JP2012103201A - レーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】目標物体の誤検出を起こさないレーダ装置を提供する。
【解決手段】送信部１０からＦＭＣＷ波をレーダ波として送信させ、目標物体に反射したレーダ波を複数の受信アンテナ２２で受信し、レーダ波の受信信号及び送信信号と同じ周波数を有するローカル信号に基づいてビート信号を受信器２４で生成し、信号処理部３０では、ビート信号を所定のサンプリング周期Ｔｓでサンプリングし、アップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄのピークのペアマッチにより、目標物体の位置情報を導出する。このとき、信号処理部３０では、サンプリング周期Ｔｓの１／４の時間間隔ｔｃで、複数の受信器２４を配列順に選択する。
【選択図】図１

Description

本発明は、周波数変調されたレーダ波を送受信することにより、少なくとも目標物体が存在する方位を検出するレーダ装置に関する。

近年レーダ装置を自動車に搭載し、衝突防止等の安全装置として応用する試みがなされているが、車載用のレーダ装置としては、目標物体の距離と相対速度とを同時に検出可能であり、しかも構成が比較的簡単で小型化・低価格化に適したＦＭＣＷ方式のレーダ装置（以下、ＦＭＣＷレーダ装置とよぶ）が用いられている。

ＦＭＣＷ方式のレーダ装置では、三角波状の変調信号により周波数変調され、周波数が時間に対して直線的に漸次増減する送信信号Ｓｓを送信波として送信し、目標物体から反射された受信波を受信信号Ｓｒとして受信する。

このとき、受信信号Ｓｒは、送受信波がレーダ装置と目標物体との間を往復するのに要する時間、すなわち、目標物体までの距離に応じた時間Ｔｄだけ遅延し、レーダ装置と目標物体の相対速度に応じた周波数Ｆｄだけドップラシフトする。

このような受信信号Ｓｒと送信信号Ｓｓとをミキサで混合することにより、受信信号Ｓｒと送信信号Ｓｓとの差の周波数成分であるビート信号Ｂを生成し、送信信号Ｓｓの周波数が増加するときのビート信号Ｂ（以下、アップビート信号Ｂｕともよぶ）の周波数（以下、上り変調時のビート周波数とよぶ）をｆｕ、送信信号Ｓｓの周波数が減少するときのビート信号（以下、ダウンビート信号Ｂｄともよぶ）の周波数（以下、下り変調時のビート周波数とよぶ）ｆｄとして、目標物体との距離Ｒ及び相対速度Ｖを、以下の式１、式２を用いて算出するように構成されている。

なお、ｃは電波伝搬速度、Ｔは送信信号を変調する三角波の周期、△Ｆは送信信号の周波数変動幅、Ｆｏは送信信号の中心周波数である。
ところで、車載用のレーダ装置では、上記のようにして検出された距離や速度に加え、目標物体が自車に対してどのような位置関係にあるかという、いわゆる方位情報の検出も重要となる。

そこで、受信アンテナを複数の受信グループに分割し、各受信グループに属する受信アンテナのいずれかからの受信信号を択一的に受信器に供給する受信スイッチを、送信信号の周波数が変動する周期よりも短い周期で切り替えて受信器に供給し、受信器では、各受信グループに属する受信アンテナからの受信信号をローカル信号で混合して、受信信号Ｓｒとするようにし、ミキサが出力するアップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄのピークのペアマッチングにより、距離や相対速度に加え、そのとき選択された受信アンテナの配置から方位情報を得るものがある（例えば特許文献１参照）。

特許第３６２２５６５号公報

ところが、ＦＭＣＷ方式を用いて、アップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄのピークのペアマッチにより、目標物体の位置などの情報を導出するレーダ装置においては、ＦＦＴなどのデジタル信号処理を行うと、受信信号のサンプリングを行う周波数に対するナイキスト周波数以降の距離にある目標物体の受信信号がナイキスト周波数以内の距離に折り返してしまうため、遠距離の目標物体が近距離に現れ、誤検出してしまうという問題がある。

本発明は、こうした問題に鑑みなされたもので、目標物体の誤検出を起こさないレーダ装置を提供することを目的とする。

この欄においては、発明に対する理解を容易にするため、必要に応じて「発明を実施するための形態」欄において用いた符号を付すが、この符号によって請求の範囲を限定することを意味するものではない。

上記「発明が解決しようとする課題」において述べた問題を解決するためになされた発明は、送信部（１０）、受信部（２０）及び信号処理部（３０）を備えたレーダ装置（１）である。

送信部（１０）は、周波数が時間とともに周期的に変動する送信信号を生成し、送信信号をレーダ波として送信する。また、受信部（２０）は、送信部（１０）から送信され、目標物体に反射したレーダ波を受信し、レーダ波の受信信号及び送信信号と同じ周波数を有するローカル信号に基づいてビート信号Ｂを生成する。

信号処理部（３０）は、受信部（２０）が生成するビート信号Ｂを所定のサンプリング周期Ｔｓでサンプリングし、ビート信号Ｂの上り変調信号（アップビート信号Ｂｕ）と下り変調信号（ダウンビート信号Ｂｄ）のピークのペアマッチにより、少なくとも目標物体の位置情報を導出する、
さらに、受信部（２０）は、複数の受信アンテナ（２２）、受信器（２４）を備えている。

受信器（２４）は、複数の受信アンテナ（２２）の各々に接続され、各受信アンテナ（２２）からの受信信号をローカル信号と混合して出力する。また、信号処理部（３０）は、複数の受信器（２４）の出力を、サンプリング周期の１／２よりも小さい選択周期で配列順に選択しつつサンプリングを行う。

このようなレーダ装置（１）では、目標物体の誤検出を起こさないレーダ装置（１）とすることができる。以下説明する。
一般的に、図９に示すように、ビート信号Ｂのサンプリングを行うと、サンプリング周波数ｆｓに対するナイキスト周波数ｆｎより高い周波数に対応する距離にある目標物体（図９中Ｑで示す）のビート信号Ｂが、図９中に矢印で示すように、ナイキスト周波数ｆｎを対称軸として、ナイキスト周波数ｆｎより低い周波数側に線対称周波数の位置に折り返してしまうエリアシング（図９中に破線Q’で示す）が発生する。したがって、実際には遠距離にある目標物体が近距離に現れることになる。

このとき、図１０に示すように、ナイキスト周波数ｆｎより低い周波数を有するビート信号では、実際のビート信号（図９中Ｐで示す）をサンプリングするため、受信アンテナ間（図１０中Ｃｈ１、Ｃｈ２で示す）の位相差をＸ°とすると、アップビート信号Ｂｕでは、位相差がＸ°、ダウンビート信号Ｂｄでは位相差が−Ｘ°となる、
つまり、アップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄの位相差Ｘ°の正負が逆となる。したがって、アップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄのピークのペアマッチングが可能となるため、目標物体の位置情報を正確に得ることができる。

これに対し、ナイキスト周波数ｆｎより高い周波数を有するビート信号の場合には、前述のように、ナイキスト周波数ｆｎを対称軸として、ナイキスト周波数ｆｎよりも低い周波数の線対称の位置に折り返され、いわゆるエリアスが現れる。

この状態で、サンプリング周波数ｆｓでサンプリングを行うと、図１１に示すように、実際の波形（図１１中に点線で示す波形）に対し、ナイキスト周波数ｆｎで折り返されたビート信号（エリアス）（図１１中に実線で示す波形）をサンプリングすることとなる。

したがって、図１１に示すように、各受信アンテナ（図１１中Ｃｈ１、Ｃｈ２で示す）間のアップビート信号Ｂｕの位相差が（Ｘ＋α）°、ダウンビート信号Ｂｄの位相差が−（Ｘ−α）°となり、アップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄとが正負逆の信号とならなくなる。

したがって、アップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄのピークのペアマッチングが不可能となってしまい、目標物体の位置情報が得られなくなってしまう。なお、αは、受信アンテナ（２２）間の位相差の補正値を示している。

ここで、ビート信号Ｂのサンプリングの際に、ナイキスト周波数ｆｎを対称軸とした折り返しを防止し、サンプリングしたアップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄのピークのペアマッチにより、目標物体の位置情報を導出するには、アップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄの検知角が離れるようにすればよい。

そこで、信号処理部（３０）では、複数の受信器（２４）の出力を、サンプリング周期の１／２よりも小さい選択周期で配列順に選択するようにすると、サンプリングしたアップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄのアップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄの検知角が離れるので、ピークのペアマッチにより、目標物体の位置情報を導出することができる。

また、請求項２に記載のように、送信部（１０）、受信部（２００）及び信号処理部（３００）を備え、受信部（２００）は、複数の受信アンテナ（２２）、受信器（２４）、受信スイッチ（２６）及び選択制御手段（２８）を備えるレーダ装置（２）としてもよい。

ここで、受信器（２４）は、複数の受信アンテナ（２２）からの受信信号をローカル信号と混合し、受信スイッチ（２６）は、複数の受信アンテナ（２２）のいずれかからの受信信号を択一的に受信器（２４）に供給する。

また、選択制御手段（２８）は、受信スイッチ（２６）を、信号処理部（３００）におけるサンプリング周期の１／２より小さい選択周期で、複数の受信アンテナ（２２）の配列順に切り替わるように制御する。

このように、複数の受信アンテナ（２２）を、受信スイッチ（２６）を切り替えることによって配列順に順次選択するようにしても、請求項１に記載のレーダ装置（１）と同じ効果を有するレーダ装置（２）とすることができる。

また、比較的大きくて高価な受信器（２４）が１個で済むため、レーダ装置（１）を小型かつ安価に製作することができる。
ところで、ビート信号Ｂのサンプリングの際に、ナイキスト周波数ｆｎを対称軸とした折り返しを防止し、サンプリングしたアップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄのピークのペアマッチにより、目標物体の位置情報を導出するには、アップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄの検知角が最も離れるようにすることが望ましい。

そこで、請求項３に記載のように、選択周期をサンプリング周期の１／４とすると、
アップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄの検知角が最も離れるので、エリアスが発生しない。したがって、目標位置の位置情報を正確に導出できる。

つまり、図１２（ａ）に示すよう実際の目標物体に対し、ナイキスト周波数ｆｎを対称軸として折り返されたビート信号Ｂに対しては、図１２（ｂ）に示すように、各受信アンテナ（２２）を選択する場合の各受信アンテナ（２２）の位相ずれが９０°となるようにする必要がある。各受信アンテナ（２２）の位相ずれが９０°となる選択時間間隔は、下記式３を満たすことが必要である。

位相ずれ（９０°）＝３６０°×受信アンテナ選択時間間隔ｔｃ×サンプリング周波数ｆｓ・・・式３
この式３より、受信アンテナ選択時間間隔ｔｃとサンプリング周波数ｆｓとの関係は、下記式４に示すように、
受信アンテナ選択時間間隔ｔｃ×サンプリング周波数ｆｓ＝９０°／３６０°＝１／４・・・式４
となる。

したがって、受信アンテナ選択時間間隔ｔｃをサンプリング周期Ｔｓ（１／ｆｓ）の１／４とすることで、ビート信号のサンプリングの際に、ナイキスト周波数ｆｎを対称軸とした折り返しを防止し、サンプリングしたアップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄのピークのペアマッチを可能とすることができる。

つまり、ビート信号のサンプリング周波数ｆｓに対するナイキスト周波数ｆｎより高い距離にある目標物体の受信信号がナイキスト周波数ｆｎより低い距離に折り返さないようにし、遠距離の目標物体を近距離の目標物体として誤検出しないレーダ装置（１）とすることができる。

また、ビート信号のサンプリング周波数ｆｓに対するナイキスト周波数ｆｎより高い周波数の信号を遮断するために一般的に用いられるアンチエリアシングフィルタが必要となくなるので、レーダ装置（１）を簡易な構成とすることができる。

また、請求項４に記載のレーダ装置は、受信部（２０）の複数の受信アンテナ（２２）を略直線上に配置されていることを特徴とする。
この場合、各受信アンテナ（２２）からの受信信号に基づくビート信号の強度成分及び位相成分を比較することにより、受信アンテナ（２２）の法線（正面）方向及び配列方向を含む面内での目標物体の方位（例えば、正面方向を０°とした、左右方向の角度）が検出可能となるため、例えば、受信アンテナの配列方向を水平方向に一致させれば、車載用前方監視レーダ等に好適に用いることができる。

ここで、図１３は、一列に配置された受信アンテナ（２２）の受信信号の位相に基づいて、方位検出を行う際の原理を示す説明図である。すなわち、隣接する受信アンテナ（２２）の中心間の距離をｄｗとした場合、受信アンテナ（２２）の正面方向に対して角度αから到来するレーダ波を考える。なお、図面を見やすくするため、ここでは、３つの受信チャネルｃｈ１，ｃｈ２，ｃｈ３を有する場合、すなわち３つの受信アンテナにて受信する場合について示す。

まず、単一の送信アンテナ（１６）から送信され、受信アンテナ（２２）前方の少なくとも数ｍ以上の距離に存在する目標物体によって反射されたレーダ波は、各受信アンテナ（２２）の所に、ほとんど平行に到来すると考えることができる。

したがって、隣接する受信チャネルｃｈ１，２（又はｃｈ２，３）の受信アンテナ（２２）に到来するレーダ波は、角度αに応じた行路差ｄｌ（＝ｄｗ・ｓｉｎα）が生じることになる。

この行路差ｄｌにより、両受信チャネルｃｈ１，２（又はｃｈ２，３）の受信信号には、位相差が生じ、更にこの位相差は、受信器（２４）で周波数変換されてビート信号の位相差となって、信号処理部（３０）に伝達される。ＦＭＣＷレーダ装置（１）の場合、行路差ｄｌによって、ビート信号に発生する位相差ζは、送信信号の平均波長をλとして、次の式５にて表される。

ここで行路差ｄｌを上述の受信アンテナ間の距離ｄｗ及び角度αにて示した式で置き換え、αについて解くと、次の式６が得られる。

したがって、各受信チャネルｃｈ１，２，３のビート信号を解析して、チャネル間の位相差ζを求めることにより、式６から方位情報を求めることができるのである。
なお、この場合、送信ビームのビーム範囲内に存在する目標物体について、方位情報を漏らさず検出できるようにするには、隣接する一対の受信アンテナ（２２）の中心間の距離ｄｗを、送信部（１０）から送出されるレーダ波のビーム幅をφ、送信信号の平均波長をλとした場合、次の式７に示すように、

に設定することが望ましい。すなわち、式６をｄｗについて解くと、式８が得られる。

そして、位相比較により判定可能な位相差ζは、−π＜ζ＜πの範囲であり、送信ビームのビーム幅をφとした場合、検出可能な角度αは、−φ／２＜α＜φ／２の範囲であるため、式８に、ζ＝π，α＝φ／２を代入すると、式９が得られる。

実際には、余裕を持って送信ビームのビーム幅より広い範囲を検出できるように設定することが望ましく、すなわち、受信アンテナの中心間の距離ｄｗを、式７を満たすように設定しておけば、必要な方位情報を漏らさず検出できるのである。

レーダ装置の概略の構成を示すブロック図である。 送信及び受信アンテナのビーム幅の設定を表す説明図である。 信号処理部に供給されるビート信号の波形図である。 信号処理部にて実行される目標物情報検出処理の内容を表すフローチャートである。 受信アンテナのチャネル間の位相ずれとビート信号Ｂの周波数の関係を示す説明図である。 目標物体の検出方位とビート信号の周波数の関係を示す説明図である。 第２実施形態におけるレーダ装置の概略の構成を示すブロック図である。 受信スイッチの選択タイミングを表す説明図である。 ビート信号Ｂが、ナイキスト周波数ｆｎを対称軸として、ナイキスト周波数ｆｎより低い周波数側に線対称周波数の位置に折り返してしまうことを示す説明図である。 ナイキスト周波数ｆｎより低い周波数を有するビート信号をサンプリングしたときの様子を示す説明図である。 ナイキスト周波数ｆｎより高い周波数を有するビート信号をサンプリングしたときの様子を示す説明図である。 ナイキスト周波数ｆｎを対称軸として折り返されたビート信号Ｂに対して各受信アンテナを選択する場合の各受信アンテナの位相ずれが９０°となるようにする必要があることを示す説明図である。 一列に配置された受信アンテナの受信信号の位相に基づいて、方位検出を行う際の原理を示す説明図である。

以下、本発明が適用された実施形態について図面を用いて説明する。なお、本発明の実施の形態は、下記の実施形態に何ら限定されることはなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態を採りうる。

［第１実施形態］
図１は、本発明が適用されたレーダ装置１の概略の構成を示すブロック図である。図１に示すように、送信部１０、受信部２０及び信号処理部３０を備えている。

送信部１０は、周波数が時間とともに周期的に変動する送信信号を生成し、送信信号をレーダ波として送信する装置であり、時間に対して周波数が直線的に漸増、漸減を繰り返すよう変調されたミリ波帯の高周波信号を生成する発振器１２と、発振器１２の出力を送信信号Ｓｓとローカル信号Ｌとに電力分配する分配器１４と、送信信号Ｓｓに応じたレーダ波を放射する送信アンテナ１６とを備えている。

なお、発振器１２が生成する高周波信号の周波数は、三角波状に変化し、本第１実施形態では、中心周波数Ｆｏ＝７６．５ＧＨｚ，周波数変動幅ΔＦ＝１００ＭＨｚ，変動周期Ｔｄ＝１．０２４ｍｓに設定されている。また、送信アンテナ１６のビーム幅は、当該レーダ装置１の検出領域をすべてカバーするように設定されている。

受信部２０は、送信部１０から送信され、目標物体に反射したレーダ波を受信し、レーダ波の受信信号及び送信信号と同じ周波数を有するローカル信号に基づいてビート信号を生成する装置であり、受信アンテナ２２及び受信器２４を備えている。

受信アンテナ２２は、レーダ波を受信する複数（本第１実施形態では８個）のホーンアンテナから構成されている。
受信器２４は、複数（８個）の受信アンテナ２２の各々に接続された複数（８個）の装置であり、各々の受信器２４は、各受信アンテナ２２からの受信信号Ｓｒにローカル信号Ｌを混合し、これら信号の差の周波数成分であるビート信号Ｂを生成する高周波ミキサを備えている。

つまり、受信部２０は、各受信アンテナ２２に対応して８つの受信チャネルｃｈ１〜８を有しており、すべての受信チャネルｃｈ１〜８において、受信器２４でビート信号Ｂを生成するように構成されている。

なお、図２に示すように、アンテナが形成するビームにおいて、正面方向に対する利得の低下が３ｄＢ以内の角度範囲をビーム幅と規定し、各受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ８の受信アンテナ２２は、そのビーム幅が、いずれも、送信アンテナ１６のビーム幅（本第１実施形態ではφ＝２０°）全体を含むように設定されている。

また、隣接する各受信アンテナ２２の中心間の距離ｄｗは、送信アンテナ１６のビーム範囲を角度分析するために、上述した式７の条件を満たすようにｄｗ＝８［ｍｍ］に設定されている。すなわち、レーダ波の平均波長がλ＝１／Ｆｏ＝３．９２［ｍｍ］であることから、式７の右辺は１１．３［ｍｍ］となり式７を満たすことは明らかである。

信号処理部３０は、受信部２０が生成するビート信号を所定のサンプリング周期Ｔｓでサンプリングし、ビート信号の上り変調信号と下り変調信号のピークのペアマッチにより、少なくとも目標物体の位置情報を導出する機器である。

また、ビート信号のサンプリングの際、複数（８個）の受信器２４を、ビート信号のサンプリング周期Ｔｓの１／４の選択周期ｔｃで順次選択し、各受信器２４からのビート信号を順次サンプリング周期Ｔｓでサンプリングする。

信号処理部３０は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ及びＩ／Ｏからなる周知のマイクロコンピュータを中心に構成され、受信部２０が生成するビート信号Ｂをサンプリング周期Ｔｓでデジタルデータに変換するサンプリング手段としてのＡ／Ｄ変換器及びＡ／Ｄ変換器を介して取り込んだデータについて、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行するための演算処理装置等（いずれも図示しない）を備えている。

このように構成された本第１実施形態のレーダ装置１では、発振器１２が生成した高周波信号を分配器１４が電力分配することにより送信信号Ｓｓ及びローカル信号Ｌが生成され、このうち送信信号Ｓｓは、送信アンテナ１６を介してレーダ波として送出される。

送信アンテナ１６から送出されたレーダ波の反射波は、全ての受信アンテナ２２にて受信され、受信チャネルｃｈｉ（ｉ＝１〜８）の受信信号Ｓｒが各受信器２４へ供給される。

すると、各受信器２４では、この受信信号Ｓｒに分配器１４からのローカル信号Ｌを混合することによりビート信号Ｂを生成し信号処理部３０へ供給する。そして、信号処理部３０では、ビート信号Ｂを、サンプリング周期Ｔｓでサンプリングした後、後述する目標物情報検出処理を実行する。

なお、信号処理部３０では、サンプリング周期Ｔｓの１／４の選択周期ｔｃで受信チャネルｃｈｉを順次選択しているため、信号処理部３０では、ビート信号Ｂも、図３（ａ）に示すように、各受信チャネルｃｈ１〜８の受信信号Ｓｒに基づくビート信号Ｂ１〜Ｂ８が時分割多重されたものとなる。

そして、信号処理部３０で、各チャネル選択する際の選択時間Ｔｘはいずれも一定（本第１実施形態では１μｓ）であるため、全ての受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ８が一度ずつ選択される選択周期Ｔｘは、Ｔｘ＝８×ｔｃ（＝８μｓ）となる。

信号処理部３０は、変動周期Ｔｄごとに、全ての受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ８のビート信号Ｂ１〜Ｂ８を、Ｔ／Ｔｘ（＝５１２）回ずつサンプリングすることになる。但し、各受信チャネルｃｈ１〜８のサンプリングタイミングは、期間Ｔｄずつずれたものとなっている。

また、信号処理部３０においてビート信号をサンプリングする周期（サンプリング周期Ｔｓ）は、受信アンテナ２２（及び受信器２４）の各チャネル（Ｃｈ１〜Ｃｈ８）を選択する選択時間間隔ｔｃの４倍（換言すれば、選択時間間隔ｔｃは、サンプリング周期Ｔｓの１／４）となっている。

（目標物情報検出処理の説明）
ここで、信号処理部３０が実行する目標物情報検出処理を、図４に示すフローチャートに沿って説明する。目標物情報検出処理は、ＲＯＭに格納されたプログラムをＣＰＵが読み出して実行することにより実行される。なお、本処理は、送信信号Ｓｓの一変動周期Ｔｄ分のサンプリングデータが蓄積されるごとに起動される。

本処理が起動されると、まずＳ１１０において、ＣＰＵが、蓄積されたサンプリングデータを、受信チャネルｃｈ１〜８ごと、すなわち、同じビート信号Ｂ１〜Ｂ８に基づくものごとに分離する。

続く、Ｓ１２０では、Ｓ１１０にて分離されたサンプリングデータに基づいて、ＣＰＵが、複素フーリエ変換（特に、ここでは高速フーリエ変換のアルゴリズムを適用した複素ＦＦＴ）を実行することにより周波数分析を行う。

但し、複素ＦＦＴは、サンプリングデータの前半（上り変調時のデータ）と後半（下り変調時のデータ）とに分けてそれぞれ行う。そして、この複素ＦＦＴの演算結果として、周波数成分ごとの信号強度及び位相が得られる。

続くＳ１３０では、ＣＰＵが、信号強度がピークとなる周波数成分を抽出し、全ての受信チャネルｃｈｉ（ｉ＝１〜８）について、この抽出された周波数成分（周波数ｆｂ）の位相θｉ（ｆｂ）を補償する。

つまり、信号処理部３０において、受信チャネルｃｈｉが選択される時刻をｔｉとして、時刻ｔ１からの経過時間ｔｉ−ｔ１（＝（ｉ−１）・ｔｃ）と、受信チャネルｃｈｉごとに予め測定された、各受信チャネルｃｈｉの受信アンテナ２２から受信器２４に至る経路での受信信号Ｓｒの位相遅れ量δｉとに基づき、次の式８を用いて、補償された位相θｈｉ（ｆｂ）を算出する。

θｈｉ（ｆｂ）＝θｉ（ｆｂ）・Ｈ１・Ｈ２ ・・・式８
但し、Ｈ１＝ｅｘｐ｛−ｊ・２π・ｆｂ・（ｉ−１）・ｔｃ｝
Ｈ２＝ｅｘｐ｛−ｊ・δｉ｝
そして、Ｓ１４０では、ＣＰＵが、全ての受信チャネルｃｈ１〜８について上述の周波数分析（Ｓ１２０）及び位相補償（Ｓ１３０）が終了したか否かを判断し、全ての受信チャネルｃｈ１〜８について処理を終了するまで、上述のＳ１２０、Ｓ１３０を繰り返し実行する。

その後、全ての受信チャネルｃｈ１〜８について処理を終了し、Ｓ１４０にて肯定判定すると、ＣＰＵは、処理をＳ１５０に移行して、先のＳ１２０にて算出された信号強度に基づき、上り変調時及び下り変調時ごとに、信号強度がピークとなる周波数成分（周波数ｆｕ，ｆｄ）を抽出し、上述の式１、式２を用いて、目標物体との距離Ｒや相対速度Ｖを算出する。

なお、各変調時とも複数のピークが存在する場合には、例えば、信号強度に基づいてほぼ同じ信号強度のもの同士をペアリングして、このペアリングされたすべてのものについて、距離Ｒや相対速度Ｖを算出する。

続くＳ１６０では、ＣＰＵが、先のＳ１３０にて補償された位相を、各受信チャネルｃｈ１〜８間で比較し、目標物体と各受信アンテナ２２との位置関係により生じる反射波の行路差ｄｌに基づいた位相差を特定することによって、上述の式５及び式６を用いて目標物体の方位αを算出する。

以上説明したように、本第１実施形態のレーダ装置１においては、各受信チャネルｃｈ１〜８のビート信号Ｂを時分割多重して、サンプリングした後、受信チャネルｃｈ１〜８ごとに分離して処理する。

（レーダ装置１の特徴）
本第１実施形態では、各受信チャネルｃｈ１〜８を、短い周期（ここでは、０．２５μｓ）で順次選択しており、連続した８個のデータは、ほぼ同時に検出したものと見なすことができるため、各受信チャネルｃｈ１〜８のビート信号の位相に基づいて方位検出を行うことができ、信号強度のみを用いる場合と比較して、方位検出の精度を向上させることができる。

さらに、本第１実施形態では、ビート信号のサンプリングタイミングの相違や、受信アンテナ２２から受信器２４に至る経路の相違に基づいて、受信チャネルｃｈ１〜８ごとに生じる位相のずれや遅れを補償し、この補償された位相に基づいて方位情報を算出しているので、これらの要因にかかわらず、高精度な方位検出を行うことができる。

また、本第１実施形態では、送信アンテナ１６のビーム幅を２０°としたが、受信アンテナ２２の中心間の距離がｄｗ＝８［ｍｍ］に設定されている場合、式６からわかるように、受信アンテナ２２は、最大２８．４°（±１４．２°）の角度範囲の信号を受信できるため、本第１実施形態では、送信アンテナ１６のビーム幅を広げるだけで、検出可能な角度範囲を最大２８．４°まで簡単に拡張することができる。

また、信号処理部３０におけるサンプリング周期Ｔｓの１／４の時間間隔で、複数の受信アンテナ２２（Ｃｈ１〜Ｃｈ８）の配列順に選択するように制御している。
このようなレーダ装置１では、前述のように、目標物体の誤検出を起こさないレーダ装置とすることができる。

ここで、受信アンテナ２２のチャネル間の位相ずれとビート信号Ｂの周波数の関係について図５に基づいて説明する。
受信アンテナ２２のＣｈ１〜Ｃｈ８を順次選択する時間間隔ｔｃ（選択時間間隔ｔｃ）、信号処理部３０におけるビート信号Ｂのサンプリング周期Ｔｓの１／４にした場合の受信アンテナ２２のチャネル間の位相のずれを図５に示す。

図５に示すようにアップビート信号Ｂｕの位相ずれは、周波数が上昇するに従って０°から４５°まで増加し、サンプリング周期Ｔｓ（１／ｆｓ）の１／２のナイキスト周波数より高い周波数は、ナイキスト周波数を対称軸として、低い周波数側に折り返され、折返しアップビート信号Ｂｕ’となる。

折返しアップビート信号Ｂｕ’の位相ずれは、見かけ上、周波数が減少するに従って４５°から９０°まで増加する。
同様に、ダウンビート信号Ｂｄの位相ずれも、ナイキスト周波数（１／２ｆｓ）までは、周波数が上昇するに従って０°から−４５°まで増加し、折返しダウンビート信号Ｂｕ’の位相ずれは、見かけ上、周波数が減少するに従って−４５°から−９０°まで増加する。

このように、選択周期ｔｃをサンプリング周期Ｔｓの１／４とすることにより、サンプリング周波数ｆｓにおける、受信アンテナ２２の各チャネル間の位相ずれを９０°とできる。

次に、目標物体の検出方位とビート信号の周波数について図６に基づいて説明する。図６は、目標物体が受信アンテナ２２の正面（対称物体の方位：０°）、受信アンテナの各チャネル間の間隔を３．９２［ｍｍ］とし、選択周期ｔｃをサンプリング周期Ｔｓ（１／ｆｓ）の１／４としたときの、上り変調時の検出方位と下り変調時の検出方位を示している。

検出方位は、図６に示すように、上り変調時（図６中Ｕｐで示す）では、周波数が上昇するに従って０°から７°まで増加し、ナイキスト周波数（１／２ｆｓ）より高い周波数では、ナイキスト周波数を対称軸として、低い周波数側に折り返され（図６中Ｕｐ’で示す）Ｕｐ’の方位は、見かけ上、周波数が減少するに従って７°から１４°まで増加する。

同様に、下り変調時（図６中Ｄｎで示す）では、周波数が上昇するに従って０°から−７°まで増加し、ナイキスト周波数（１／２ｆｓ）より高い周波数では、ナイキスト周波数を対称軸として、低い周波数側に折り返され（図６中Ｄｎ’で示す）Ｄｎ’の方位は、見かけ上、周波数が減少するに従って−７°から−１４°まで増加する。

このように、サンプリング周波数ｆｓでビート信号Ｂをサンプリングすることによって発生する折返し目標物体（エリアス）の検出方位が、想定通り離れていることが分かる。
このように、エリアスが発生した場合であっても、その検出方位が、想定通り離れているため、信号処理により、目標物体の方位を正確に検出することができるのである。

また、信号処理により目標物体の方位を正確に検出することができるため、一般的に用いられるアンチエリアシングフィルタが不要となるため、レーダ装置１を小型化することができる。

［第２実施形態］
次に、信号処理部３００において各チャネルを選択周期ｔｃで選択する代わりに、受信スイッチ２６を用いたレーダ装置２について図７に基づき説明する。なお、第２実施形態におけるレーダ装置２の構成品は、第１実施形態におけるレーダ装置１の構成品と共通しているものが多いため、同じ構成品には同じ符号を付して、その説明を省略する。

図７は、第２実施形態におけるレーダ装置２の概略の構成を示すブロック図である。図７に示すように、受信部２００は、受信アンテナ２２及び受信器２４以外に受信スイッチ２６及び選択信号生成器２８を備えている。

受信器２４は、複数の受信アンテナ２２からの受信信号Ｓｒにローカル信号Ｌを混合し、これら信号の差の周波数成分であるビート信号Ｂを生成する高周波ミキサを備えている。

受信スイッチ２６は、受信アンテナ２２からの受信信号Ｓｒのいずれかを選択信号Ｘｒに従って択一的に選択し、受信器２４へ供給する装置であり、ＰＩＮダイオードスイッチやＭＥＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ＦＥＴの略）あるいはＲＦ−ＭＥＭＳスイッチなどの高周波用スイッチが用いられている。

選択信号生成器２８は、受信スイッチ２６を制御するための選択信号Ｘｒを生成する選択制御手段としての機器であり、図８に示すように、受信器２４へ受信信号が供給される受信アンテナ２２が、配列順、すなわち受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ８の番号順に従って順番に切り替わるような選択信号Ｘｒを生成するように構成されている。なお、この選択信号Ｘｒは、信号処理部３００へも供給されている。

選択信号生成器２８が生成する選択信号Ｘｒは、受信スイッチ２６を後述する信号処理部３００における、ビート信号Ｂのサンプリング周期Ｔｓの１／４の時間間隔で、複数の受信アンテナ２２の配列順に切り替わるよう制御する信号である。

つまり、受信部２００は、各受信アンテナ２２に対応して８つの受信チャネルｃｈ１〜８を有しており、すべての受信チャネルｃｈ１〜８が、単一の受信器２４を時分割で共用するように構成されている。

なお、第１実施形態のレーダ装置１と同様に、図２に示すように、アンテナが形成するビームにおいて、正面方向に対する利得の低下が３ｄＢ以内の角度範囲をビーム幅と規定し、各受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ８の受信アンテナ２２は、そのビーム幅が、いずれも、送信アンテナ１６のビーム幅（本第２実施形態ではφ＝２０°）全体を含むように設定されている。

また、隣接する各受信アンテナ２２の中心間の距離ｄｗは、第１実施形態と同様に、上述した式７の条件を満たすようにｄｗ＝８［ｍｍ］に設定されている。
信号処理部３００は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ及びＩ／Ｏからなる周知のマイクロコンピュータを中心に構成され、さらに、選択信号Ｘｒに同期して動作し、受信部２０が生成するビート信号Ｂをサンプリング周期Ｔｓでデジタルデータに変換するサンプリング手段としてのＡ／Ｄ変換器及びＡ／Ｄ変換器を介して取り込んだデータについて、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行するための演算処理装置等（いずれも図示しない）を備えている。

このように構成された本第２実施形態のレーダ装置２では、発振器１２が生成した高周波信号を分配器１４が電力分配することにより送信信号Ｓｓ及びローカル信号Ｌが生成され、このうち送信信号Ｓｓは、送信アンテナ１６を介してレーダ波として送出される。

送信アンテナ１６から送出されたレーダ波の反射波は、全ての受信アンテナ２２にて受信されるが、受信スイッチ２６によって選択されている受信チャネルｃｈｉ（ｉ＝１〜８）の受信信号Ｓｒのみが受信器２４へ供給される。

すると、受信器２４では、この受信信号Ｓｒに分配器１４からのローカル信号Ｌを混合することによりビート信号Ｂを生成し信号処理部３００へ供給する。そして、信号処理部３００では、ビート信号Ｂを、選択信号Ｘｒのタイミングに従ってサンプリングした後、後述する目標物情報検出処理を実行する。

なお、受信スイッチ２６では、選択信号Ｘｒに従って受信チャネルｃｈｉを順次選択している（切り替えている）ため、受信器２４には、各受信チャネルｃｈ１〜８の受信信号Ｓｒが時分割多重されて供給されることになる。

その結果、受信器２４が生成するビート信号Ｂも、図３（ａ）に示すように、各受信チャネルｃｈ１〜８の受信信号Ｓｒに基づくビート信号Ｂ１〜Ｂ８が時分割多重されたものとなる。

そして、受信スイッチ２６が受信アンテナ２２の各チャネル（Ｃｈ１〜Ｃｈ８）を選択する選択時間Ｔｘはいずれも一定（本第２実施形態では１μｓ）であるため、全ての受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ８が受信スイッチ２６によって一度ずつ選択される選択周期Ｔｘは、Ｔｘ＝８×ｔｃ（＝８μｓ）となる。

信号処理部３００は、変動周期Ｔｄごとに、全ての受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ８のビート信号Ｂ１〜Ｂ８を、Ｔ／Ｔｘ（＝５１２）回ずつサンプリングすることになる。但し、各受信チャネルｃｈ１〜８のサンプリングタイミングは、期間Ｔｄずつずれたものとなっている。

また、信号処理部３００においてビート信号をサンプリングする周期（サンプリング周期Ｔｓ）は、受信スイッチ２６が受信アンテナ２２の各チャネル（Ｃｈ１〜Ｃｈ８）を選択する選択時間間隔ｔｃの４倍（換言すれば、選択時間間隔ｔｃは、サンプリング周期Ｔｓの１／４）となっている。

また、第２実施形態における信号処理部３００にて実行される目標物情報検出処理は、Ｓ１３０において、受信スイッチ２６により受信チャネルｃｈｉが選択される時刻をｔｉとして、時刻ｔ１からの経過時間ｔｉ−ｔ１（＝（ｉ−１）・ｔｃ）と、受信チャネルｃｈｉごとに予め測定された、各受信チャネルｃｈｉの受信アンテナ２２から受信器２４に至る経路での受信信号Ｓｒの位相遅れ量δｉとに基づき、式８を用いて、補償された位相θｈｉ（ｆｂ）を算出することを除けば、第１実施形態における処理と同じであるため、その詳細な説明は省略する。

以上説明したように、本第２実施形態のレーダ装置２においては、第１実施形態のレーダ装置１と異なり、各受信チャネルｃｈ１〜８の受信信号Ｓｒを、受信スイッチ２６を介して時分割で受信器２４に供給し、また、信号処理部３００では、受信器２４から供給される時分割多重されたビート信号を、サンプリングした後、受信チャネルｃｈ１〜８ごとに分離して処理する。

（レーダ装置２の特徴）
このように、第２実施形態のレーダ装置２は、第１実施形態のレーダ装置１と同じ特徴を有する他、各受信チャネルｃｈ１〜８が受信器２４を時分割で共用するようにされているので、高価な受信器２４を多数設ける必要がなく、装置を小型かつ安価に構成できる。

［その他の実施形態］
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は、本実施形態に限定されるものではなく、種々の態様を採ることができる。
（１）上記実施形態では、ビート信号のサンプリングの際、複数（８個）の受信器２４又は受信アンテナ２２を、ビート信号のサンプリング周期Ｔｓの１／４の選択周期ｔｃで順次選択していたが、選択周期ｔｃはサンプリング周期Ｔｓの１／２未満であれば、検出精度が多少劣化するものの、エリアスが発生しないため、目標物体の誤検出を起こさないレーダ装置とすることができる。
（２）上記実施形態では、受信アンテナ２２を複数のホーンアンテナで構成したが、使用する周波数や設置スペースによって、例えば、パッチアンテナなど他の形態や特性を有するアンテナとしてもよい。

１，２…レーダ装置、１０…送信部、１２…発振器、１４…分配器、１６…送信アンテナ、２０，２００…受信部、２２…受信アンテナ、２４…受信器、２６…受信スイッチ、２８…選択信号生成器、３０，３００…信号処理部。

Claims (4)

1. 周波数が時間とともに周期的に変動する送信信号を生成し、該送信信号をレーダ波として送信する送信部と、
   該送信部から送信され、目標物体に反射したレーダ波を受信し、該レーダ波の受信信号及び前記送信信号と同じ周波数を有するローカル信号に基づいてビート信号を生成する受信部と、
   該受信部が生成するビート信号を所定のサンプリング周期でサンプリングし、前記ビート信号の上り変調信号と下り変調信号のピークのペアマッチにより、少なくとも前記目標物体の位置情報を導出する信号処理部と、
   を備え、
   前記受信部は、
   複数の受信アンテナと、
   前記複数の受信アンテナの各々に接続され、各受信アンテナからの受信信号を前記ローカル信号と混合して出力する複数の受信器を備え、
   前記信号処理部は、
   前記複数の受信器を、前記サンプリング周期の１／２よりも小さい選択周期で配列順に選択しつつサンプリングを行うことを特徴とするレーダ装置。
2. 周波数が時間とともに周期的に変動する送信信号を生成し、該送信信号をレーダ波として送信する送信部と、
   該送信部から送信され、目標物体に反射したレーダ波を受信し、該レーダ波の受信信号及び前記送信信号と同じ周波数を有するローカル信号に基づいてビート信号を生成する受信部と、
   該受信部が生成するビート信号を所定のサンプリング周期でサンプリングし、前記ビート信号の上り変調信号と下り変調信号のピークのペアマッチにより、少なくとも前記目標物体の位置情報を導出する信号処理部と、
   を備え、
   前記受信部は、
   複数の受信アンテナと、
   前記複数の受信アンテナからの受信信号を前記ローカル信号と混合する受信器と、
   前記複数の受信アンテナのいずれかからの受信信号を択一的に前記受信器に供給する受信スイッチと、
   前記受信スイッチを、前記信号処理部における前記サンプリング周期の１／２より小さい選択周期で、前記複数の受信アンテナの配列順に切り替わるように制御する選択制御手段と、
   を備えることを特徴とするレーダ装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載のレーダ装置において、
   前記選択周期は、前記サンプリング周期の１／４であることを特徴とするレーダ装置。
4. 請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載のレーダ装置において、
   前記受信部の前記複数の受信アンテナは、
   略直線上に配置されていることを特徴とするレーダ装置。