｒｄ」に基づいてスロット受信電力が特定される。このため、バンドパスフィルタ３０通過後の信号「Ｒｄ」に、破線ＨＬ１，ＨＬ２で囲まれた範囲の不要な周波数帯域ｆ_N-1，ｆ_N+1の信号が含まれている場合は、専用デバイスは、破線ＨＬ１，ＨＬ２で囲まれた範囲の有効帯域外の不要な周波数帯域の信号を取り込んだ状態でスロット受信電力を測定することになる。これにより、専用デバイスを用いた第２方式によるスロット受信電力の測定精度が劣化することになる。

これに対して、第１方式では、有効帯域外の不要な周波数帯域の信号を取り込んで、スロット受信電力を特定することがないため、複数帯域の周波数を通信に用いる場合でも、第１方式によるスロット受信電力の測定精度は劣化しない。

このように、通信システム１において複数帯域の周波数を通信に用いる場合は、第２方式よりも第１方式の方が精度良くスロット受信電力を特定できる可能性が高く、第２方式よりも第１方式を用いて受信電力を特定することが好ましいと言える。

本変形例においては、図１９のフローチャートは、例えば図２４のフローチャートのように変形することができる。

具体的には、ステップＳＰ５１では、自局が通信中か否かが判定される。自局が通信中でない場合は、測定される受信電力は、全て隣接した周波数帯域（隣接帯域）の電力であると考えられ、このとき、専用デバイスを用いた第２方式でスロット受信電力を特定すると、隣接帯域の受信電力を取り込むことになる。よって、自局が通信中でない場合は、動作工程は、ステップＳＰ５５に移行され、第１方式で特定されたスロット受信電力が現在のスロット受信電力として採用される。

一方、自局が通信中であった場合は、自局と自局の通信相手との距離が近いため、自局における周波数帯域の信号の受信電力が、隣接帯域の信号の受信電力よりも相対的に大きくなり、隣接帯域の信号の影響は小さくなる。このため、動作工程は、ステップＳＰ５２に移行され、受信電力特定方式の選択が引き続き継続される。

ステップＳＰ５２では、第１方式で特定されたスロット受信電力と第２方式で特定されたスロット受信電力との差分が第１の閾値以下であるか否かが判定される。当該第１の閾値としては、例えば、５ｄＢμＶを採用すればよい。

ステップＳＰ５２において、両方式間の差分値が第１の閾値以下であった場合は、動作工程はステップＳＰ５３に移行され、第２方式で特定されたスロット受信電力が現在のスロット受信電力として採用される。一方、両方式間の差分値が第１の閾値より大きい場合は、動作工程はステップＳＰ５４に移行される。

ステップＳＰ５４では、第２方式で特定されたスロット受信電力が第２の閾値より大きいか否かが判定される。当該第２の閾値としては、デジタル信号が飽和する直前の限度値を採用することが好ましく、ここでは、第２の閾値として６０ｄＢμＶが採用されている。

ステップＳＰ５４において、第２方式で得られたスロット受信電力が第２の閾値より大きいと判定された場合は、動作工程は、ステップＳＰ５３に移行され、第２方式で特定されたスロット受信電力が現在のスロット受信電力として採用される。一方、第２方式で得られたスロット受信電力が第２の閾値以下の場合は、動作工程は、ステップＳＰ５５に移行され、第１方式で特定されたスロット受信電力が現在のスロット受信電力として採用される。

このように、通信システム１において、複数の異なる周波数帯域が通信に用いられる場合において、第１方式および第２方式のうち、どちらの方式で特定されたスロット受信電力を現在のスロット受信電力として採用するかを、自局が通信中であるか否かをも基準にして決定することによれば、最適な方式で特定されたスロット受信電力を現在のスロット受信電力として用いることが可能になる。

また、上記実施形態および変形例では、通信装置１００Ａ，１００Ｂが基地局１０である場合を説明していたが、これに限定されず、通信装置１００Ａ，１００Ｂは通信端末５０であってもよい。

また、上述の実施形態および変形例では、本発明を次世代ＰＨＳに適用する場合について説明したが、本発明は他の通信システムにも適用することができる。例えば、本発明は、ＬＴＥ（Long Term Evolution）やＷｉＭＡＸ（Worldwide Interoperability for Microwave Access）にも適用することができる。

１通信システム
１００Ａ，１００Ｂ通信装置
１１，１２Ａ／Ｄ変換部
１３直交検波部
１５ＦＦＴ部
１６受信電力算出部
１７相対電力比算出部
１８スロット受信電力取得部
１９受信電力特定部
ＲＦ無線部
ＢＯＳベースバンドＯＦＤＭ信号
ＲＬ受信信号の信号レベル

Claims

ＯＦＤＭ信号である受信信号を直交検波して、複素ＯＦＤＭ信号を生成する直交検波手段と、
前記複素ＯＦＤＭ信号にフーリエ変換処理を施し、サブキャリアごとの複素シンボルを出力するフーリエ変換手段と、
前記フーリエ変換手段から出力される前記サブキャリアの複素シンボルの同相信号および直交信号の２乗和に基づいて、前記受信信号の受信電力を取得する受信電力取得手段と、
を備え、
前記受信電力取得手段は、複素シンボルの同相信号および直交信号の２乗和と受信電力との対応関係を記憶する記憶部を有し、
前記受信電力取得手段は、前記対応関係を用いて前記受信信号の受信電力を取得する通信装置。
前記受信電力取得手段は、
前記フーリエ変換手段から出力される前記サブキャリアの複素シンボルの同相信号および直交信号の２乗和に基づいて、前記受信信号におけるスロット単位の第１スロット受信電力を取得し、
前記通信装置は、
時間領域の前記受信信号に基づいて当該受信信号の信号レベルを検出する検出手段と、
前記受信信号の信号レベルに基づいて、前記受信信号におけるスロット単位の第２スロット受信電力を取得するスロット受信電力取得手段と、
前記第１スロット受信電力および前記第２スロット受信電力のいずれかを前記受信信号のスロット受信電力として択一的に選択する選択手段と、
をさらに備える請求項１に記載の通信装置。
前記対応関係は、既知の受信電力を有する信号を前記通信装置に入力させたときに、前記フーリエ変換手段から出力されるサブキャリアの同相信号および直交信号の２乗和を測定することによって、予め取得される請求項１または請求項２に記載の通信装置。
前記対応関係は、テーブル形式で前記記憶部に記憶される請求項１から請求項３のいずれかに記載の通信装置。
アナログ形式の信号をデジタル形式の信号に変換するＡ／Ｄ変換手段、
をさらに備え、
前記フーリエ変換手段に入力される前記複素ＯＦＤＭ信号は、前記デジタル形式の信号であり、
前記選択手段は、前記第２スロット受信電力と所定値との比較結果に応じて、前記第１スロット受信電力および前記第２スロット受信電力のいずれかを前記受信信号のスロット受信電力として択一的に選択し、
前記所定値は、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号が飽和しない範囲のスロット受信電力である請求項２から請求項４のいずれかに記載の通信装置。
前記選択手段は、
前記第２スロット受信電力が前記所定値より大きい場合、前記第２スロット受信電力を前記受信信号のスロット受信電力として選択する請求項２から請求項５のいずれかに記載の通信装置。
前記選択手段は、
前記第２スロット受信電力が前記所定値以下の場合、前記第１スロット受信電力を前記受信信号のスロット受信電力として選択する請求項２から請求項６のいずれかに記載の通信装置。
前記受信電力取得手段は、前記フーリエ変換手段から出力される前記サブキャリアの複素シンボルの同相信号および直交信号の２乗和に基づいて、当該サブキャリアを含むサブチャネルの受信電力を取得する請求項１から請求項７のいずれかに記載の通信装置。
ａ）ＯＦＤＭ信号である受信信号を直交検波して、複素ＯＦＤＭ信号を生成する工程と、
ｂ）前記複素ＯＦＤＭ信号にフーリエ変換処理を施し、サブキャリアごとの複素シンボルを出力する工程と、
ｃ）前記サブキャリアの複素シンボルの同相信号および直交信号の２乗和に基づいて、前記受信信号の受信電力を取得する工程と、
を備え、
前記ｃ）工程は、予め記憶された、複素シンボルの同相信号および直交信号の２乗和と受信電力との対応関係を用いて、前記受信信号の受信電力を取得する受信電力測定方法。