JP2012105083A - 受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複数のブランチユニットから得られた信号から高品質の復号データを得る受信装置を提供する。
【解決手段】受信装置２は，送信信号を受信し受信信号を出力する受信部と，異なる種類のＣＮ比算出処理により複数種類のＣＮ比を算出するＣＮ比算出部とを有する複数のブランチユニットと，複数種類のＣＮ比に基づき，ブランチＣＮ比を算出する処理を複数のブランチユニット毎に実行するブランチＣＮ比算出部を有し，ブランチＣＮ比に応じて算出された合成比に基づき，複数の受信信号を合成する。
【選択図】 図１１

Description

本発明は，ダイバーシティ機能を有する受信装置に関する。

受信装置は，受信信号の品質向上を図るため，複数のブランチユニットから得られた受信信号を合成するダイバーシティ機能を有する。送信装置，受信装置間の通信方式としては，例えば，直交周波数分割多重(ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式，直交周波数分割多元接続(ＯＦＤＭＡ：Orthogonal Frequency Division Multiple Access)方式があるが，以下，これらの通信方式を総称して，ＯＦＤＭ通信方式とする。そして，以下に説明する受信装置は，ＯＦＤＭ通信方式対応の受信装置とする。

受信装置は，複数のブランチユニット毎に算出した搬送波対雑音比（ＣＮ比：Carrier to Noise Ratio）に応じて各受信信号の合成比を算出する。このＣＮ比の雑音は，主に，アンテナを介して受信した信号をダウンコンバートし直交復調などを実行するＲＦ処理部（受信部）において発生する熱雑音である。受信装置は，算出した合成比に基づき各受信信号を合成し，合成した信号を復号することにより復号データを得る。

ＣＮ比の算出処理としては，例えば，ガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）によりＣＮ比を算出する処理，ガードバンド（ＧＢ：Guard Band）によりＣＮ比を算出する処理，変調誤差比（ＭＥＲ：Modulation Error Ratio）によりＣＮ比を算出する処理がある。

特開２００５−２６０３３１号公報

高品質の復号データを得るためにはＣＮ比を高精度に算出し合成比を精度良く算出しなければならない。しかし，伝搬路状態や変調方式によりＣＮ比の算出精度が劣化することがある。

ガードインターバルＧＩによりＣＮ比を算出する場合，マルチパスによる先行波／遅延波があると，前のシンボルまたは次のシンボルからの符号間干渉（ISI：Inter Symbol Interference）により，ＣＮ比の算出精度が劣化することがある。ガードバンドＧＢによりＣＮ比を算出する場合，フェージングの影響により発生するキャリア間干渉（ICI：Inter Carrier Interference）により，ＣＮ比の算出精度が劣化することがある。変調誤差比ＭＥＲによりＣＮ比を算出する場合，１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation），６４ＱＡＭのような多値変調方式で変調された信号を受信すると，理想受信信号点間が短いことにより，ＣＮ比の算出精度が劣化することがある。

このように伝搬路状態や変調方式によりＣＮ比の算出精度が劣化すると複数のブランチユニットから得られた受信信号の合成比を高精度に算出することができず，高品質の復号データを得ることができない。

そこで，本発明の目的は，複数のブランチユニットから得られた受信信号の合成比を高精度に算出する受信装置を提供することにある。

受信装置の第１の側面は，送信信号を受信し受信信号を出力する受信部と，異なる種類のＣＮ比算出処理により複数種類のＣＮ比を算出するＣＮ比算出部とを有する複数のブランチユニットと，
前記複数種類のＣＮ比に基づき，前記ブランチユニットにおけるＣＮ比を示すブランチＣＮ比を算出する処理を前記複数のブランチユニット毎に実行するブランチＣＮ比算出部と，
前記ブランチＣＮ比に応じて，前記複数の受信信号を合成する合成器とを有する。

第１の側面によれば，複数のブランチユニットから得られた受信信号の合成比を高精度に算出することができる。その結果，高品質の復号データを得ることができる。

本実施の形態を説明するためのダイバーシティ受信機能を有する受信装置の機能ブロック図である。 受信信号の電力と熱雑音の電力との関係を示した図である。 第１のＣＮ比算出部の機能ブロック図である。 ＧＩ_ＣＮ比算出部が実行するガードインターバルＧＩによるＣＮ比算出処理を説明する図である。 符号間干渉を説明する図である。 ＧＢ_ＣＮ比算出部が実行するガードバンドＧＢによるＣＮ比の算出処理を説明する図である。 漏洩電力を説明する図である。 ＭＥＲ_ＣＮ比算出部が実行する変調誤差比ＭＥＲによるＣＮ比の算出処理を説明する図である。 変調誤差比ＭＥＲによるＣＮ比の算出精度が劣化する理由を説明する第１の図である。 変調誤差比ＭＥＲによるＣＮ比の算出精度が劣化する理由を説明する第２の図である。 第１の実施の形態の受信装置を説明する機能ブロック図である。 分散値の算出方法を説明する図である。 第２の実施の形態の受信装置を説明する機能ブロック図である。

図１は，本実施の形態を説明するためのダイバーシティ受信機能を有する受信装置の機能ブロック図である。

受信装置１は，送信信号を受信し第１の受信信号Ｒ１を出力する第１のブランチユニット１００と，同第２の受信信号Ｒ２を出力する第２のブランチユニット２００とを有する。

第１のブランチユニット１００は，アンテナ１０を介して受信した信号をダウンコンバートし直交復調などを実行する第１のＲＦ処理部（受信部）１０１と，Ａ／Ｄ部１０２と，Ａ／Ｄ部１０２の出力信号からガードインターバルＧＩを除去するＧＩ除去部１０３とを有する。さらに，第１のブランチユニット１００は，ガードインターバルＧＩが除去された有効シンボルに対してＦＦＴ処理を実行するＦＦＴ部１０４と，伝搬路推定／補償部１０５とを有する。伝搬路推定／補償部１０５は，パイロットシンボル（パイロット信号）の位相や振幅などに基づき伝搬路特性を推定し，推定された伝搬路特性に基づきパイロットシンボルではないデータシンボルの伝搬路特性を推定し，推定された伝搬路特性に基づきデータシンボルから伝搬路特性を除去する補償処理を実行する。以下，伝搬路推定／補償部１０５の出力信号を第１の受信信号Ｒ１とする。

第２のブランチユニット２００は，第１のブランチユニット１００と同機能の要素を有し，アンテナ２０を介して送信信号を受信する第２のＲＦ処理部２０１，Ａ／Ｄ部２０２，ＧＩ除去部２０３,ＦＦＴ部２０４，伝搬路推定／補償部２０５は，ＲＦ処理部１０１，Ａ／Ｄ部１０２，ＧＩ除去部１０３,ＦＦＴ部１０４，伝搬路推定／補償部１０５と同じ機能を有する。以下，伝搬路推定／補償部２０５の出力信号を第２の受信信号Ｒ２とする。

さらに，受信装置１は，第１のブランチユニット１００内のＣＮ比算出部（図３にて図示）が算出した第１のブランチＣＮ比（ＣＮ１）および第２のブランチユニット２００内のＣＮ比算出部（図３にて図示）が算出した第２のブランチＣＮ比（ＣＮ２）に基づき第１の受信信号Ｒ１と第２の受信信号Ｒ２との合成比（Ｗ１：Ｗ２）である第１の合成比Ｗ１，第２の合成比Ｗ２を算出する合成比算出部３００を有する。この合成比（Ｗ１：Ｗ２）は，受信信号Ｒ１，Ｒ２を合成するためのいわゆる重み付け係数である。この重み付け係数は，後述するように，ＣＮ比が良いブランチユニットの受信信号の合成比を大きくし，ＣＮ比が悪いブランチユニットの受信信号の合成比を小さくするものである。

合成比算出部３００は，ブランチユニットがＮ個あり，各ブランチユニットのＣＮ比をＣＮｉとすると，例えば，（式１）によりＣＮ比の合成比Ｗｉを算出する。ｉはブランチユニットの番号を示す。図１の場合，ｉは１，２である。

このように，ＣＮ比が良い（ＣＮ比が大きい）ブランチユニットの受信信号の合成比を大きくし，ＣＮ比が悪い（ＣＮ比が小さい）ブランチユニットの受信信号の合成比を小さくする。

合成比算出部３００は，（式１）に基づき算出した第１の合成比Ｗ１，第２の合成比Ｗ２をそれぞれ乗算器３１１，３１２に出力する。

乗算器３１１は，第１の受信信号Ｒ１に第１の合成比Ｗ１を乗算し，出力信号を加算器３２０に出力する。乗算器３１２は，第２の受信信号Ｒ２に第２の合成比Ｗ２を乗算し，出力信号を加算器３２０に出力する。加算器３２０は，乗算器３１１の出力信号と乗算器３１２の出力信号とを加算し，復号部３３０に出力する。復号部３３０は，加算器３２０の出力信号を復号し，後段のアプリケーション（図示しない）に出力する。

次に，ＣＮ比の雑音について説明する。ＲＦ処理部（受信部）１０１がアンテナ１０を介して受信した信号をダウンコンバートし直交復調する際などに熱雑音が発生する。また，ＲＦ処理部１０１は，受信信号の電力が弱い場合に受信信号に対して所定の利得（ゲイン）で増幅し，受信信号の電力を所望の電力に調整するが，この際にも熱雑音が発生する。同じ原因で，ＲＦ処理部２０１においても熱雑音が発生する。

図２は，受信信号の電力と熱雑音の電力との関係を示した図で，縦軸は電力，横軸は周波数を示す。図２（Ａ）は，第１のＲＦ処理部１０１における受信信号Ｒ２１の電力，雑音Ｎ２１の電力を示し，図２（Ｂ）は，第２のＲＦ処理部２０１における受信信号Ｒ２２の電力，雑音Ｎ２２の電力を示す。第１のＲＦ処理部１０１の受信電力は，前記した所望の電力未満であり，第２のＲＦ処理部２０１の受信電力は，前記した所望の電力であるとする。このように，受信電力が低くなるのは，例えばアンテナ１０の周囲に障害物があるからである。

図２（Ａ）の左側のグラフに示すように，受信信号Ｒ２１の電力が低いと，ＲＦ処理部１０１は，受信信号Ｒ２１を増幅して電力を調整する。ここでは，電力を例えば４／３倍（ゲイン４／３）にして所望の電力にする。このとき，受信信号Ｒ２１の電力が増大して受信信号Ｒ２１’に調整されると共に，雑音Ｎ２１の電力も増大して雑音Ｎ２１’になる。一方，図２（Ｂ）に示すように，受信信号Ｒ２２は所望の電力であるので，受信信号Ｒ２２の電力を増幅しない（ゲイン１）。この場合，雑音Ｎ２２の電力は増幅されない。なお，図２では，雑音Ｎ２１，雑音Ｎ２２の電力は略同レベルであるが，ゲイン値の大きさなどにより，雑音電力が異なることもある。

以上の説明から明らかなように，第１のブランチユニットのＣＮ比（第１のブランチＣＮ比）は，第２のブランチユニットのＣＮ比（第２のブランチＣＮ比）よりも悪い。

そこで，算出したブランチＣＮ比に基づいて，各ブランチユニットの受信信号Ｒ１，Ｒ２に対して重み付けを行い，重み付けされた受信信号を加算して，復号用の信号を得る。

（ＣＮ比算出）
次に，ＣＮ比の算出処理について説明する。

図３は，第１のブランチユニット１００が有する第１のＣＮ比算出部１１０の機能ブロック図である。なお，第２のブランチユニット２００も第１のＣＮ比算出部１１０と同じＣＮ比算出部を有する。ＧＩ_ＣＮ比算出部１１１は，有効シンボルにガードインターバルＧＩが付加されて変調された送信信号のガードインターバルＧＩに基づきＣＮ比を算出するガードインターバルＣＮ比算出処理を実行する。ＧＢ_ＣＮ比算出部１１２は，データが送信される周波数領域の両端に設けられデータが送信されないガードバンド領域の電力に基づきＣＮ比を算出するガードバンドＣＮ比算出処理を実行する。ＭＥＲ_ＣＮ比算出部１１３は，変調誤差比ＭＥＲに基づきＣＮ比を算出する変調誤差比ＣＮ比算出処理を実行する。なお，各算出部１１１〜１１３の詳細については，後述する。以下の説明では，ＧＩ_ＣＮ比算出部１１１，ＧＢ_ＣＮ比算出部１１２，ＭＥＲ_ＣＮ比算出部１１３の何れか１つが算出したＣＮ比を，第１のブランチＣＮ比とする。

図４は，ＧＩ_ＣＮ比算出部１１１が実行するガードインターバルＧＩによるＣＮ比算出処理を説明する図である。ＯＦＤＭ送信装置から送信される信号に含まれるＯＦＤＭシンボル４１は，ＧＩ４１ａと有効シンボル４１ｂとから構成される。ガードインターバルＧＩ４１ａは，有効シンボル４１ｂの後端部分４１ｂ’と同じデータを有効シンボル４１ｂの先頭部分に付加（コピー）したものである。ガードインターバルＧＩ４１ａは，マルチパスによる先行波／遅延波の影響を軽減するために設けられている。シンボル４１は，一例として，０〜Ｎ−１のＮ個のサンプル点のデジタル信号を有し，ガードインターバルＧＩ４１ａは０〜Ｎｇ−１のＮｇ個のサンプル点のデジタル信号を有し，有効シンボル４１ｂは（Ｎ−１−Ｎｇ）個のサンプル点のデジタル信号を有する。

ガードインターバルＧＩ４１ａとＧＩ４１ａのコピー元４１ｂ’は同じデータであるが，これらに付加される雑音には相関がない。従って，受信信号に含まれるシンボルのサンプル点をｔ（サンプル時間）とし，このｔに対応するシンボルの電力をＲ（ｔ）とすると，シンボル点ｔ＝０〜Ｎｇ−１のＧＩ４１ａとｔ＝Ｎｕ〜Ｎ−１のＧＩ４１ｂ’の差分においては，受信信号が相殺されて雑音だけになるので雑音電力は一般に（式２）により算出できる。

また，ＧＩ４１ａとコピー元４１ｂ’の平均値においては雑音成分が除去されるので，信号電力は，近似であるが一般に（式３）により算出できる。

故に，ＣＮ比は，（式２）と（式３）とから（式４）となる。

ＧＩ_ＣＮ比算出部１１１は，この（式４）を使用して，Ａ／Ｄ部１０２の出力信号からガードインターバルＧＩによるＣＮ比を算出する。このとき，ＣＮ比の算出対象となるガードインターバルＧＩの部分が長いほど，すなわち積分期間が長いほど，高精度にＣＮ比を算出することができる。

ところが，マルチパスによる先行波／遅延波がある場合，先行波のシンボルと，遅延波のシンボルからの符号間干渉が，主波のシンボルに含まれるガードインターバルＧＩ４１ａ，コピー元４１ｂ’に発生する。その結果，上記の算出に利用できるＧＩのサンプル数が減り，ＣＮ比の算出精度が低下する。

図５は，この符号間干渉を説明する図であり，主波のシンボル５１に対する先行波のシンボル６１，遅延波のシンボル７１を示している。主波のシンボル５１は，図４のシンボル４１と同じものである。主波のシンボル５１の先頭部分５１ａ（縦縞の部分）は，遅延波のシンボル７１の前のシンボル（図示しない）のシンボル間干渉を受ける部分である。主波のシンボル５１の後端部分５１ｂ（横縞の部分）は，先行波のシンボル６１の後ろのシンボル（図示しない）のシンボル間干渉を受ける部分である。

このようにシンボル間干渉を受ける結果，ＣＮ比の有効算出対象となるガードインターバルＧＩの部分５１ｃは，全ガードインターバルＧＩ部分から，シンボル間干渉を受けるガードインターバルＧＩの先頭部分５１ａと，シンボル間干渉を受ける部分５１ｂと同じガードインターバルＧＩの後端部分５１ｄとを除いた部分となる。従って，シンボル間干渉を受けない部分５１ｃをＣＮ比の有効算出対象として，ＣＮ比を算出しなければならない。この部分５１ｃのサンプル点は，Ｎｄ〜Ｎｇ−Ｎａ−１であるので，この場合のＣＮ比の算出式は（式５）のとおりになる。

このように，マルチパスによる先行波／遅延波がある場合，ＣＮ比の算出対象となるガードインターバルＧＩの部分が短くなる。その結果，ＣＮ比の算出対象となるサンプル数が少なくなり，ＣＮ比の算出精度が低下する。

次に，ガードバンドＧＢによるＣＮ比の算出処理について説明する。

図６は，ＧＢ_ＣＮ比算出部１１２が実行するガードバンドＧＢによるＣＮ比の算出処理を説明する図で，横軸は周波数，縦軸は受信信号Ｆｒの電力と，図２で説明した雑音Ｎの電力を示す。受信信号Ｆｒは，複数のサブキャリアＳｂから構成される。無線通信において，隣接無線方式，隣接チャネルに対する影響や，隣接無線方式，隣接チャネルからの影響をなくすため，データ（シンボル）が送信されない周波数帯（ガードバンドＧＢとも言う）が設定されている。このガードバンド領域においては，データが送信されない。図６では，データが送信される周波数領域Ｗ１の両端に，ガードバンド領域ＧＢ１，ＧＢ２が設けられている。理論的には，ガードバンド領域ＧＢ１，ＧＢ２の電力は，受信信号Ｆｒの電力は含まれず雑音Ｎの電力だけである。そのため，ガードバンド領域ＧＢ１，ＧＢ２における雑音Ｎの電力を測定することで，雑音Ｎの電力のみを算出することができる。従って，ガードバンド領域ＧＢ１，ＧＢ２における雑音Ｎの電力と，ガードバンド領域ＧＢ１，ＧＢ２以外のサブキャリアＳｂ（受信信号Ｆｒ）の電力を比較することでＣＮ比を算出することができる。

データが送信される周波数領域Ｗ１におけるサンプル点の個数（サブキャリアの個数）をＮｄ，ガードバンド領域ＧＢ１におけるサンプル点の個数をＮｇｌ（サンプル点０〜Ｎｇｌ−１），ガードバンド領域ＧＢ２におけるサンプル点の個数をＮｇｒ（サンプル点Ｎｇｌ＋Ｎｄ〜Ｎｇｌ＋Ｎｄ＋Ｎｇｒ−１）とし，ある周波数に対応するサンプル点の番号をｋ，番号ｋで特定するサンプル点の周波数の電力をｒ（ｋ）とすると，ＣＮ比は，（式６）で算出することができる。

ＧＳ_ＣＮ比算出部１１２は，（式６）を使用して，ＦＦＴ部１０４の出力信号からガードバンドＧＢによるＣＮ比を算出する。

ところが，シンボルを送信するサブキャリアの電力がガードバンド領域に漏洩して，ＣＮ比の算出精度が悪化することがある。この漏洩について説明する。

図７は，この漏洩を説明する図であり，図６に対応している。例えば，受信装置が移動している場合，ドップラー効果により，受信信号強度が変化し，受信信号の位相がずれるフェージング現象が発生する。その結果，サブキャリアの周波数がずれてキャリア間干渉が発生する。このサブキャリアの周波数のずれにより，あるサブキャリアの電力成分が隣接するサブキャリアの電力成分に影響を与える。これが原因で，ガードバンド領域ＧＢ１，ＧＢ２に受信信号Ｆｒの電力が漏れることがある。図７の符号Ｌがこの漏洩電力を示す。

このように漏洩電力Ｌが生じる結果，ガードバンド領域ＧＢ１，ＧＢ２の電力を測定しても，この測定電力には雑音Ｎの電力だけでなく，漏洩電力Ｌも含まれているので，正確に雑音Ｎの電力を測定することができない。その結果，ＣＮ比の算出精度が低下する。

次に，変調誤差比ＭＥＲによるＣＮ比の算出処理について説明する。

図８は，ＭＥＲ_ＣＮ比算出部１１３が実行する変調誤差比ＭＥＲによるＣＮ比の算出処理を説明する図で，伝搬路推定／補償部１０５が出力する第１の受信信号Ｒ１のコンスタレーションを示す。ここで，シンボルの理想受信信号点のベクトルをＴ８，シンボルの実際の受信信号点のベクトルをＲ８とする。なお，この理想受信信号点とは，伝搬路歪み，雑音がない理想的な環境下で信号を受信した場合の信号点，すなわち送信装置が割り当てたコンスタレーション上の送信信号を示す。また，ベクトルＴ８とベクトルＲ８との差ベクトル，すなわちエラーベクトルをＥ８とする。このコンスタレーションでは，既に，伝搬路推定／補償処理が終了しているので，伝搬路における伝搬路歪みが除去され，雑音の影響のみが現れている。従って，例えば，エラーベクトルＥを時間平均すれば，図２で説明した雑音を算出することができる。また，図６，図７に示した周波数領域Ｗ１における，ある複数のサブキャリアにより送信された複数のシンボルのエラーべクトルＥの総和を算出し，この総和を前記したある複数のサブキャリア数で平均化することにより雑音の電力を得ることができる。なお，エラーベクトルＥの算出対象となるシンボルは，パイロットシンボルではなく，データシンボルである。

また，ベクトルＴ８の大きさが信号電力であるので，この信号電力を雑音電力で除算することにより，ＣＮ比を算出することができる。ＭＥＲ_ＣＮ比算出部１１３は，算出した信号電力と雑音電力とを使用して，伝搬路推定／補償部１０５の出力信号Ｒ１から変調誤差比ＭＥＲによるＣＮ比を算出する。

しかし，変調方式の違いにより，変調誤差比ＭＥＲによるＣＮ比の算出精度が劣化することがある。

図９，図１０は，その理由を説明する図で，図９は，変調方式がＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）のコンスタレーションを示し，図１０は，変調方式が１６ＱＡＭ（16 Quadrature Amplitude Modulation）のコンスタレーションを示し，図中，黒点が理想受信信号点，白点が実際の受信信号点を示している。

図９に示す変調方式がＱＰＳＫの場合において，雑音の影響により，コンスタレーション上の理想受信信号点Ｔ９が実際の受信信号点Ｒ９になるとする。このとき，エラーベクトルＥ９の算出は，実際の受信信号点Ｒ９と，この受信信号点Ｒ９と最短の理想受信信号点Ｔ９との距離を算出することにより行われる。

図１０に示す変調方式が１６ＱＡＭの場合において，雑音の影響により，コンスタレーション上の理想受信信号点Ｔ１０ａが実際の受信信号点Ｒ１０になるとする。このとき，エラーベクトルの算出は，実際の受信信号点Ｒ１０と理想受信信号点Ｔ１０ａとの距離（エラーベクトルＥ１０）を算出することにより行われるのではなく，この実際の受信信号点Ｒ１０と，この受信信号点Ｒ１０と最短の理想受信信号点Ｔ１０ｂとの距離（エラーベクトルＥ１０’）を算出することにより行われる。この場合，正確なエラーベクトルの算出ができなくなるので，ＣＮ比の算出精度が劣化する。

以上説明したように，マルチパスによる符号間干渉によりガードインターバルＧＩによるＣＮ比の算出精度が劣化し，フェージング現象によるキャリア間干渉によりガードバンドＧＢによるＣＮ比の算出精度が劣化する。また，多値変調方式で変調された信号を受信することにより変調誤差比ＭＥＲによるＣＮ比の算出精度が劣化する。その結果，複数のブランチユニットから得られた受信信号の合成比を高精度に算出することができず，高品質の受信データを得ることができなくなる。

そこで，本実施の形態では，伝搬路状態や変調方式によるＣＮ比の算出精度の劣化状態に応じて，ブランチＣＮ比を高精度に算出する。

＜第１の実施の形態＞
図１１は，第１の実施の形態の受信装置を説明する機能ブロック図である。第２のＣＮ比算出部２１０は，第１のＣＮ比算出部１１０のＧＩ_ＣＮ比算出部１１１，ＧＢ_ＣＮ比算出部１１２，ＭＥＲ_ＣＮ比算出部１１３と同機能の，ＧＩ_ＣＮ比算出部２１１，ＧＢ_ＣＮ比算出部２１２，ＭＥＲ_ＣＮ比算出部２１３を有する。なお，図１，図２で説明した機能ブロックと同一の機能ブロックについては，同じ符号を付してその説明を省略する。第１のＣＮ比算出部１１０は，ＧＩ_ＣＮ比算出部１１１，ＧＢ_ＣＮ比算出部１１２，ＭＥＲ_ＣＮ比算出部１１３の何れか２つ，または，３つを有すればよいが，以下の説明では，３つを有するものとして説明する。第２のＣＮ比算出部２１０も同様である。また，以下の説明では，受信装置が２つのブランチユニット１００，２００を有する場合を例示して説明するが，後述するように，３つ以上のブランチユニットを有していてもよい。

ブランチＣＮ比算出部３０１は，複数種類のＣＮ比に基づき，各ブランチユニットにおけるＣＮ比を示すブランチＣＮ比を算出する処理（以下，ブランチＣＮ比算出処理と略記する）を第１のブランチユニット１００，第２のブランチユニット２００毎に実行する。第１のブランチユニット１００のブランチＣＮ比を第１のブランチＣＮ比，第２のブランチユニット２００のブランチＣＮ比を第２のブランチＣＮ比とする。

ブランチＣＮ比算出処理を具体的に説明する。第１のＣＮ比算出部１１０のＧＩ_ＣＮ比算出部１１１，ＧＢ_ＣＮ比算出部１１２，ＭＥＲ_ＣＮ比算出部１１３は，それぞれ１シンボル毎にＣＮ比を算出する。なお，複数シンボル毎にＣＮ比を算出してもよい。次いで，ブランチＣＮ比算出部３０１は，第１のＣＮ比算出部１１０が算出した複数種類のＣＮ比毎に，時間方向に対するこれらのＣＮ比の分散量を示す分散値を算出する。

図１２は，分散値の算出方法を説明する図である。図１２（Ａ）は，ＧＩ_ＣＮ比算出部１１１が算出したガードインターバルＧＩによるＣＮ比（ＣＮａ（１）〜ＣＮａ（ｎ））を時間方向に示し，図１２（Ｂ）は，ＧＢ_ＣＮ比算出部１１２が算出したガードバンドＧＢによるＣＮ比（ＣＮｂ（１）〜ＣＮｂ（ｎ））を時間方向に示し，図１２（Ｃ）は，ＭＥＲ_ＣＮ比算出部１１３が算出した変調誤差比ＭＥＲによるＣＮ比（ＣＮｃ（１）〜ＣＮｃ（ｎ））を時間方向に示している。これらのＣＮ比は，例えば１シンボル毎に算出されたものとする。

ＣＮ比の分散値算出方法は様々あるが，例えば，ＣＮａ（１）〜ＣＮａ（ｋ−１）のＣＮ比の平均値を算出する。そして，平均値ＣＮａ（ａｖｇ）とＣＮａ（ｋ）との差をＣＮａ（ｋ）の分散値Ｖａ（ｋ）とする。以下，同様に，平均値ＣＮａ（ａｖｇ）とＣＮａ（ｋ＋１）との差をＣＮａ（ｋ＋１）の分散値Ｖａ（ｋ＋１）とする。この分散値の算出処理を，ガードバンドＧＢによるＣＮ比（ＣＮｂ（ｋ）〜ＣＮｂ（ｎ）），変調誤差比ＭＥＲによるＣＮ比（ＣＮｃ（ｋ）〜ＣＮｃ（ｎ））についても実行する。

他のＣＮ比の分散値算出方法としては，例えば，ＣＮａ（ｋ−１）とＣＮａ（ｋ）との差を算出し，この差をＣＮａ（ｋ）の分散値としてもよい。ここで，分散値の大きいＣＮ比は信頼度（精度）が低いものとする。

そして，分散値の大きいＣＮ比は信頼度が低いということに鑑み，ブランチＣＮ比を算出する。ブランチＣＮ比の算出方法の一例を説明する。まず，最少分散値に対応するＣＮ比をブランチＣＮ比とする方法について説明する。ブランチＣＮ比算出部３０１は，ある時間ＴｋのシンボルＳｋにおける，ガードインターバルＧＩによるＣＮａ（ｋ）の分散値Ｖａ（ｋ），ガードバンドＧＢによるＣＮｂ（ｋ）の分散値Ｖｂ（ｋ），変調誤差比ＭＥＲによるＣＮｃ（ｋ）の分散値Ｖｃ（ｋ）の中から最少の分散値を求める。例えば，この最少分散値がガードインターバルＧＩにおける分散値Ｖａ（ｋ）だとする。この場合，最少分散値Ｖａ（ｋ）に対応するガードインターバルＧＩによるＣＮ比であるＣＮａ（ｋ）をある時間ＴｋのシンボルＳｋにおける第１のブランチＣＮ比として採用する。

同じく，ブランチＣＮ比算出部３０１は，第２のＣＮ比算出部２１０が算出した複数種類のＣＮ比毎に，時間方向に対するこれらのＣＮ比の分散量を示す分散値を算出する。そして，ある時間ＴｋのシンボルＳｋにおける最少分散値に対応するＣＮ比を第２のブランチＣＮ比として採用する。

そして，合成比算出部３００は，（式１）を利用して，第１のブランチＣＮ比，第２のブランチＣＮ比に応じた合成比を算出する。次いで，図１１中の乗算器３１１，３１２，加算器３２０を有する合成器は，合成比算出部３００が算出した合成比に基づき，第１の受信信号Ｒ１，第２の受信信号Ｒ２（複数の受信信号）を合成する。

ここで，合成比算出部３００が算出した，第１のブランチユニット１００の合成比を第１の合成比Ｗ１，第２のブランチユニット２００の合成比を第２の合成比Ｗ２とする。合成比算出部３００は，第１の合成比Ｗ１を乗算器３１１に出力し，第２の合成比Ｗ２を乗算器３１２に出力する。

乗算器３１１は，ＣＮ比の算出対象となった受信信号（シンボルＳｋ）と，第１の合成比Ｗ１とを乗算し，出力信号を加算器３２０に出力する。同じく，乗算器３１２は，ＣＮ比の算出対象となった受信信号と，第２の合成比Ｗ２とを乗算し，出力信号を加算器３２０に出力する。

加算器３２０は，乗算器３１１の出力信号と乗算器３１２の出力信号とを加算し，復号部３３０に出力する。以後，時間Ｔｋ＋１のシンボルＳｋ＋１についても同様にブランチＣＮ比が算出され，合成比が算出される。

ブランチＣＮ比の算出方法の他の例として，分散値の大きいＣＮ比の割合を低下させてブランチＣＮ比を算出する方法がある。以下に，この算出方法を説明する。

まず，前述したように，ブランチＣＮ比算出部３０１は，複数種類のＣＮ比毎に時間方向に対するＣＮ比の分散値を算出する。そして，分散値に応じてＣＮ比毎に乗算する各重み付け係数を算出し，この各重み付け係数に基づきブランチＣＮ比を算出する。具体的には，各重み付け係数をＣＮ比毎に乗算し，乗算結果を加算する。

（式７）は，このブランチＣＮ比の算出時に適用される式の一例である。

ガードインターバルＧＩによるＣＮ比ＣＮａに乗算する重み付け係数は，（式７）の分母およびＣＮ比ＣＮａの分散値Ｖａの逆数である。ガードバンドＧＢによるＣＮ比ＣＮｂに乗算する重み付け係数は，（式７）の分母およびＣＮ比ＣＮｂの分散値Ｖｂの逆数である。変調誤差比ＭＥＲによるＣＮ比ＣＮｃに乗算する重み付け係数は，（式７）の分母およびＣＮ比ＣＮｃの分散値Ｖｃの逆数である。

このようにブランチＣＮ比を算出することで，伝搬路状態や変調方式によるＣＮ比の算出精度の劣化状態に応じて，各ブランチユニットにおける最適なブランチＣＮ比を算出することができる。その結果，高精度に受信信号の合成比を算出することができ，高品質の復号データを得ることができる。

＜第２の実施の形態＞
ところで，ある処理により算出したＣＮ比の精度が極めて低く，ブランチＣＮ比の算出に利用できないことがある。例えば，マルチパスの影響が大きく，第１のブランチユニット１００の受信信号の遅延プロファイルが，ガードインターバル長に対応する時間よりも長い場合を想定する。この遅延プロファイルは，伝搬路上で発生するマルチパスの到来遅延時間特性を示すものである。このような場合，図５で説明したＣＮ比の有効算出対象となるガードインターバルＧＩの部分５１ｃが０になり，ブランチＣＮ比の算出においてガードインターバルＧＩにより算出されたＣＮ比を利用することができない。

また，例えば受信装置２が高速で移動して場合において，フェージング周波数が高くなると，図７で説明したガードサブキャリアへの漏洩電力量が大きくなることがある。その結果，ガードバンドＧＢによるＣＮ比算出精度が低下する。このような場合，フェージング周波数が所定の閾値を超えると，ブランチＣＮ比の算出において，ガードバンドＧＢによるＣＮ比算出精度が極めて低くなり，ガードバンドＧＢによるＣＮ比を利用することができなくなる。

さらに，６４ＱＡＭのような多値変調方式を使用して変調された信号を受信すると，変調誤差比ＭＥＲによるＣＮ比算出精度が極めて低くなり，変調誤差比ＭＥＲによるＣＮ比を利用することができなくなることがある。

そこで，第２の実施の形態では，ある処理により算出したＣＮ比の精度が極めて低くなると想定できる状況下では，このようなＣＮ比を利用せずにブランチＣＮ比の算出を実行する。

図１３は，第２の実施の形態の受信装置３の機能ブロック図である。なお，図１１で説明した機能ブロックと同一の機能ブロックについては，同じ符号を付してその説明を省略する。

遅延プロファイル測定部３４１は，第１のブランチユニット１００，第２のブランチユニット２００毎の受信信号の遅延プロファイルを測定する。遅延プロファイルの測定方法は様々ある。例えば，遅延プロファイル測定部３４１は，受信信号のシンボルに対して，このシンボルのレプリカをサンプリング点毎にずらして相関値を算出する処理，いわゆるスライディング相関処理を実行する。そして，相関値の最大ピークに対応するサンプリング点（時間）と，最大ピークの近傍における相関値のピークに対応するサンプリング点の差により遅延プロファイルを測定する。この相関値は，ＧＩ除去部（１０３，２０３）がガードインターバルＧＩを除去する際に算出するものであり，ＧＩ除去部（１０３，２０３）から入力される。

ブランチＣＮ比算出部３０１は，シンボルのガードインターバルＧＩ長に対応する時間よりも長い遅延プロファイルが測定されると，この遅延プロファイルが測定されたブランチユニットのＣＮ比算出部が算出したガードインターバルＧＩによるＣＮ比の分散値を算出せず，ガードバンドＧＢによるＣＮ比の分散値，変調誤差比ＭＥＲによるＣＮ比の分散値を算出して，これらの分散値によりこのシンボルに対応するブランチＣＮ比を算出する。

フェージング周波数測定部３４２は，第１のブランチユニット１００，第２のブランチユニット２００毎の受信信号のフェージング周波数を測定する。フェージング周波数の測定方法は様々ある。例えば，フェージング周波数測定部３４２は，複数のパイロットシンボルに対して，パイロットシンボルの理想受信信号点と，このパイロットシンボルの実際の受信信号点のずれ（エラーベクトル）を時間方向に対して測定する。そして，時間方向に対するこのずれに基づきフェージング周波数を測定する。このエラーベクトルは，既に，伝搬路推定／補償部（１０５，２０５）により算出されたもので，伝搬路推定／補償部（１０５，２０５）から入力される。

ブランチＣＮ比算出部３０１は，所定の閾値以上のフェージング周波数が測定されると，このフェージング周波数が測定されたブランチユニットのＣＮ比算出部が算出したガードバンドＧＢによるＣＮ比の分散値を算出せず，ガードインターバルＧＩによるＣＮ比の分散値，変調誤差比ＭＥＲによるＣＮ比の分散値を算出して，これらの分散値によりこのシンボルに対応するブランチＣＮ比を算出する。

さらに，受信装置３が，変調誤差比ＭＥＲによるＣＮ比の算出精度が大きく低下する６４ＱＡＭなどの所定の変調方式により変調された送信信号を受信した場合，ブランチＣＮ比算出部３０１は，ブランチＣＮ比の算出処理において，変調誤差比ＭＥＲによるＣＮ比の分散値を算出せず，ガードインターバルＧＩによるＣＮ比の分散値，ガードバンドＧＢによるＣＮ比の分散値を算出して，これらの分散値によりこのシンボルに対応するブランチＣＮ比を算出する。なお，送信信号の変調方式の情報は，送信装置が送信する変調方式が含まれる制御信号を受信することにより得ることができる。この制御信号は，地上波デジタル放送の場合は，ＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）信号である。

このようにすることで，精度が極めて低いＣＮ比を使用することなくブランチＣＮ比を算出することができるので，ブランチＣＮ比の算出精度が低下することがない。また，ブランチＣＮ比の算出において，精度が極めて低いＣＮ比の分散値を算出しないので，処理負荷が低下しブランチＣＮ比の算出速度が向上する。

上記実施の形態では，２つのブランチユニットについて説明したが３つ以上のブランチユニットでも良い。この場合，ブランチＣＮ比算出部は，複数種類のＣＮ比に基づき，ブランチＣＮ比を算出する処理を複数のブランチユニット毎に実行する。そして，合成比算出部３００は，複数のブランチＣＮ比に応じて，（式１）により合成比を算出する。

以上の実施の形態をまとめると，次の付記のとおりである。

（付記１）
送信信号を受信し受信信号を出力する受信部と，異なる種類のＣＮ比算出処理により複数種類のＣＮ比を算出するＣＮ比算出部とを有する複数のブランチユニットと，
前記複数種類のＣＮ比に基づき，前記ブランチユニットにおけるＣＮ比を示すブランチＣＮ比を算出する処理を前記複数のブランチユニット毎に実行するブランチＣＮ比算出部と，
前記ブランチＣＮ比に応じて，前記複数の受信信号を合成する合成器とを有する受信装置。

（付記２）
付記１において，
前記ブランチＣＮ比算出部は，前記ブランチＣＮ比の算出処理において，前記複数種類のＣＮ比毎に時間方向に対するＣＮ比の分散量を示す分散値を算出し，最少分散値に対応するＣＮ比をブランチＣＮ比とする受信装置。

（付記３）
付記１において，
前記ブランチＣＮ比算出部は，前記ブランチＣＮ比の算出処理において，前記複数種類のＣＮ比毎に時間方向に対するＣＮ比の分散量を示す分散値を算出し，前記分散値に応じて前記ＣＮ比毎に乗算する各重み付け係数を算出し，当該各重み付け係数に基づきブランチＣＮ比を算出する受信装置。

（付記４）
付記１から３の何れかにおいて，
前記ＣＮ比算出部は，有効シンボルにガードインターバルが付加されて変調された送信信号の前記ガードインターバルに基づきＣＮ比を算出するガードインターバルＣＮ比算出処理，データが送信される周波数領域の両端に設けられ前記データが送信されないガードバンド領域の電力に基づきＣＮ比を算出するガードバンドＣＮ比算出処理，変調誤差比に基づきＣＮ比を算出する変調誤差比ＣＮ比算出処理の何れか２種類，または，３種類のＣＮ比算出処理を実行する受信装置。

（付記５）
付記４において，
さらに，前記ブランチユニット毎の受信信号の遅延プロファイルを前記ガードインターバルにより測定する遅延プロファイル測定部を有し，
前記ブランチＣＮ比算出部は，前記ブランチＣＮ比の算出処理において，前記ガードインターバル長に対応する時間よりも長い遅延プロファイルが測定されたブランチユニットのＣＮ比算出部が算出した前記ガードインターバルＣＮ比算出処理のＣＮ比の分散値を算出しない受信装置。

（付記６）
付記４において，
さらに，前記複数のブランチユニット毎の受信信号のフェージング周波数をパイロットシンボルにより測定するフェージング周波数測定部を有し，
前記ブランチＣＮ比算出部は，前記ブランチＣＮ比の算出処理において，所定の閾値以上の前記フェージング周波数が測定されたブランチユニットのＣＮ比算出部が算出した前記ガードバンドＣＮ比算出処理のＣＮ比の分散値を算出しない受信装置。

（付記７）
付記４において，
所定の変調方式により変調された送信信号を受信した場合，前記ブランチＣＮ比算出部は，前記ブランチＣＮ比の算出処理において，前記変調誤差比ＣＮ比算出処理のＣＮ比の分散値を算出しない受信装置。

１，２，３…受信装置，１００…第１のブランチユニット，２００…第２のブランチユニット，１０，２０…アンテナ，１０１…第１のＲＦ処理部，２０１…第２のＲＦ処理部，１０２，２０２…Ａ／Ｄ部，１０３，２０３…ＧＩ除去部，１０４，２０４…ＦＦＴ部，１０５，２０５…伝搬路推定／補償部，１１０…第１のＣＮ比算出部，２１０…第２のＣＮ比算出部，１１１，２１１…ＧＩ_ＣＮ比算出部，１１２，２１２…ＧＢ_ＣＮ比算出部，１１３，２１３…ＭＥＲ_ＣＮ比算出部，３００…合成比算出部，３０１…ブランチＣＮ比算出部，３１１，３１２…乗算器，３２０…加算器，３３０…復号部，３４１…遅延プロファイル測定部，３４２…フェージング周波数測定部。

Claims (5)

1. 送信信号を受信し受信信号を出力する受信部と，異なる種類のＣＮ比算出処理により複数種類のＣＮ比を算出するＣＮ比算出部とを有する複数のブランチユニットと，
   前記複数種類のＣＮ比に基づき，前記ブランチユニットにおけるＣＮ比を示すブランチＣＮ比を算出する処理を前記複数のブランチユニット毎に実行するブランチＣＮ比算出部と，
   前記ブランチＣＮ比に応じて，前記複数の受信信号を合成する合成器とを有する受信装置。
2. 請求項１において，
   前記ブランチＣＮ比算出部は，前記ブランチＣＮ比の算出処理において，前記複数種類のＣＮ比毎に時間方向に対するＣＮ比の分散量を示す分散値を算出し，最少分散値に対応するＣＮ比をブランチＣＮ比とする受信装置。
3. 請求項１において，
   前記ブランチＣＮ比算出部は，前記ブランチＣＮ比の算出処理において，前記複数種類のＣＮ比毎に時間方向に対するＣＮ比の分散量を示す分散値を算出し，前記分散値に応じて前記ＣＮ比毎に乗算する各重み付け係数を算出し，当該各重み付け係数に基づきブランチＣＮ比を算出する受信装置。
4. 請求項１から３の何れかにおいて，
   前記ＣＮ比算出部は，有効シンボルにガードインターバルが付加されて変調された送信信号の前記ガードインターバルに基づきＣＮ比を算出するガードインターバルＣＮ比算出処理，データが送信される周波数領域の両端に設けられ前記データが送信されないガードバンド領域の電力に基づきＣＮ比を算出するガードバンドＣＮ比算出処理，変調誤差比に基づきＣＮ比を算出する変調誤差比ＣＮ比算出処理の何れか２種類，または，３種類のＣＮ比算出処理を実行する受信装置。
5. 請求項４において，
   さらに，前記ブランチユニット毎の受信信号の遅延プロファイルを前記ガードインターバルにより測定する遅延プロファイル測定部を有し，
   前記ブランチＣＮ比算出部は，前記ブランチＣＮ比の算出処理において，前記ガードインターバル長に対応する時間よりも長い遅延プロファイルが測定されたブランチユニットのＣＮ比算出部が算出した前記ガードインターバルＣＮ比算出処理のＣＮ比の分散値を算出しない受信装置。

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