JP2012005264A

JP2012005264A - Ｄｃｄｃコンバータ

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Publication number: JP2012005264A
Application number: JP2010138733A
Authority: JP
Inventors: Kazuo Iwatani; 一生岩谷
Original assignee: TDK Lambda Corp
Current assignee: TDK Lambda Corp
Priority date: 2010-06-17
Filing date: 2010-06-17
Publication date: 2012-01-05
Anticipated expiration: 2030-06-17
Also published as: JP5185327B2; US8576582B2; US20110310636A1

Abstract

【課題】トランスに流れる電流を検出することなく、ＤＣＤＣコンバータのトランスの偏磁を低減させる。
【解決手段】直流を交流に変換する電流形電力変換器２と、電流形電力変換器２から出力された交流を変圧するトランスＴ１と、トランスＴ１にて変圧された交流を直流に変換する整流器３と、整流器３側のトランス巻線に直列に接続され、トランスＴ１に印加される直流成分を遮断するコンデンサＣ３とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明はＤＣＤＣコンバータに関し、特に、ＤＣＤＣコンバータに用いられるトランスの偏磁を低減させる方法に適用して好適なものである。

ＤＣＤＣコンバータでは、トランスの偏磁を防止するために、トランスに流れる電流から偏磁成分を抽出し、この偏磁成分がキャンセルされるように、トランスに流れる電流を制御するスイッチング素子のオン／オフ制御を行うものがある（特許文献１）。

特開平９−１６８２７８号公報

しかしながら、特許文献１に開示された方法では、偏磁成分がキャンセルされるようにトランスに流れる電流を制御するため、電流センサ、ローパスフィルタ、加算器、減算器およびコンパレータなどの多くの部品を追加する必要があるという問題があった。

そこで、本発明の目的は、トランスに流れる電流を検出することなく、トランスの偏磁を低減させることが可能なＤＣＤＣコンバータを提供することである。

上述した課題を解決するために、請求項１記載のＤＣＤＣコンバータによれば、直流を交流に変換する電流形電力変換器と、前記電流形電力変換器から出力された交流を変圧するトランスと、前記トランスにて変圧された交流を直流に変換する整流器と、前記整流器側のトランス巻線に直列に接続され、前記トランスに印加される直流成分を遮断するコンデンサとを備えることを特徴とする。

また、請求項２記載のＤＣＤＣコンバータによれば、直流を交流に変換する電流形電力変換器と、前記電流形電力変換器から出力された交流を変圧するトランスと、前記トランスにて変圧された交流を直流に変換する電圧形電力変換器と、前記電圧形電力変換器側のトランス巻線に直列に接続され、前記トランスに印加される直流成分を遮断するコンデンサとを備えることを特徴とする。

また、請求項３記載のＤＣＤＣコンバータによれば、前記電圧形電力変換器は、第１および第２のスイッチング素子が互いに直列に接続された第１の直列回路と、第３および第４のスイッチング素子が互いに直列に接続された第２の直列回路とを備え、前記第１の直列回路と前記第２の直列回路とは互いに並列に接続され、前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と、前記第３および第４のスイッチング素子の接続点との間に前記トランスの２次巻線が設けられていることを特徴とする。

また、請求項４記載のＤＣＤＣコンバータによれば、前記電流形電力変換器は、直流電源からの電流を前記トランスの１次巻線の中間タップに供給するインダクタと、前記１次巻線の一端と前記直流電源の負極側との間に接続された第５のスイッチング素子と、前記１次巻線の他端と前記直流電源の負極側との間に接続された第６のスイッチング素子とを備えることを特徴とする。

また、請求項５記載のＤＣＤＣコンバータによれば、前記電流形電力変換器は、第５のスイッチング素子と第６のスイッチング素子とが互いに直列に接続された第３の直列回路と、第７および第８のスイッチング素子が互いに直列に接続された第４の直列回路とを備え、前記第３の直列回路と前記第４の直列回路とは互いに並列に接続され、前記第５および第６のスイッチング素子の接続点と、前記第７および第８のスイッチング素子の接続点との間に前記トランスの１次巻線が設けられ、前記第５および第７のスイッチング素子の接続点と前記直流電源の正極側との間にインダクタが設けられていることを特徴とする。

以上説明したように、本発明によれば、トランスに流れる電流を検出することなく、トランスの偏磁を低減させることが可能となる。

図１は、本発明の第１実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの概略構成を示すブロック図である。図２は、本発明の第２実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの概略構成を示すブロック図である。図３は、本発明の第３実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図４は、図３のコンデンサＣ１３がある場合の励磁電流Ｉｍの波形のシミュレーション結果を示す図である。図５は、図３のコンデンサＣ１３がない場合の励磁電流Ｉｍの波形のシミュレーション結果を示す図である。図６は、本発明の第３実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの構成を示す回路図である。

以下、本発明の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータについて図面を参照しながら説明する。

図１は、本発明の第１実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの概略構成を示すブロック図である。
図１において、このＤＣＤＣコンバータには、直流を交流に変換する電流形電力変換器２と、電流形電力変換器２から出力された交流を変圧するトランスＴ１と、トランスＴ１にて変圧された交流を直流に変換する整流器３およびトランスＴ１に印加される直流成分を遮断するコンデンサＣ３が設けられている。なお、電流形電力変換器２は、スイッチング素子のオン／オフによってトランスＴ１の１次側に流れる電流を制御することで、電力変換を行うことができる。

ここで、電流形電力変換器２の入力側には直流電源１が接続されるとともに、直流電源１には平滑コンデンサＣ１が並列に接続されている。電流形電力変換器２の出力側にはトランスＴ１の１次巻線が接続されている。

ここで、整流器３の入力側にはコンデンサＣ３を介してトランスＴ１の２次巻線が接続されている。ここで、コンデンサＣ３はトランスＴ１の２次巻線に直列に接続されている。整流器３の出力側には負荷４が接続されるとともに、負荷４には平滑コンデンサＣ２が並列に接続されている。なお、負荷４としては、例えば、直流で動作する電子機器であってもよいし、蓄電池であってもよいし、直流モータであってもよい。また、整流器３としては、例えば、ダイオードブリッジを用いることができる。

そして、直流電源１から供給された直流は電流形電力変換器２にて交流に変換され、トランスＴ１を介して整流器３に出力される。そして、トランスＴ１を介して出力された交流が整流器３にて整流された後、平滑コンデンサＣ２にて平滑され、負荷４に供給される。

ここで、整流器３に出力される交流に直流成分が重畳されていると、その直流成分に対応した電荷がコンデンサＣ３に充電され、その時にコンデンサＣ３に発生する電圧にて直流成分がキャンセルされることで、直流成分がトランスＴ１に印加されるのが遮断される。

このため、トランスＴ１に流れる電流を検出することなく、トランスＴ１の偏磁を低減させることが可能となり、偏磁成分の抽出結果に基づいてＰＷＭ制御を行わせるための電流センサ、ローパスフィルタ、加算器、減算器およびコンパレータなどの多くの部品を追加する必要がなくなることから、部品点数の増大を抑制することができる。

図２は、本発明の第２実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの概略構成を示すブロック図である。
図２において、このＤＣＤＣコンバータでは、図１の整流器３の代わりに電圧形電力変換器５が設けられている。なお、電圧形電力変換器５は、スイッチング素子のオン／オフによってトランスＴ１の２次側に印加される電圧を制御することで、電力変換を行うことができる。

また、このＤＣＤＣコンバータでは、図１の負荷４の代わりに負荷６が設けられている。なお、負荷６としては、例えば、直流で動作する電子機器であってもよいし、蓄電池であってもよいし、直流モータであってもよい。あるいは、太陽電池であってもよいし、発電機であってもよい。また、直流電源１として、蓄電池を用いるようにしてもよいし、蓄電コンデンサを用いるようにしてもよい。

そして、直流電源１から放電を行わせる場合、直流電源１から供給された直流は電流形電力変換器２にて交流に変換され、トランスＴ１を介して電圧形電力変換器５に出力される。そして、トランスＴ１を介して出力された交流が電圧形電力変換器５にて整流された後、平滑コンデンサＣ２にて平滑され、負荷６に供給される。なお、直流電源１から放電を行わせる場合、電圧形電力変換器５は同期整流を行うようにしてもよい。

一方、直流電源１に充電を行わせる場合、負荷６から供給された直流は電圧形電力変換器５にて交流に変換され、トランスＴ１を介して電流形電力変換器２に出力される。そして、トランスＴ１を介して出力された交流が電流形電力変換器２にて整流された後、平滑コンデンサＣ１にて平滑され、直流電源１に供給される。なお、直流電源１に充電を行わせる場合、電流形電力変換器２は同期整流を行うようにしてもよい。

ここで、直流電源１から放電を行わせる場合、電圧形電力変換器５に出力される交流に直流成分が重畳されていると、その直流成分に対応した電荷がコンデンサＣ３に充電され、その時にコンデンサＣ３に発生する電圧にて直流成分がキャンセルされることで、直流成分がトランスＴ１に印加されるのが遮断される。

また、直流電源１に充電を行わせる場合、電圧形電力変換器５から出力される交流に直流成分が重畳されていると、その直流成分に対応した電荷がコンデンサＣ３に充電され、その時にコンデンサＣ３に発生する電圧にて直流成分がキャンセルされることで、直流成分がトランスＴ１に印加されるのが遮断される。

このため、ＤＣＤＣコンバータの電力の流れが双方向に制御される場合においても、電圧形電力変換器５側だけにトランスＴ１に直列にコンデンサＣ３を挿入することで、トランスＴ１の偏磁を低減させることが可能となり、電流形電力変換器２側に偏磁防止回路を設ける必要がなくなることから、部品点数の増大を抑制することができる。

図３は、本発明の第３実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの構成を示す回路図である。なお、図３の実施形態では、電流形電力変換器１２としてプッシュプル構成を例にとった。
図３において、このＤＣＤＣコンバータには、トランスＴ１１と、トランスＴ１１の１次側に接続された電流形電力変換器１２と、トランスＴ１１の２次側に接続された電圧形電力変換器１５が設けられている。

なお、電流形電力変換器１２は、スイッチング素子Ｑｓ１、Ｑｓ２のオン／オフによってトランスＴ１１の１次側に流れる電流を制御することで、電力変換を行うことができる。電圧形電力変換器１５は、スイッチング素子Ｑｐ１〜Ｑｐ４のオン／オフによってトランスＴ１１の２次側に印加される電圧を制御することで、電力変換を行うことができる。

電流形電力変換器１２において、スイッチング素子Ｑｓ１はトランスＴ１１の１次巻線の一端と直流電源１１の負極側との間に接続され、スイッチング素子Ｑｓ２はトランスＴ１１の１次巻線の他端と直流電源１１の負極側との間に接続されている。また、スイッチング素子Ｑｓ１、Ｑｓ２には、還流ダイオードＤｓ１、Ｄｓ２がそれぞれ並列に接続されている。また、トランスＴ１１の１次巻線の中間タップと直流電源１１の正極側との間にはインダクタＬ１が接続されている。また、直流電源１１には平滑コンデンサＣ１１が並列に接続されている。

なお、直流電源１１とインダクタＬ１とで電流源を構成することができ、この電流源からの電流がスイッチング素子Ｑｓ１、Ｑｓ２にて制御されることにより、電流形電力変換器１２として動作することができる。

電圧形電力変換器１５において、スイッチング素子Ｑｐ１、Ｑｐ２は互いに直列に接続され、スイッチング素子Ｑｐ３、Ｑｐ４は互いに直列に接続されている。また、スイッチング素子Ｑｐ１〜Ｑｐ４には、還流ダイオードＤｐ１〜Ｄｐ４がそれぞれ並列に接続されている。また、スイッチング素子Ｑｐ１〜Ｑｐ４には、コンデンサＣｐ１〜Ｃｐ４がそれぞれ並列に接続されている。

スイッチング素子Ｑｐ１、Ｑｐ２の直列回路とスイッチング素子Ｑｐ３、Ｑｐ４の直列回路とは互いに並列に接続され、スイッチング素子Ｑｐ１、Ｑｐ２の接続点とスイッチング素子Ｑｐ３、Ｑｐ４の接続点との間にはコンデンサＣ１３およびインダクタＬ２を介してトランスＴ１１の２次巻線が接続されている。ここで、コンデンサＣ１３はトランスＴ１１の２次巻線に直列に接続されている。

また、スイッチング素子Ｑｐ３、Ｑｐ４の直列回路には負荷１６が並列に接続され、負荷１６には平滑コンデンサＣ１２が並列に接続されている。なお、負荷１６としては、例えば、直流で動作する電子機器であってもよいし、蓄電池であってもよいし、直流モータであってもよい。あるいは、太陽電池であってもよいし、発電機であってもよい。また、直流電源１１として、蓄電池を用いるようにしてもよいし、蓄電コンデンサを用いるようにしてもよい。また、スイッチング素子Ｑｓ１、Ｑｓ２、Ｑｐ１〜Ｑｐ４としては、電界効果トランジスタを用いるようにしてもよいし、バイポーラトランジスタを用いるようにしてもよいし、ＩＧＢＴを用いるようにしてもよい。

ここで、コンデンサＣｐ１〜Ｃｐ４およびインダクタＬ２は、ゼロ電圧でスイッチングされるように共振動作を行うことができ、ソフトスイッチングを実現することができる。

なお、スイッチング素子Ｑｐ１〜Ｑｐ４の寄生容量およびトランスＴ１１の漏れインダクタンスを使用することで、コンデンサＣｐ１〜Ｃｐ４およびインダクタＬ２は省略するようにしてもよい。

そして、直流電源１１から放電を行わせる場合、スイッチング素子Ｑｓ１、Ｑｓ２のスイッチング動作にてトランスＴ１１に流れる電流が制御されることにより、直流電源１１から供給された直流が交流に変換され、トランスＴ１１を介して電圧形電力変換器１５に出力される。そして、トランスＴ１１を介して出力された交流がスイッチング素子Ｑｐ１〜Ｑｐ４のスイッチング動作にて整流された後、平滑コンデンサＣ１２にて平滑され、負荷１６に供給される。

一方、直流電源１１に充電を行わせる場合、スイッチング素子Ｑｐ１〜Ｑｐ４のスイッチング動作にてトランスＴ１１に印加される電圧が制御されることにより、負荷１６から供給された直流が交流に変換され、トランスＴ１１を介して電流形電力変換器１２に出力される。そして、トランスＴ１１を介して出力された交流がスイッチング素子Ｑｓ１、Ｑｓ２のスイッチング動作にて整流された後、平滑コンデンサＣ１１にて平滑され、直流電源１１に供給される。

ここで、直流電源１１から放電を行わせる場合、電圧形電力変換器１５に出力される交流に直流成分が重畳されていると、その直流成分に対応した電荷がコンデンサＣ１３に充電され、その時にコンデンサＣ１３に発生する電圧にて直流成分がキャンセルされることで、直流成分がトランスＴ１１に印加されるのが遮断される。

また、直流電源１１に充電を行わせる場合、電圧形電力変換器１５から出力される交流に直流成分が重畳されていると、その直流成分に対応した電荷がコンデンサＣ１３に充電され、その時にコンデンサＣ１３に発生する電圧にて直流成分がキャンセルされることで、直流成分がトランスＴ１１に印加されるのが遮断される。

このため、ＤＣＤＣコンバータの電力の流れが双方向に制御される場合においても、電圧形電力変換器１５側だけにトランスＴ１１に直列にコンデンサＣ１３を挿入することで、トランスＴ１１の偏磁を低減させることが可能となり、電流形電力変換器１２側に偏磁防止回路を設ける必要がなくなることから、部品点数の増大を抑制することができる。

図４は、図３のコンデンサＣ１３がある場合の励磁電流Ｉｍの波形のシミュレーション結果を示す図である。
図４において、図３のコンデンサＣ１３がある場合、励磁電流Ｉｍの直流成分が除去されている。このため、コンデンサＣ１３を設けることでトランスＴ１１の偏磁を低減させることができる。

図５は、図３のコンデンサＣ１３がない場合の励磁電流Ｉｍの波形のシミュレーション結果を示す図である。
図５において、図３のコンデンサＣ１３がない場合、励磁電流Ｉｍに直流成分が重畳され、トランスＴ１１の偏磁の要因となる。

図６は、本発明の第３実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの構成を示す回路図である。なお、図６の実施形態では、電流形電力変換器２２としてフルブリッジ構成を例にとった。
図６において、このＤＣＤＣコンバータでは、図３の電流形電力変換器１２およびトランスＴ１１の代わりに電流形電力変換器２２およびトランスＴ２１が設けられている。なお、その他の構成は図３と同様である。

電流形電力変換器２２には、スイッチング素子Ｑｓ１１〜Ｑｓ１４およびインダクタＬ３が設けられている。そして、スイッチング素子Ｑｓ１１、Ｑｓ１２は互いに直列に接続され、スイッチング素子Ｑｓ１３、Ｑｓ１４は互いに直列に接続されている。スイッチング素子Ｑｓ１１、Ｑｓ１２の直列回路とスイッチング素子Ｑｓ１３、Ｑｓ１４の直列回路とは互いに並列に接続され、スイッチング素子Ｑｓ１１、Ｑｓ１２の接続点とスイッチング素子Ｑｓ１３、Ｑｓ１４の接続点との間にはトランスＴ２１の１次巻線が接続されている。そして、スイッチング素子Ｑｓ１１、Ｑｓ１３の接続点と直流電源１１の正極側との間にはインダクタＬ３が接続されている。また、スイッチング素子Ｑｓ１１〜Ｑｓ１４には、還流ダイオードＤｓ１１〜Ｄｓ１４がそれぞれ並列に接続されている。

なお、スイッチング素子Ｑｓ１１〜Ｑｓ１４としては、電界効果トランジスタを用いるようにしてもよいし、バイポーラトランジスタを用いるようにしてもよいし、ＩＧＢＴを用いるようにしてもよい。

ここで、図６の直流電源１１とインダクタＬ３とで電流源を構成することができ、この電流源からの電流がスイッチング素子Ｑｓ１１〜Ｑｓ１４にて制御されることにより、電流形電力変換器２２として動作することができる。

このＤＣＤＣコンバータは、図３のスイッチング素子Ｑｓ１と同様のオン／オフタイミングでスイッチング素子Ｑｓ１２、Ｑｓ１３のゲートが駆動され、図３のスイッチング素子Ｑｓ２と同様のオン／オフタイミングでスイッチング素子Ｑｓ１１、Ｑｓ１４のゲートが駆動される。それ以外の動作は、図３のＤＣＤＣコンバータと同様である。

なお、図３のプッシュプル構成の電流形電力変換器１２では、直流電源１１の電圧が低い時や平滑コンデンサＣ１２の電圧の変動範囲が狭い時に有効である。図３の電流形電力変換器１２では、図６のフルブリッジ構成の電流形電力変換器２２に比べて回路構成を簡単化することができる。

一方、直流電源１１の電圧が高い時や平滑コンデンサＣ１２の電圧の変動範囲が広い時は、スイッチング素子Ｑｓ１、Ｑｓ２の電圧ストレスが大きくなるため、図６のフルブリッジ構成の電流形電力変換器が適している。

本発明のＤＣＤＣコンバータは、電圧形電力変換器側だけにトランスに直列にコンデンサを挿入することで、トランスの偏磁を低減させることが可能となり、双方向ＤＣＤＣコンバータに利用することができる。

１、１１直流電源
２、１２、２２電流形電力変換器
３整流器
４、６、１６負荷
５、１５電圧形電力変換器
Ｔ１、Ｔ１１、Ｔ２１トランス
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ１１、Ｃ１２平滑コンデンサ
Ｃ３、Ｃ１３、Ｃｐ１〜Ｃｐ４コンデンサ
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３インダクタ
Ｄｓ１、Ｄｓ２、Ｄｐ１〜Ｄｐ４、Ｄｐ１１〜Ｄｐ１４還流ダイオード
Ｑｓ１、Ｑｓ２、Ｑｐ１〜Ｑｐ４、Ｑｐ１１〜Ｑｐ１４スイッチング素子

Claims

直流を交流に変換する電流形電力変換器と、
前記電流形電力変換器から出力された交流を変圧するトランスと、
前記トランスにて変圧された交流を直流に変換する整流器と、
前記整流器側のトランス巻線に直列に接続され、前記トランスに印加される直流成分を遮断するコンデンサとを備えることを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
直流を交流に変換する電流形電力変換器と、
前記電流形電力変換器から出力された交流を変圧するトランスと、
前記トランスにて変圧された交流を直流に変換する電圧形電力変換器と、
前記電圧形電力変換器側のトランス巻線に直列に接続され、前記トランスに印加される直流成分を遮断するコンデンサとを備えることを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
前記電圧形電力変換器は、
第１および第２のスイッチング素子が互いに直列に接続された第１の直列回路と、
第３および第４のスイッチング素子が互いに直列に接続された第２の直列回路とを備え、
前記第１の直列回路と前記第２の直列回路とは互いに並列に接続され、
前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と、前記第３および第４のスイッチング素子の接続点との間に前記トランスの２次巻線が設けられていることを特徴とする請求項２に記載のＤＣＤＣコンバータ。
前記電流形電力変換器は、
直流電源からの電流を前記トランスの１次巻線の中間タップに供給するインダクタと、
前記１次巻線の一端と前記直流電源の負極側との間に接続された第５のスイッチング素子と、
前記１次巻線の他端と前記直流電源の負極側との間に接続された第６のスイッチング素子とを備えることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。
前記電流形電力変換器は、
第５のスイッチング素子と第６のスイッチング素子とが互いに直列に接続された第３の直列回路と、
第７および第８のスイッチング素子が互いに直列に接続された第４の直列回路とを備え、
前記第３の直列回路と前記第４の直列回路とは互いに並列に接続され、
前記第５および第６のスイッチング素子の接続点と、前記第７および第８のスイッチング素子の接続点との間に前記トランスの１次巻線が設けられ、
前記第５および第７のスイッチング素子の接続点と前記直流電源の正極側との間にインダクタが設けられていることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。