JP2012010493A

JP2012010493A - 発電システム

Info

Publication number: JP2012010493A
Application number: JP2010144505A
Authority: JP
Inventors: Yoshinobu Nakano; 吉信中野; Katsunori Yai; 克典矢井
Original assignee: Aisin Seiki Co Ltd
Current assignee: Aisin Corp
Priority date: 2010-06-25
Filing date: 2010-06-25
Publication date: 2012-01-12
Also published as: EP2400648A2; CA2743673A1; US20110316340A1; EP2400648A3; US8916992B2

Abstract

【課題】インバータ装置が出力する負荷側交流電力に含まれている直流電流成分を検知するのに有利な発電システムを提供することを課題とする。
【解決手段】発電システムは、負荷側交流電力Ｗｍの負荷側交流電流ｉｍを検知する第１電流検知手段５９と、第１変換器３０が変換した直流電力の直流電流成分を検知する第２電流検知手段３９とが設けられている。制御装置５の制御部５０は、第２電流検知手段３９で検知し且つ第１変換器３０が変換した直流電力の直流電流のうち、負荷側交流電流においてゼロクロスよりも正側の正電流に対応する直流電流成分を時間で積分した第１積分値を求めると共に、負荷側交流電流においてゼロクロスよりも負側の負電流に対応する直流電流成分を時間で積分した第２積分値を求める。制御部５０は、第１積分値と第２積分値との差分の大きさに基づいて、負荷側交流電流ｉｍに含まれる直流電流成分を検知する。
【選択図】図１

Description

本発明は交流商用電源とインバータ装置とを系統連係する発電システムに関する。

コージェネシステム等に使用される発電システムは、燃料の燃焼で駆動されるエンジンと、エンジンで作動される発電機と、発電機が発電した交流電力を直流電流成分に変換させる第１変換器と、第１変換器が変換した直流電力を負荷側交流電力に変換させると共に交流商用電源と系統連系する第２変換器と、第１変換器および第２変換器を制御する制御装置とを有する（特許文献１等）。第１変換器および第２変換器はインバータ装置を構成する。

特開２００７−２２１９１６号公報

インバータ装置の第２変換器が出力する負荷側交流電力の交流電流は、直流電流成分を含むことがある。この場合、インバータ装置に接続されている交流用電力負荷の作動に影響を与えるおそれがある。直流電流成分が定格電流の１％以上含まれることは、ガイドラインにより許容されていない。インバータ装置が出力する負荷側交流電力の交流電流が１％以上の直流電流成分を含む場合には、直ちに連系から解列することが要請されている。小型のコージェネシステムにおけるインバータ装置によれば、例えば１ｋＷ５Ａの出力とすると、５０ｍＡがしきい値となり、負荷側交流電力の交流電流が直流電流成分を含むことの測定が非常な困難となるおそれがある。また、電流検知手段としての電流センサであるＤＣ−ＣＴは、電流検知センサとしては安価であるものの、測定精度が温度の影響を受け易く、温度ドリフトが大きいという欠点をもつ。例えば、電流センサであるＤＣ−ＣＴでは、使用時の発熱に起因して温度ドリフトが発生し、直流電流成分にオフセットぶんが加算されてしまい、負荷側交流電力の交流電流に含まれる直流電流成分が精度良く検知されないというおそれがある。

本発明は上記した実情に鑑みてなされたものであり、インバータ装置が交流商用電源と系統連系しつつ作動している場合において、インバータ装置が出力する負荷側交流電力に含まれている直流電流成分を検知するのに有利な発電システムを提供することを課題とする。

本発明に係る発電システムは、燃料で駆動されるエンジンと、エンジンで作動される発電機と、発電機が発電した交流電力を直流電力に変換させる第１変換器と第１変換器が変換した直流電力を負荷側交流電力に変換させると共に交流商用電源に系統連系する第２変換器と前記第２変換器をスイッチング制御するゲート駆動回路とをもつインバータ装置と、ＣＰＵをもつ制御部を備え且つインバータ装置を制御する制御装置と、第２変換器の負荷側に設けられ、第２変換器で変換した負荷側交流電力の負荷側交流電流を検知する第１電流検知手段と、インバータ装置の第１変換器と第２変換器との間に設けられ、第１変換器が変換した直流電力の直流電流を検知する第２電流検知手段とを具備しており、制御装置は、第２電流検知手段で検知し且つ第１変換器が変換した直流電力の直流電流のうち、負荷側交流電流においてゼロクロスよりも正側の正電流に対応する直流電流成分を時間で積分した第１積分値を求めると共に、負荷側交流電流においてゼロクロスよりも負側の負電流に対応する直流電流成分を時間で積分した第２積分値を求め、第１積分値と第２積分値との差分の大きさに基づいて、第２変換器で変換した負荷側交流電力の負荷側交流電流に含まれる直流電流成分を検知することを特徴とする。

本発明によれば、第１電流検知手段は第２変換器の負荷側に設けられており、インバータ装置の第２変換器で変換した負荷側交流電力の負荷側交流電流を検知する。第２電流検知手段は、インバータ装置の第１変換器と第２変換器との間に設けられており、第１変換器が変換した直流電力の直流電流成分を検知する。制御装置は、第２電流検知手段で検知した直流電流成分のうち、負荷側交流電流においてゼロクロスよりも正側の正電流に対応する直流電流成分を時間で積分した第１積分値を求める。さらに、制御装置は、第２電流検知手段で検知した直流電流のうち、負荷側交流電流においてゼロクロスよりも負側の負電流に対応する直流電流を時間で積分した第２積分値を求める。制御装置は、第１積分値と第２積分値との差分の大きさに基づいて、第２変換器で変換した負荷側交流電力の負荷側交流電流に含まれる直流電流を検知する。この場合、第１電流検知手段および第２電流検知手段に温度ドリフトが発生しているとき、第１積分値と第２積分値との双方に温度ドリフトが影響を与える。従って、第１電流検知手段および第２電流検知手段において温度ドリフトによる誤差が発生しているときであっても、上記した差分においては温度ドリフトが実質的に相殺され、ひいては温度ドリフトによる誤差が実質的に相殺される。よって、第２変換器で変換した負荷側交流電力の負荷側交流電流に含まれる直流電流成分を良好に検知することができる。温度ドリフトとは、温度により電流の検知精度が低下することを意味する。従って第１電流検知手段および第２電流検知手段として温度ドリフトが発生するものであっても良い。

本発明によれば、インバータ装置の第２変換器が変換した負荷側交流電力を負荷側に出力しているとき、制御装置は、上記した第１積分値と第２積分値との差分の大きさに基づいて、第２変換器で変換した負荷側交流電力の負荷側交流電流に含まれる直流電流成分を検知する。この場合、第１電流検知手段および第２電流検知手段が温度ドリフトの影響を受け易い場合であっても、第２変換器で変換した負荷側交流電力の負荷側交流電流に含まれる直流電流成分を良好に検知することができる。

実施形態に係り、発電システムを示すシステム図である。実施形態に係り、（Ａ）はインバータ装置の第２変換器が出力すると共に第１電流センサで検知された負荷側交流電流の波形を示し、（Ｂ）は負荷側交流電流が直流電流成分を含まない場合において、インバータ装置の第１変換器が出力する直流電流成分の波形を示し、（Ｃ）は負荷側交流電流が直流電流成分を含む場合において、インバータ装置の第１変換器が出力する直流電流成分の波形を示す波形図である。他の実施形態に係り、発電システムを示すシステム図である。別の実施形態に係り、タイミング電圧信号Ｖｐ等を示す波形図である。別の実施形態に係り、第１変動値および第２変動値のタイミングを示す波形図である。さらに別の実施形態に係り、制御部が実行するフローチャートである。

制御装置は、第２電流検知手段で検知した第１変換器が変換した直流電力のうち、負荷側交流電流においてゼロクロスよりも正側の正電流に対応する直流電流成分を時間で積分した第１積分値を求めると共に、負荷側交流電流においてゼロクロスよりも負側の負電流に対応する直流電流成分を時間で積分した第２積分値を求める。第１積分値と第２積分値との差分の大きさは、第２変換器で変換した負荷側交流電力の負荷側交流電流に含まれる直流電流成分に対応する大きさとなる。このため制御装置の制御部は、差分の大きさに基づいて、第２変換器で変換した負荷側交流電力の負荷側交流電流に含まれる直流電流成分を検知する。インバータ装置の第２変換器が変換した負荷側交流電力に対して同期すると共に変圧器を介して制御装置の制御部に入力される交流電圧信号をタイミング電圧信号Ｖｐとする。この場合、制御部は、第１積分値と第２積分値との差分に基づく電圧信号を、タイミング電圧信号Ｖｐの１周期について複数回（１０〜２００ポイント）加算することが好ましい。この場合、加算回数の増加は、第２変換器が変換した負荷側交流電力に含まれている直流電流成分を検知するときにおける検知精度の分解能の向上に貢献できる。

（実施形態１）
図１および図２は実施形態１の概念を示す。発電システムは、燃料で作動するエンジン１と、エンジン１で回転されて発電する発電機２と、インバータ装置３とを有する。エンジン１の排熱は、エンジン冷却水回路１０を経て暖房装置等の温水使用機器１２に温水として利用される。インバータ装置３は、発電機２が発電した交流電力を直流電流成分に変換させる第１変換器３０と、第１変換器３０が変換した直流電力を負荷側交流電力に変換させると共に交流商用電源４３と系統連系する第２変換器３５とを有する。第１変換器３０は、発電機２が発電した交流電力を直流電流成分に変換させる複数の第１スイッチング素子３１と、第１フライホィールダイオード３２とをもつ。第２変換器３５は第１変換器３０に配線３０ａ，３０ｃを介して繋がり、第１変換器３０が変換した直流電力を負荷側交流電力Ｗｍに変換させる複数の第２スイッチング素子３６と、第２フライホィールダイオード３７とをもつ。配線３０ａ，３０ｃにおける直流中間電圧Ｖ_ｍは、第１変換器３０と第２変換器３５との中間点における電圧を意味する。

第２変換器３５の第２スイッチング素子３６をオンさせるゲート信号Ｓ_Ｇが、ゲート駆動回路４０から第２スイッチング素子３６に入力される。第２変換器３５はリアクトル４１およびリレー４２、配線３５ａ，３５ｃ、配線４３ａ，４３ｂ，４３ｃ等を介して交流商用電源４３側に系統連系されている。電力負荷４４、ランプ４５、誘導モータ４６等の屋内電力負荷４７は、配線４３ａ，４３ｂ，４３ｃを介して交流商用電源４３およびインバータ装置３の出力側につながり、交流商用電源４３およびインバータ装置３より給電されて作動可能とされている。交流商用電源４３および第２変換器３５に繋がる配線４８ａ，４８ｂ，４８ｃは変圧器４８に繋がる。配線３５ｃには第１電流センサ５９（第１電流検知手段）が設けられている。

本実施形態によれば、交流商用電源４３または第２変換器３５に基づいて変圧器４８から出力された電圧信号は、アンプ４８ｍおよびフイルタ５９を介してタイミング電圧信号Ｖ_Ｐとして、第１割り込みポート５０３およびＡ／Ｄポート５０５から制御部５０に入力される。タイミング電圧信号Ｖ_Ｐは、インバータ装置３の第２変換器３５から出力される負荷側交流電力Ｗｍの負荷側交流電流ｉｍのゼロクロス等のタイミングを制御部５０に報知する信号である。

制御装置５は、ＣＰＵをもつ制御部５０（ＭＰＵ）と、指令電流Ｉ_Ｐを出力する出力ポート５１３をもつＰＬＬ（phase locked looP）回路５１と、ＰＬＬ回路５１の出力ポート５１３から出力された指令電流Ｉ_Ｐに基づいた正弦波信号を発生させる正弦波発生器５２と、正弦波発生器５２からの正弦波信号Ｉ_Ｃが入力されるＰＷＭ回路５３と、位相比較器５５とを有する。ＰＬＬ回路５１は、ＰＷＭ回路５３に接続されＰＷＭ回路５３に信号を出力する出力ポート５１３をもつ。交流商用電源４３の停電発生時において、第２変換器３５が出力した電圧を変圧器４８で変圧させて形成されたタイミング電圧信号Ｖｐが制御部５０に入力される場合には、ＰＬＬ回路５１の出力ポート５１３からＰＷＭ回路５３に給電される指令電流Ｉｐの出力周波数が上昇する機能を有する。ここで図１から理解できるように、ＰＬＬ回路５１，ＰＷＭ回路５３，第２変換器３５，変圧器４８、ＰＬＬ回路５１の導電経路が存在する。制御部５０は、ＣＰＵ５０１と、メモリ５０２と、第１割り込みポート５０３と、ＰＬＬ回路５１の出力ポート５１３から出力された電流I_Ｐが割り込み信号として入力される第２割り込みポート５０４と、Ａ／Ｄポート５０５と、デジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータ５７と、アナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ５８とを有する。

位相比較器５５は、ＰＬＬ回路５１の出力ポート５１３から出力された指令電流Ｉ_Ｐが入力される入力ポート５５２と、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐが入力される入力ポート５５１と、出力ポート５５３とを有する。位相比較器５５は、入力ポート５５２から入力された指令電流Ｉ_Ｐの位相と、入力ポート５５１から入力されたタイミング電圧信号Ｖ_Ｐの位相とを比較し、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの位相に対して指令電流Ｉ_Ｐの位相差があるとき、この位相差を解消するように、位相差に比例する位相差信号ＶｒをＰＬＬ回路５１の入力ポート５１１に出力する。ＰＬＬ回路５１は、位相差を解消するように、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの位相に対して指令電流Ｉ_Ｐの位相をロックできる機能を有しており、この結果、ＰＬＬ回路５１の出力ポート５１３から出力された指令電流Ｉ_Ｐの位相を、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの位相に対して同位相に設定することができる。従って、インバータ装置３が作動するとき、第２変換器３５または交流商用電源４３から変圧器４８を介してポート５０３，５０５から制御部５０に入力されるタイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対して、第２変換器３５が出力する電流をＰＬＬ回路５１およびＰＷＭ回路５３により同位相にできる。

ＰＷＭ（Pulse width modulation）回路５３は、三角波電圧信号Ｖ_Ｋを発生させる三角波発生器５３１と、指令電流Ｉ_Ｐの電流値に比例して対応する基準電圧信号Ｖ_ｈを発生させる基準電圧発生部５３２と、三角波電圧信号Ｖ_Ｋと基準電圧信号Ｖ_ｈとを比較する比較器５３３とをもち、指令電流Ｉ_Ｐの電流値に対応する制御信号Ｓ_１をゲート駆動回路４０に出力する。このためゲート駆動回路４０からのゲート信号Ｓ_Ｇにより第２変換器３５のスイッチング素子３６のオンオフが制御され、第２変換器３５により負荷側交流電力Ｗｍが形成される。ここで、図１から理解できるように、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの信号は、配線４９ａを介して制御部５０の第１割り込みポート５０３に入力され、且つ、配線５５ａを介して位相比較器５５の第１入力ポート５５１に入力される。このような本実施形態によれば、インバータ装置３は、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対して同位相をもつ交流電流ｉｍを第２変換器３５から屋内電力負荷４７側に出力する。

さらに図１に示すように、制御装置５の制御部５０は、ＤＯ１ポート５９１、ＤＯ２ポート５９２、ＤＯ３ポート５９３、Ａ／Ｄコンバータ５８に繋がるＡ／Ｄポート５８０を有する。第１変換器３０と第２変換器３５との間の配線３０ｃには、第２電流検知手段（直流側電流検出手段）としての第２電流センサ３９（ＤＣ−ＣＴ２）が設けられている。例えば、第２電流センサ３９は、コストが安価であるものの、温度ドリフトを発生させるおそれがあるホールＣＴ（カレントトランス）で形成できる。第２電流センサ３９は、第１変換器３０が変換した直流電力の直流電流成分を検知するものであり、直流電流の検知信号Ｉｒをスイッチング要素７１，７２のスイッチ部７１ｃ，７２ｃに出力する。スイッチング要素７１は、制御部５０のＤＯ１ポート５９１からの指令信号Ｄ１に基づいてスイッチング部７１ｃをオンさせる。スイッチング要素７２は、制御部５０のＤＯ２ポート５９２からの指令信号Ｄ２に基づいてスイッチング部７２ｃをオンさせる。

さらに図１に示すように、積分回路６０（差動積分回路，ゲインＧ１）が設けられている。積分回路６０は、第１オペアンプ６１と、第１オペアンプ６１の出力端子および入力端子に繋がるコンデンサ６２および抵抗６３と、第１スイッチング部７１ｃとオペアンプ６１の入力端子とに繋がる抵抗６４と、第２スイッチング部７２ｃとオペアンプ６１の入力端子とに繋がる抵抗６５と、オペアンプ６１の入力端子に繋がる抵抗６６およびコンデンサ６７とをもつ。増幅回路７０は、第２オペアンプ７１と、第２オペアンプ７１の出力端子および入力端子に繋がるコンデンサ７２および抵抗７３とをもつ。第２オペアンプ７１の出力端子は、配線７１ｒを介して制御部５０のＡ／Ｄポート５８０を介してＡ／Ｄコンバータ５８に繋がる。第１オペアンプ６１の出力端子は抵抗７４を介して第２オペアンプ７１の入力端子に繋がる。

さらに本実施形態によれば、図１に示すように、正弦波発生器５２とＰＷＭ回路５３との間の配線５２ｒが設けられている。第２変換器３５の負荷側に設けられた前記した第１電流検知手段としての第１電流センサ５９（ＤＣ−ＣＴ１）が設けられている。第１電流センサ５９は、コストが安価であるものの、温度ドリフトを発生させるおそれがあるホールＣＴで形成できる。第１電流センサ５９は、第２変換器３５で変換した負荷側交流電力Ｗｍの負荷側交流電流ｉｍを検知する。第１電流センサ５９の検知信号である交流電流信号ｉｓは、信号線５９ｒを介して配線５２ｒに入力される。配線５２ｒは、配線５２ｗ、アナログスイッチ（ＡＳＷ）５２ａを介して積分回路６０に繋がる。アナログスイッチ（ＡＳＷ）５２ａは、制御部５０のＤＯ３ポート５９３からの指令により切り替えられる。なお、商用電源４３と連系する前に、制御部５０のＤＯ３ポート５９３からの指令によりアナログスイッチ（ＡＳＷ）５２ａが切り替えられ、可変抵抗によりゼロに調整されたバイアス信号で補正することにより第２電流センサ５９の通電初期における電流センサ５９の経時ドリフトや故障を検知できる。

図２（Ａ）は、インバータ装置３の第２変換器３５の負荷側に設けられた第１電流センサ５９が交流電流ｉｓとして検知する負荷側交流電力Ｗｍの交流電流ｉｍの波形を示す。即ち、インバータ装置３の第２変換器３５で変換した負荷側交流電力Ｗｍの負荷側交流電流ｉｍの波形を示す。図２の特性線Ｗ１として示すように、上記した負荷側交流電流ｉｍに直流電流成分が含まれていない場合には、負荷側交流電流ｉｍは、基本的にはサイン波形であり、ゼロクロス（０）よりも正側の正電流の積分値と、ゼロクロス（０）よりも負側の負電流の積分値とは等しい。これに対して、図２（Ａ）の例えば特性線Ｗ２として示すように、負荷側交流電流ｉｍに正の直流電流成分が含まれている場合には、交流電流波形はゼロクロスよりも正側に移行してオフセットしている。このように負荷側交流電流ｉｍに正の直流電流成分が含まれて負荷側交流電流ｉｍがオフセットされている場合には、交流電流で駆動する電力負荷の作動に影響を与えるおそれがあり、好ましくなく、早期に検知することが好ましい。

図２（Ｂ）は、図２（Ａ）の特性線Ｗ１として示すように第１電流センサ５９が検知する負荷側交流電流ｉｍの波形がオフセットしておらず正常である場合において、第２電流センサ３９が検知する直流電流成分の波形を示す。負荷側交流電流ｉｍの波形がオフセットしておらず正常である場合（直流電流成分を含まない場合）において、図２（Ｂ）に示すように、第１変換器３０が変換した直流電力の直流電流成分は、二つの山形の電流波形Ｍ１ｆ，Ｍ２ｆを形成する。山形の電流波形Ｍ１ｆ，Ｍ２ｆは、基本的には、第１電流センサ５９が検知した交流電流信号を正側に全波整流した波形およびタイミングに相当している。負荷側交流電流ｉｍの波形がオフセットしておらず正常である場合（直流電流成分を含まない場合）において、図２（Ｂ）に示す二つの山形の電流波形Ｍ１ｆ，Ｍ２ｆの面積（時間で積分した積分値）は、互いに等しい。

ここで、山形の電流波形Ｍ１ｆ，Ｍ２ｆは、制御部５０のＤＯ１ポート５９１およびＤＯ２ポート５９２からの指令Ｄ１，Ｄ２によって半周期毎に分配され、積分回路６０によって、その各半周期の電流積分値の差分が求められ、その差分がゲインＧ１ぶん増幅される。ゲインＧ１は、第１電流センサ５９のゼロ信号の温度ドリフトぶんに応じて設定されることが好ましい。そして、ゲインＧ１ぶん増幅された信号（アナログ信号）は、増幅回路７０でゲインＧ２でさらに増幅され、配線７１ｒを介して、制御部５０のＡ／Ｄポート５８０から制御部５０のＡ／Ｄコンバータ５８に入力され、デジタル信号に変換される。従って、制御部５０のＡ／Ｄコンバータ５８に入力された信号Ｖｗは、第２電流センサ３９で検知された直流電流成分について半周期積分値の差分を、ゲインＧ１×ゲインＧ２で増幅させたものに相当する。ここで、図２から理解できるように、第１電流センサ５９が検知する負荷側交流電流ｉｍ（インバータ装置３の第２変換器３５から出力された交流電流）の波形が直流電流成分を含有していない場合には、山形波形Ｍ１ｆを時間で積分した積分値ΣＭ１ｆと，山形波形Ｍ２ｆを時間で積分した積分値ΣＭ２ｆとは、基本的には等しく、差分は０となる。

これに対して図２（Ｃ）は、図２（Ａ）の特性線Ｗ２として示すように負荷側交流電流ｉｍの波形が正側にオフセットしている場合（即ち、インバータ装置３の第２変換器３５から出力された負荷側交流電流ｉｍが直流電流成分を含有している場合）において、第２電流センサ３９が検知する直流電流成分を示す。図２（Ｃ）に示すように、第１変換器３０が変換した直流電力の直流電流成分は、前述同様に、二つの山形波形Ｍ１ｓ，Ｍ２ｓを形成する。このように交流電流が直流電流成分を含有している場合には、山形波形Ｍ１ｓを時間で積分した積分値ΣＭ１ｓと，山形波形Ｍ２ｓを時間で積分した積分値ΣＭ２ｓとは、基本的には異なる。その差分の絶対値、即ち、｜積分値ΣＭ１ｓ−積分値ΣＭ２ｓ｜は、基本的には、負荷側交流電流ｉｍに含まれている直流電流成分の大きさに相当する。

上記した差分の絶対値をゲインＧ１×ゲインＧ２で増幅させた信号Ｖｗは、制御部５０のＡ／Ｄポート５８０から制御部５０のＡ／Ｄコンバータ５８に入力され、デジタル信号とされる。かかる信号に基づいて、制御部５０は、インバータ装置３の第２変換器３５で変換した負荷側交流電力Ｗｍの負荷側交流電流ｉｍに含まれている直流電流成分の大きさを検知することができる。ここで、第１電流センサ５９および第２電流センサ３９に温度ドリフトが発生しているとき、第１積分値と第２積分値との双方に温度ドリフトが影響を与える。従って、第１電流センサ５９および第２電流センサ３９に温度ドリフトが発生しているときであっても、温度ドリフトが実質的に相殺される。よってインバータ装置３の第２変換器３５で変換した負荷側交流電力Ｗｍの負荷側交流電流ｉｍに含まれる直流電流成分を良好に検知することができる。従って第１電流センサ５９および第２電流センサ３９として温度ドリフトが発生するものであっても良く、安価なものを採用できる。

さらに説明を加える。制御部５０のＡ／Ｄコンバータ５８にＡ／Ｄポート５８０から入力された電圧信号Ｖｗは、電流センサ３９（ＤＣ−ＣＴ２）の半周期積分値の差分にゲイン（Ｇ１×Ｇ２）を乗じた値となる。この電圧信号Ｖｗは、ＣＰＵをもつ制御部５０において、ソフトウェアにて、タイミング電圧信号Ｖｐの１周期（図４参照）について複数ポイント、Ａ／Ｄポート５８０からＡ／Ｄコンバータ５８を介して制御部５０に入力されて、デジタル信号として制御部５０において加算される。例えば、この電圧信号Ｖｗは、制御部５０において、ソフトウェアにて、タイミング電圧信号Ｖｐの１周期について６０ポイント、制御部５０のＡ／Ｄポート５８０からＡ／Ｄコンバータ５８に入力されて、Ａ／Ｄ変換され、制御部５０において加算される。６０ポイントは、Ａ／Ｄコンバータ５８の分解能が１０ｂｉｔ程度の安価なＣＰＵにおいても充分な直流電流成分の検知精度が得られるように考慮したものである。

ここで、電流センサ３９（ＤＣ−ＣＴ２）の信号に対して、制御部５０に搭載されているＡ／Ｄコンバータ５８が１０bitの分解能程度の安価なものと仮定すると、１bitあたりの電流値は、比較的大きな値となり、精度の良い判定が困難となるおそれがある。例えば、検知する直流電流成分が５０ｍＡの範囲を超えた場合、インバータ装置３で出力する交流電流ｉｍに直流電流成分が含有されており、交流電流ｉｍが異常であると判定したい場合には、１bitあたりの電流値が２０ｍＡ程度とすると、４１ｍＡ〜５９ｍＡとなり、インバータ装置３で出力する交流電流ｉｍに含まれている直流電流成分の検知が困難となる。

従って本実施形態によれば、タイミング電圧信号Ｖｐの１周期あたり、６０回（ｎ回）のデータを制御部５０において加算する。直流電流を検知する際に、加算回数（ｎ回）が分解能の増加となる。上記したように電圧信号Ｖｗを例えば６０回加算することは、制御部５０における分解能が６０倍になることを意味する。前記した場合には、６０回加算すると、基本的には、制御部５０における分解能は２０ｍＡ／６０＝０．３３ｍＡとなり、５０ｍＡ付近の判断を１ｍＡ以下の分解能で直流電流の大きさを判断することができることになる。なお加算回数（ｎ回）としては、６０回に限らず、場合によっては、１０〜２００回程度、１５〜１００回程度にできる。

（実施形態２）
図３は実施形態２を示す。本実施形態は前記した実施形態１と基本的には同様の構成であり、同様の作用効果を有するため、図２を準用する。本実施形態においても、図３に示すように、積分回路６０および増幅回路７０が設けられている。本実施形態においても、前記した実施形態１と同様に、前記した山形の電流波形Ｍ１ｆ，Ｍ２ｆおよびＭ１ｓ，Ｍ２ｓは、制御部５０のＤＯ１ポート５９１およびＤＯ２ポート５９２からの指令Ｄ１，Ｄ２によって半周期毎に分配され、積分回路６０によって、その各半周期の電流積分値の差分が求められ、その差分がゲインＧ１ぶん増幅される。ゲインＧ１は、第１電流センサ５９のゼロ信号の温度ドリフトぶんに応じて設定されることが好ましい。そして、ゲインＧ１ぶん増幅された信号（アナログ信号）は、増幅回路７０でゲインＧ２でさらに増幅され、配線７１ｒを介して、Ａ／Ｄポート５８０から制御部５０のＡ／Ｄコンバータ５８に入力され、デジタル信号に変換される。Ａ／Ｄポート５８０から制御部５０のＡ／Ｄコンバータ５８に入力された信号Ｖｗは、第２電流センサ３９で検知された直流電流成分について半周期積分値の差分を、ゲインＧ１×ゲインＧ２で増幅させたものに相当する。

上記した差分の絶対値をゲインＧ１×ゲインＧ２で増幅させた信号Ｖｗに基づいて、制御部５０は、インバータ装置３の第２変換器３５で変換した負荷側交流電力Ｗｍの負荷側交流電流ｉｍに含まれている直流電流成分の大きさを検知できる。ここで、タイミング電圧信号Ｖｐの１周期あたり、６０回（ｎ回）のデータを制御部５０において加算することが好ましい。直流電流を検知する際に、加算回数（ｎ回）が分解能の増加となる。ここで、第１電流センサ５９および第２電流センサ３９に温度ドリフトが発生しているとき、第１積分値と第２積分値との双方に温度ドリフトによる誤差が影響を与える。従って、第１電流センサ５９および第２電流センサ３９に温度ドリフトが発生しているときであっても、差分において温度ドリフトによる誤差が実質的に相殺される。よってインバータ装置３の第２変換器３５で変換した負荷側交流電力Ｗｍの負荷側交流電流ｉｍに含まれる直流電流成分を良好に検知することができる。従って第１電流センサ５９および第２電流センサ３９として温度ドリフトが発生するものであっても良く、安価なものを採用できる。

（実施形態３）
図４および図５は実施形態３を示す。本実施形態は前記した実施形態１，２と基本的には同様の構成であり、同様の作用効果を有するため、図１〜図３を準用することができる。本実施形態においても、第１電流センサ５９および第２電流センサ３９に温度ドリフトが発生しているとき、第１積分値と第２積分値との双方に温度ドリフトが影響を与える。従って、第１電流センサ５９および第２電流センサ３９に温度ドリフトが発生しているときであっても、温度ドリフトが実質的に相殺される。よってインバータ装置３の第２変換器３５で変換した負荷側交流電力Ｗｍの負荷側交流電流ｉｍに含まれる直流電流成分を良好に検知することができる。従って第１電流センサ５９および第２電流センサ３９として温度ドリフトが発生するものであっても良く、安価なものを採用できる。本実施形態によれば、インバータ装置３が作動中において交流商用電源４３の停電を検知する機能を有する。この機能について説明を加える。図４は、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐおよび指令電流Ｉ_Ｐが同位相である状態を一波長として模試的に示す。前述したように、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐは、制御部５０の第１割り込みポート５０３に入力される信号であり、インバータ装置３の第２変換器３５や交流商用電源４３から変圧器４８を介して出力される負荷側交流電力Ｗｍの位相と同相である。指令電流Ｉ_Ｐは、ＰＬＬ回路５１の出力ポート５１３から正弦波発生器５２に出力される電流である。ここで、図４において、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの１波長に相当する１周期Ｔは、制御部５０が有するカウンタのカウンタ値Ｎ（例えばＮ＝１００００）に対応する。制御部５０によるカウンタ値の計測は、タイミング電圧信号Ｖ_ＰのゼロクロスＶ_０からスタートする。ここで、例えば、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの位相に対して指令電流Ｉ_Ｐの位相が９０°遅れている場合には、９０°の位相差は、Ｎ／４のカウンタ値に相当する。タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの位相に対して指令電流Ｉ_Ｐの位相が３°遅れている場合には、３°の位相差は、Ｎ／１２０のカウンタ値に相当する。タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの位相に対して指令電流Ｉ_Ｐの位相が１５°遅れている場合には、１５°の位相差は、Ｎ／２４のカウンタ値に相当する。すなわち、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの位相に対して指令電流Ｉ_Ｐの位相がＤ°遅れている場合には、Ｎ／（３６０／Ｄ）のカウンタ値に相当する。このようにタイミング電圧信号Ｖ_Ｐの位相に対する指令電流Ｉ_Ｐの位相差をカウンタ値に基づいて、位相比較器５５および制御部５０は求めることができる。

さて本実施形態によれば、交流商用電源４３とインバータ装置３とが連系しているとき、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対して指令電流Ｉ_Ｐの位相を、一定周期（例えば１０〜２０００ミリ秒の範囲内の任意値）で３°（第１変動値に相当）で瞬間的に強制的に変動させ、無効電力の変動を故意に与えるように、制御装置５の制御部５０は、Ｄ／Ａコンバータ５７の出力ポート５７０から、図４に示すように、矩形パルス状の信号Ｓ_Ｃを所定時間Δｔ１（例えば２００ミリ秒）ぶんＰＬＬ回路５１の入力ポート５１２に瞬間的に入力させる。これを受け、ＰＬＬ回路５１は、位相タイミングを規定する信号として出力ポート５１３から指令電流Ｉ_Ｐを正弦波発生器５２に与える。ここで、正弦波発生器５２は、指令電流Ｉ_Ｐに基づいた位相タイミングに従いつつ、インバータ装置３の直流中間電圧Ｖ_ｍに応じた波高値（＝電流値）をもつ信号を電流指令値Ｉ_Ｃとして出力する。この電流指令値Ｉ_Ｃと第１電流センサ５９として機能する第１電流センサ５９からの実際の電流値Ｉ_ｒを比較し、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対して位相を強制的に３°ずらした電流をゲート駆動回路４０に出力する。その後、所定時間Δｔ１経過したら、制御装置５の制御部５０は、Ｄ／Ａコンバータ５７の出力ポート５７０から、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対して指令電流Ｉ_Ｐの位相を同位相とさせる信号Ｓ_Ｂを所定時間Δｔ２（例えば２００ミリ秒）、ＰＬＬ回路５１の入力ポート５１１に入力させる。これによりタイミング電圧信号Ｖ_Ｐと指令電流Ｉ_Ｐの位相とを同位相に戻す。

上記したように強制的に３°ずらして位相差を与えたとき、制御部５０は、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対する指令電流Ｉ_Ｐの位相差が実際に３°であるかをカウンタ値に基づいて求める。この場合、交流商用電源４３の停電発生ではなく、交流商用電源４３が正常である場合には、求められた位相差は、３°に相当するしきい値の範囲内とされるため、制御部５０は、交流商用電源４３の停電無しと判定する。しかしながら交流商用電源４３の停電が実際に発生している場合には、上記した３°に相当する位相差は得られず、３°に相当するしきい値の範囲外となる。このようにタイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対する指令電流Ｉ_Ｐの位相差が、位相差用のしきい値の範囲外であるときには、制御装置５の制御部５０は、交流商用電源４３の停電発生の可能性有りと仮判定する。この仮判定をトリガーとして、制御装置５の制御部５０は、Ｄ／Ａコンバータ５７の出力ポート５７０から、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対して指令電流Ｉ_Ｐの位相差を、前記した３°（第１変動値に相当）よりも大きな位相差１５°（第２変動値に相当）で強制的に且つ急激に矩形パルス的に立ち上げて変動させる。この場合、交流商用電源４３の停電発生がない場合には、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの周波数の変化は周波数用のしきい値の範囲内であり小さく、更に、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対する指令電流Ｉ_Ｐの位相差も位相差用のしきい値の範囲内であり小さい。このため、制御装置５の制御部５０は、交流商用電源４３の停電の可能性無しと判定する。ここで、誘導モータ４６が回転駆動している状態で交流商用電源４３の停電が発生する場合には、交流商用電源４３が停電であるにも拘わらず、誘導モータ４６が自身の慣性力で回転を継続させて誘導発電機として作用し、交流商用電源４３側に電圧を与える可能性があるため、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの周波数変動も発生しないおそれがある。

この点について本実施形態によれば、第２変動値が大きい場合、交流商用電源４３が停電しているときには、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの周波数の変化は第２変動値の大きさに追従し、周波数用のしきい値の範囲外となる。更に、交流商用電源４３の停電発生時には、ＰＬＬ回路５１は、これの出力ポート５１３から出力される指令電流Ｉ_Ｐの周波数が上昇するように設定されているため、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの周波数において大きな周波数変動を生じさせる。周波数変動は、誘導モータ４６の自身の慣性力に打ち勝つ程度の大きさとする。更に、交流商用電源４３の停電発生時には、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対する指令電流Ｉ_Ｐの位相差も第２変動値の大きさに追従し、位相差用のしきい値の範囲外となる。

このため制御装置５は、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの周波数が周波数用のしきい値の範囲外となるとき、更には、上記した位相差が位相差用のしきい値の範囲外となるときには、交流商用電源４３の停電発生であると、制御部５０は本判定する。すなわち、本実施形態によれば、上記したようにインバータ装置３が交流商用電源４３と系統連系しつつ作動しているとき、制御装置５の制御部５０は、所定の周期（Δｔ１，Δｔ２）で、Ｄ／Ａコンバータ５７から、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対して指令電流Ｉ_Ｐの位相を一定周期で３°（第１変動値に相当）の位相差を発生させる信号Ｓ_ｃをＰＬＬ回路５１の入力ポート５１２に入力させる。更に制御部５０は、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐと指令電流Ｉ_Ｐとの位相差を検知し、３°に相当する位相差であれば、交流商用電源４３が停電していないと判定する。このように制御部５０は交流商用電源４３の停電の疑いの有無を周期的（Δｔ１，Δｔ２）に仮判定している。ここで、もし、交流商用電源４３の停電が実際に発生した場合には、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対する指令電流Ｉ_Ｐとの位相差が、３°に相当する位相差でなくなる。この場合、交流商用電源４３の停電が発生すると、交流商用電源４３の電圧が喪失されるためである。そこで、これをトリガーとして、制御装置５の制御部５０は、Ｄ／Ａコンバータ５７の出力ポート５７０から、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対して指令電流Ｉ_Ｐの位相を、１５°（第２変動値に相当）の位相差を発生させる信号Ｓ_ｃをＰＬＬ回路５１の入力ポート５１２に入力させる。これにより無効電力が増加し、出力と負荷とのバランスが崩れ、直流中間電圧Ｖ_ｍが変動し、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対する指令電流Ｉ_Ｐが大きく変動する。この結果、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの電圧実効値も変動すると共に、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対する指令電流Ｉ_Ｐの位相が大きく変化するため、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの電圧実効値がしきい値の範囲外であり、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対する指令電流Ｉ_Ｐの位相差が位相差用のしきい値の範囲外であれば、交流商用電源４３の停電が発生していると本判定する。

更に、交流商用電源４３の停電が発生すると、ＰＬＬ回路５１の出力ポート５１３から出力される電流の周波数が自動的に増加するように、ＰＬＬ回路５１は設定されている。このため、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの周波数が周波数用のしきい値の範囲外となるときには、交流商用電源４３の停電発生を本判定できる。このため本実施形態によれば、交流商用電源４３の停電発生の判定精度を高めることができる。

更に、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対して指令電流Ｉ_Ｐの位相を１５°（第２変動値に相当）の位相差を発生させたとしても、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの変動が位相差用のしきい値の範囲内であれば、交流商用電源４３の停電発生がないと判定できるため、誤判定の発生を抑制できる。

（実施形態４）
図６は実施形態４を示す。本実施形態は、前記した実施形態１と基本的に同じ構成および同じ作用効果を果たすため、図１および図２を準用する。本実施形態においても、第１電流センサ５９および第２電流センサ３９に温度ドリフトが発生しているとき、第１積分値と第２積分値との双方に温度ドリフトが影響を与える。従って、第１電流センサ５９および第２電流センサ３９に温度ドリフトが発生しているときであっても、温度ドリフトが実質的に相殺される。よってインバータ装置３の第２変換器３５で変換した負荷側交流電力Ｗｍの負荷側交流電流ｉｍに含まれる直流電流成分を良好に検知することができる。従って第１電流センサ５９および第２電流センサ３９として温度ドリフトが発生するものであっても良く、安価なものを採用できる。

本実施形態によれば、インバータ装置３が作動中において交流商用電源４３の停電を検知する機能を有する。この機能について説明を加える。図６は制御装置５の制御部５０が実行するフローチャートを示す。図６に示すように、まず、インバータ装置３が商用電源４３と系統連系しつつ任意の出力で運転されているとき、制御装置５の制御部５０は、Ｄ／Ａコンバータ５７の出力ポート５７０から、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対して指令電流Ｉ_Ｐの位相を一定周期で３°（第１変動値）の位相差を発生させる信号Ｓ_ｃを、ＰＬＬ回路５１の入力ポート５１２に入力させる処理を実行する（ステップＳ１０２）。次に、制御部５０は、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対する指令電流Ｉ_Ｐの位相差を求める（ステップＳ１０４）。３°相当の位相差が存在すれば、商用電源４３が正常であり停電発生でないと仮判定する（ステップＳ１０６のＮＯ）。もし、商用電源４３の停電が発生している場合には、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対する指令電流Ｉ_Ｐの位相差が、３°に相当する位相差でなくなる（ステップＳ１０４のＹＥＳ）。このため、商用電源４３の停電が発生していると、制御部５０は仮判定する（ステップＳ１０８）。

仮判定をトリガーとして、制御装置５の制御部５０は、Ｄ／Ａコンバータ５７の出力ポート５７０から、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対して指令電流Ｉ_Ｐの位相を１５°（第２変動値）の位相差を発生させる信号Ｓ_ｃを、ＰＬＬ回路５１の入力ポート５１１に入力させる（ステップＳ１１０）。これにより無効電力が増加し、出力と負荷とのバランスが崩れる。この場合、直流中間電圧Ｖ_ｍが変動し、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐおよび指令電流Ｉ_Ｐのタイミングおよび波形の変動が増加する。この結果、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの電圧実効値も変動する。更に、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対する指令電流の位相も大きく変化する。このため、制御部５０は、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの電圧実効値の変動を求める（ステップＳ１１２）。タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの電圧実効値の変動がしきい値の範囲外である場合には（ステップＳ１１４のＹＥＳ）、商用電源４３の停電発生であると本判定する（ステップＳ１２４）。更に、商用電源４３とインバータ装置３とを遮断する等の停電処理（ステップＳ１２６）を行う。

ここで、商用電源４３の停電が実際に発生すると、ＰＬＬ回路５１の出力ポート５１３から出力される指令電流Ｉ_Ｐの周波数が自動的に増加するように、ＰＬＬ回路５１は設定されている。そこで本実施形態によれば、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの電圧実効値の変動がしきい値の範囲内である場合であっても（ステップＳ１１４のＮｏ）、商用電源４３の停電発生についての判断の精度を高めるために、制御部５０は、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの周波数の変動を求める（ステップＳ１１６）。周波数の変動が周波数用のしきい値の範囲外である場合（ステップＳ１１８のＹＥＳ）には、商用電源４３の停電発生であると本判定し（ステップＳ１２４）、停電処理（ステップＳ１２６）を行う。

周波数の変動が周波数用のしきい値の範囲内である場合（ステップＳ１１８のＮｏ）であっても、制御部５０は、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対する指令電流Ｉ_Ｐの位相差を求め（ステップＳ１２０）、位相差がしきい値の範囲外であれば（ステップＳ１２２のＹＥＳ）、制御部５０は商用電源４３の停電発生と本判定する（ステップＳ１２４）。更に、商用電源４３とインバータ装置３とを遮断する等の停電処理（ステップＳ１２６）を行う。周波数の変動が周波数用のしきい値の範囲内であり（ステップＳ１１８のＮｏ）、且つ、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対する指令電流Ｉ_Ｐの位相差がしきい値の範囲内である場合には（ステップＳ１２２のＮｏ）、制御部５０は商用電源４３の停電なし判定する。このように本実施形態によれば、商用電源４３の停電発生の判定について、停電のおそれが濃厚であると仮判定されるときには、制御部５０は、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対する指令電流Ｉ_Ｐの位相差（第２変動値）を発生させ、その後、複数のパラメータに基づいて複数回判定するため、商用電源４３の停電発生と判定するときにおける誤判定の発生が抑制される。上記した各パラメータのしきい値の範囲としては、インバータ装置３および商用電源４３の事情等に応じて商用電源４３の停電発生の可能性を判定できるような値として適宜選択できる。なお本実施形態によれば、第２変動値を発生させたとき、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの電圧実効値、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの周波数の変動、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対する指令電流Ｉ_Ｐの位相差をこの順で求めることにしているが、これに限らず、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの周波数の変動、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの電圧実効値、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対する指令電流Ｉ_Ｐの位相差、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの周波数の変動、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの電圧実効値の順にしても良い。

（その他）
上記した実施形態によれば、第１変動値として、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対する指令電流Ｉ_Ｐの位相差φ１は３°とされ、第２変動値として、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐに対する指令電流Ｉ_Ｐの位相差φ２は１５°とされている。しかしながらこれに限らず、第１変動値として位相差φ１は例えば２〜７°の範囲内で設定でき、第２変動値として位相差φ２は例えば１０〜２０°の範囲内で設定できる。第２変動値が過剰に大きい場合には、タイミング電圧信号Ｖ_Ｐの歪みが過剰になるおそれがあるため、好ましくない。そこで、φ２／φ１の値としては、２．５〜７の範囲内、３〜６の範囲内で設定することが好ましい。

本発明は上記し且つ図面に示した実施形態のみに限定されるものではなく、要旨を逸脱しない範囲内で適宜変更して実施できる。

１はエンジン、２は発電機、３はインバータ装置、３０は第１変換器、３５は第２変換器、３９は第２電流センサ（第２電流検知手段）、４３は交流商用電源、４４は電力負荷、４６は誘導モータ、５は制御装置、５０は制御部、５１はＰＬＬ回路、５２は正弦波発生器、５３はＰＷＭ回路、５５は位相比較器、５７はＤ／Ａコンバータ、５９は第１電流センサ（第１電流検知手段）、６０は積分回路、７０は増幅回路を示す。

Claims

燃料で駆動されるエンジンと、
前記エンジンで作動される発電機と、
前記発電機が発電した交流電力を直流電力に変換させる第１変換器と前記第１変換器が変換した直流電力を負荷側交流電力に変換させると共に交流商用電源に系統連系する第２変換器と前記第２変換器をスイッチング制御するゲート駆動回路とをもつインバータ装置と、
ＣＰＵをもつ制御部を備え且つ前記インバータ装置を制御する制御装置と、
前記インバータ装置の前記第２変換器の負荷側に設けられ、前記第２変換器で変換した負荷側交流電力の負荷側交流電流を検知する第１電流検知手段と、
前記インバータ装置の前記第１変換器と前記第２変換器との間に設けられ、前記第１変換器が変換した直流電力の直流電流を検知する第２電流検知手段とを具備しており、
前記制御装置は、前記第２電流検知手段で検知した前記第１変換器が変換した直流電力の直流電流のうち、前記負荷側交流電流においてゼロクロスよりも正側の正電流に対応する直流電流成分を時間で積分した第１積分値を求めると共に、前記負荷側交流電流においてゼロクロスよりも負側の負電流に対応する直流電流成分を時間で積分した第２積分値を求め、前記第１積分値と前記第２積分値との差分の大きさに基づいて、前記第２変換器で変換した前記負荷側交流電力の前記負荷側交流電流に含まれる直流電流成分を検知することを特徴とする発電システム。
請求項１において、前記インバータ装置の前記第２変換器が変換した前記負荷側交流電力に対して同期すると共に変圧器を介して制御装置の制御部に入力される交流電圧信号をタイミング電圧信号Ｖｐとするとき、前記制御部は、前記第１積分値と前記第２積分値との差分に基づく電圧信号を、前記タイミング電圧信号Ｖｐの１周期について複数回加算することを特徴とする発電システム。