JP2012118003A - 組電池の電圧検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高耐圧トランジスタを用いることなく組電池の電圧検出装置を構成する。
【解決手段】電池セルＢｎごとに第１コンデンサＣ１ｘを備え、電池側回路とオペアンプ側回路との間を絶縁する。電池セルＢ４の電圧ＶＢ４を検出する場合、制御回路６は、電池セルＢ１〜Ｂ３に対応する第３スイッチＳＷ３ｘをオフし、第１スイッチＳＷ１ｘと第５スイッチＳＷ５ｘをオンする。電池セルＢ４に対応する第１スイッチＳＷ１Ｄと第３スイッチＳＷ３Ｄおよび第４スイッチＳＷ４をオンし、第２コンデンサＣ２を初期化し、第１コンデンサＣ１ＤをＶ４−ＶREFで充電する。その後、第１スイッチＳＷ１Ｄに替えて第２スイッチＳＷ２Ｄをオンし、第１コンデンサＣ１Ｄの充電電荷を第２コンデンサＣ２との間で再分配する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直列接続された複数の単位電池からなる組電池について各単位電池の電圧を検出する組電池の電圧検出装置に関する。

ハイブリッド自動車や電気自動車には、複数の２次電池（単位電池）を直列に接続して構成される組電池が搭載されている。このような組電池においては、各２次電池の容量計算や保護管理のため、各２次電池の電圧を個別に検出する必要がある。しかし、上記用途において組電池を構成する２次電池の直列接続数は非常に多いため、組電池における接続位置に応じて２次電池の電位が高くなり、２次電池の電圧検出装置に高い電圧が印加される。

特許文献１には、オペアンプ、一端がオペアンプの反転入力端子に接続された第１コンデンサ、オペアンプの反転入力端子と出力端子との間に接続された第２コンデンサと放電回路、および単位電池の各端子と第１コンデンサの他端との間にそれぞれ接続されたスイッチから構成された電圧検出回路が開示されている。単位電池のプラス端子と第１コンデンサとの間のスイッチおよび放電回路をオンして第１コンデンサを充電し、その後、放電回路をオフした状態で当該スイッチに替えて単位電池のマイナス端子と第１コンデンサとの間のスイッチをオンすることにより単位電池の電圧を検出する。

また、特許文献２には、各単位電池に対応させて複数のコンデンサを直列接続したコンデンサ群を備え、単位電池とコンデンサとの間の経路に設けられたスイッチを閉じて各単位電池の電圧を対応する各コンデンサに一斉に充電した後、低電位側のコンデンサから順に電圧検出し、検出が終了したコンデンサを放電させて未検出のコンデンサの電位を順次下げるように工夫した電圧検出回路が開示されている。

特開２００８−１４５１８０号公報（図１） 特開２００１−５６３５０号公報（図１、図２）

上記特許文献１、２に記載された電圧検出回路は、オペアンプやマイコンに対する低耐圧化が図られている。しかし、そこに用いられる半導体スイッチには依然として高い電圧が印加されるため、例えば５Ｖ系、３．３Ｖ系といった低耐圧プロセスを採用することができない。その結果、高耐圧トランジスタの採用およびレイアウト面積の増大により製造コストが増大するという問題があった。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、高耐圧トランジスタを用いることなく構成できる組電池の電圧検出装置を提供することにある。

請求項１に記載した組電池の電圧検出装置は、直列接続された複数の単位電池からなる組電池について各単位電池の電圧を検出する組電池の電圧検出装置であり、入力端子が所定の基準電圧にバイアスされたオペアンプと、各単位電池に対応してそれぞれ設けられた第１コンデンサと、第１コンデンサに対応する単位電池の高電位側端子、低電位側端子と当該第１コンデンサの一端との間にそれぞれ設けられた第１、第２スイッチと、オペアンプの反転入力端子と第１コンデンサの他端との間に設けられた第３スイッチと、オペアンプの反転入力端子と出力端子との間に並列に設けられた第２コンデンサおよび第４スイッチと、制御手段とを備えている。

制御手段は、電圧検出対象外の単位電池に対応する第２および第３スイッチを開いた状態とし、第４スイッチを閉じて第２コンデンサの電荷を放電するとともに電圧検出対象の単位電池に対応する第１および第３スイッチを閉じて第１コンデンサを充電する。この状態では、各単位電池に対応する第２スイッチにはその単位電池の電圧だけが印加される。また、電圧検出対象外の単位電池に対応する第３スイッチにも高々その単位電池の電圧だけが印加される。

制御手段は、その後第４スイッチを開き、電圧検出対象の単位電池について第１スイッチに替えて第２スイッチを閉じることにより電圧を検出する。第１、第２コンデンサの容量値をＣ１、Ｃ２とし、基準電圧をＶREFとすれば、電荷再分配によるオペアンプの出力電圧は（Ｃ１／Ｃ２×単位電池電圧＋ＶREF）となる（ただし、オペアンプのオフセット電圧も現れる）。この状態では、電圧検出対象の単位電池に対応する第１スイッチにはその単位電池の電圧だけが印加され、第４スイッチには（Ｃ１／Ｃ２×単位電池電圧）が印加される。

本手段によれば、各単位電池に対応してそれぞれ設けられた第１コンデンサが、各単位電池の電位と基準電圧との差電圧を負担するので、オペアンプは勿論各スイッチにも各単位電池の電位に応じた高電圧が印加されることはない。従って、オペアンプおよびスイッチを構成する回路を、高耐圧トランジスタを用いることなく、５Ｖ系、３．３Ｖ系といった低耐圧トランジスタにより構成できる。その結果、レイアウト面積が低減するので製造コストを低減できる。

請求項２に記載した組電池の電圧検出装置は、請求項１に記載した組電池の電圧検出装置の構成を全差動構成としたものである。すなわち、オペアンプは上記基準電圧をコモン電圧とする差動出力構成を備え、そのオペアンプの反転入力端子と非反転出力端子の側および非反転入力端子と反転出力端子の側のそれぞれに対して第１、第２コンデンサと第１ないし第４スイッチを備えている。

オペアンプの反転入力端子と非反転出力端子の側では、第１、第２スイッチは、第１コンデンサに対応する単位電池の高電位側端子、低電位側端子と当該第１コンデンサの一端との間に設けられ、第３スイッチは、オペアンプの反転入力端子と第１コンデンサの他端との間に設けられ、第２コンデンサおよび第４スイッチは、オペアンプの反転入力端子と非反転出力端子との間に並列に設けられている。

オペアンプの非反転入力端子と反転出力端子の側では、第１、第２スイッチは、第１コンデンサに対応する単位電池の低電位側端子、高電位側端子と当該第１コンデンサの一端との間に設けられ、第３スイッチは、オペアンプの非反転入力端子と第１コンデンサの他端との間に設けられ、第２コンデンサおよび第４スイッチは、オペアンプの非反転入力端子と反転出力端子との間に並列に設けられている。

全差動構成にすることで、第１スイッチが閉じた第１コンデンサの充電時のみならず、第１スイッチに替えて第２スイッチが閉じた電荷再分配の時に組電池にコモンモードノイズが重畳した場合でも、オペアンプの出力電圧から当該コモンモードノイズを除去することができる。さらに、回路構成が対称となっているので、各スイッチの切り替え時に発生するフィードスルーなどによる誤差を相殺でき、より高い精度の検出電圧を得ることができる。

請求項３に記載した組電池の電圧検出装置は、基準電圧との電圧差がスイッチの耐圧以下となる電位固定用電圧が付与された電圧線と第１コンデンサの他端との間に第５スイッチを備えている。制御手段は、電圧検出対象外の単位電池に対応する第２および第３スイッチを開くとともに第１および第５スイッチを閉じた状態とし、第４スイッチを閉じるとともに電圧検出対象の単位電池に対応する第１および第３スイッチを閉じて第１コンデンサを充電する。

各単位電池に対応してそれぞれ第５スイッチを設け、電圧検出対象外の単位電池に対応した第５スイッチを閉じた状態にすることで、第１コンデンサの他端の電位を固定しておくことができる。このとき、第１スイッチも閉じた状態とするので、単位電池が電圧検出対象外にある期間、その第１コンデンサを当該単位電池の高電位側端子の電位と電位固定用電圧との差電圧で予め充電（予備充電）しておくことができる。これにより、当該単位電池が電圧検出対象となったときに、第１コンデンサの充電時間を短縮することができる。

請求項４に記載した組電池の電圧検出装置では、電位固定用電圧は基準電圧に等しく設定されている。上述した第１コンデンサの予備充電により、当該単位電池が電圧検出対象となったときに第１コンデンサに充電される電荷に等しい電荷が充電される。従って、当該単位電池が電圧検出対象となったときの第１コンデンサの充電時間をほぼゼロにまで短縮することができる。

請求項５に記載した組電池の電圧検出装置は、請求項１に記載した組電池の電圧検出装置に対し、第２コンデンサと第４スイッチの構成を異にする。すなわち、請求項１記載の構成と同様のオペアンプ、第１コンデンサ、第１、第２スイッチおよび第３スイッチに加え、オペアンプの反転入力端子と出力端子との間に設けられた第４Ａスイッチと、オペアンプの反転入力端子と出力端子との間に直列に設けられた第２コンデンサおよび第４Ｂスイッチと、第２コンデンサと第４Ｂスイッチとの共通接続点と定電圧が付与された電圧線との間に設けられた第４Ｃスイッチとを備えている。

制御手段は、電圧検出対象外の単位電池に対応する第２および第３スイッチを開いた状態とし、第４Ａ、第４Ｃスイッチを閉じ、第４Ｂスイッチを開いて、第２コンデンサに（定電圧−基準電圧＋オペアンプのオフセット電圧）に応じた電荷を充電する。この状態では、各単位電池に対応する第２スイッチにはその単位電池の電圧だけが印加される。また、電圧検出対象外の単位電池に対応する第３スイッチにも高々その単位電池の電圧だけが印加される。

制御手段は、その後第４Ａ、第４Ｃスイッチを開き、第４Ｂスイッチを閉じ、電圧検出対象の単位電池について第１スイッチに替えて第２スイッチを閉じることにより電圧を検出する。定電圧をＶＡとすれば、電荷再分配によるオペアンプの出力電圧は（Ｃ１／Ｃ２×単位電池電圧＋ＶＡ）となる。この状態では、電圧検出対象の単位電池に対応する第１スイッチにはその単位電池の電圧だけが印加され、第４Ａ、第４Ｃスイッチには（Ｃ１／Ｃ２×単位電池電圧）が印加される。本手段によれば、請求項１に記載した組電池の電圧検出装置と同様の効果が得られる他、単位電池の検出電圧からオペアンプのオフセット電圧を取り除くことができる。

請求項６に記載した組電池の電圧検出装置は、請求項５に記載した組電池の電圧検出装置の構成を全差動構成としたものである。すなわち、オペアンプは基準電圧をコモン電圧とする差動出力構成を備え、そのオペアンプの反転入力端子と非反転出力端子の側および非反転入力端子と反転出力端子の側のそれぞれに対して第１、第２コンデンサと第１、第２、第３、第４Ａ、第４Ｂ、第４Ｃスイッチを備えている。

オペアンプの反転入力端子と非反転出力端子の側では、第１、第２スイッチは、第１コンデンサに対応する単位電池の高電位側端子、低電位側端子と当該第１コンデンサの一端との間に設けられ、第３スイッチは、オペアンプの反転入力端子と第１コンデンサの他端との間に設けられ、第４Ａスイッチは、オペアンプの反転入力端子と非反転出力端子との間に設けられ、第２コンデンサおよび第４Ｂスイッチは、オペアンプの反転入力端子と非反転出力端子との間に直列に設けられ、第４Ｃスイッチは、第２コンデンサと第４Ｂスイッチとの共通接続点と定電圧が付与された電圧線との間に設けられている。

オペアンプの非反転入力端子と反転出力端子の側では、第１、第２スイッチは、第１コンデンサに対応する単位電池の低電位側端子、高電位側端子と当該第１コンデンサの一端との間に設けられ、第３スイッチは、オペアンプの非反転入力端子と第１コンデンサの他端との間に設けられ、第４Ａスイッチは、オペアンプの非反転入力端子と反転出力端子との間に設けられ、第２コンデンサおよび第４Ｂスイッチは、オペアンプの非反転入力端子と反転出力端子との間に直列に設けられ、第４Ｃスイッチは、第２コンデンサと第４Ｂスイッチとの共通接続点と定電圧が付与された電圧線との間に設けられている。本手段によれば、全差動構成について請求項２記載の手段と同様の効果が得られるとともに、請求項５記載の手段と同様に単位電池の検出電圧からオペアンプのオフセット電圧を取り除くことができる。

請求項７に記載した組電池の電圧検出装置は、請求項５に記載した組電池の電圧検出装置の構成を全差動構成としたものである。請求項６記載の構成に対し、オペアンプの反転入力端子側および非反転入力端子側にそれぞれ設けられた第１コンデンサの各一端の間に共通化した第２スイッチを備えた点が異なっている。本手段によれば、請求項６記載の手段と同様の効果が得られる。

また、電荷再分配時に第１コンデンサの他端が組電池から切り離されてフローティング状態になるので、第１スイッチが閉じた第１コンデンサの充電時および第２スイッチが閉じた電荷再分配の時に組電池にコモンモードノイズが重畳しても、オペアンプの入力端コモン電圧から当該コモンモードノイズの影響を除去することができる。

請求項８に記載した組電池の電圧検出装置は、基準電圧との電圧差がスイッチの耐圧以下となる電位固定用電圧が付与された電圧線と第１コンデンサの他端との間に第５スイッチを備えている。制御手段は、電圧検出対象外の単位電池に対応する第２および第３スイッチを開くとともに第１および第５スイッチを閉じた状態とし、第４Ａ、第４Ｃスイッチを閉じ、第４Ｂスイッチを開くとともに電圧検出対象の単位電池に対応する第１および第３スイッチを閉じて第１コンデンサを充電する。本手段によれば、請求項３記載の手段と同様の作用および効果が得られる。

請求項９に記載した組電池の電圧検出装置では、電位固定用電圧は基準電圧に等しく設定されている。本手段によれば、請求項４記載の手段と同様の作用および効果が得られる。

本発明の第１の実施形態を示す電圧検出装置の構成図 第１、第２スイッチおよびその駆動回路の構成図 レベルシフト回路の構成図 ノンオーバーラップ信号生成回路の構成図 ノンオーバーラップ信号生成回路のタイミングチャート スイッチのオンオフ状態および出力電圧の波形を示す図 本発明の第２の実施形態を示す図１相当図 図６相当図 本発明の第３の実施形態を示す図１相当図 図６相当図 セル電圧と差動出力電圧との関係を示す説明図 本発明の第４の実施形態を示す図１相当図 本発明の第５の実施形態を示す図１相当図 図６相当図

各実施形態において実質的に同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
（第１の実施形態）
以下、第１の実施形態について図１ないし図６を参照しながら説明する。
図１は、組電池の電圧検出装置の構成を示している。組電池１は、ハイブリッド自動車や電気自動車に搭載され、インバータを介して電動機に電力を供給するものである。実際の組電池１は、多数のリチウム２次電池、ニッケル水素２次電池等（単位電池）を直列に接続した構成を有しているが、ここでは説明の都合上低電位側の電池セルＢ１から高電位側の電池セルＢ４までを示している。

リチウム２次電池は、電池セルごとの容量の個体差や自己放電特性の差等によって、各電池セルの充電状態（ＳＯＣ：State Of Charge）ひいてはセル電圧がばらつく。このような組電池１においては、各２次電池の容量計算や保護管理（例えば電池電圧の均等化）のため、各２次電池の電圧を個別に検出する必要がある。組電池１の電圧検出装置２の端子ＴＢ０〜ＴＢ４には、それぞれ電池セルＢ１〜Ｂ４の各端子が接続されている。端子ＴＢ０〜ＴＢ４の電圧は、それぞれＶ０〜Ｖ４である。電圧検出装置２は、組電池１を構成する各電池セルＢｎ（ｎ＝１、２、３、４）の電圧ＢＶｎ（ｎ＝１、２、３、４）を検出し、その検出電圧をＶOUTとして出力端子ＴＰからＡ／Ｄ変換器３に対し出力する。

電圧検出装置２は、Ａ／Ｄ変換器３などの回路とともにＩＣとして構成されている。電圧検出装置２は、グランド電位ＶSSを基準とする電源電圧ＶDDの供給を受けて動作するオペアンプ４を備えている。オペアンプ４の非反転入力端子は、電圧生成回路５によって基準電圧ＶREFにバイアスされている。オペアンプ４の反転入力端子と出力端子との間には、第２コンデンサＣ２と第４スイッチＳＷ４とが並列に接続されている。

端子ＴＢｎとオペアンプ４との間には、各電池セルＢｎに対応してそれぞれ同一構成の充電切換回路が設けられている。例えば電池セルＢ４に対応する充電切換回路の場合、電池セルＢ４の高電位側端子ＴＢ４、低電位側端子ＴＢ３と第１コンデンサＣ１Ｄの一端との間に、それぞれ第１スイッチＳＷ１Ｄ、第２スイッチＳＷ２Ｄが接続されている。オペアンプ４の反転入力端子に繋がるコモンラインＣＬとコンデンサＣ１Ｄの他端との間には電池セル選択用の第３スイッチＳＷ３Ｄが接続されている。コンデンサＣ１Ｄの他端には、第５スイッチＳＷ５Ｄを介して、基準電圧と等しく設定された電位固定用電圧ＶREFが印加可能とされている。

他の電池セルＢｎに対応する充電切換回路も同様に、第１コンデンサＣ１ｘと第１、第２、第３、第５スイッチＳＷ１ｘ、ＳＷ２ｘ、ＳＷ３ｘ、ＳＷ５ｘ（ｘは低電位側の充電切換回路から順にＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄとし、それぞれ上記ｎの１、２、３、４に対応する。）とから構成されている。各スイッチはＭＯＳトランジスタから構成されており、これらのスイッチの切り換えは、制御手段としての制御回路６によって行われる。

図２は、第１コンデンサＣ１ｘを挟んで組電池側に配される第１、第２スイッチＳＷ１Ｄ、ＳＷ２Ｄおよびその駆動回路の構成を示している。制御回路６から出力されるグランド電位ＶSSを基準電位とする信号Ｓ１は、レベルシフト回路７により絶縁およびレベルシフトされる。レベルシフト回路７は、図３に示すように、制御回路６と同じくグランドを基準電位として電源電圧ＶDDにより動作するインバータ８、端子ＴＢ３の電位Ｖ３を基準電位として電池セルＢ４の電圧ＶＢ４（＝Ｖ４−Ｖ３）により動作するインバータ９、１０および両基準電位回路間を絶縁するコンデンサ１１から構成されている。インバータ９、１０はリング状に接続されており、インバータ８の出力端子とインバータ１０の入力端子との間にコンデンサ１１が接続されている。

インバータ８に信号Ｓ１が入力され、その信号Ｓ１のレベルが変化すると、コンデンサ１１を通してインバータ１０の入力電位を変化させる。これにより、インバータ１０の入力レベルがしきい値を超え、インバータ１０の出力信号Ｓ２が反転する。この信号Ｓ２は、インバータ９で反転されてインバータ１０の入力端子に印加されるので、安定した信号Ｓ２が出力される。なお、第３スイッチＳＷ３ｘ、第４スイッチＳＷ４および第５スイッチＳＷ５ｘは、グランド電位ＶSSを基準電位とする駆動回路を用いることができるのでレベルシフト回路７は不要となる。

スイッチＳＷ１Ｄ、ＳＷ２Ｄは、図１に示すようにそれぞれ低耐圧のＰＭＯＳトランジスタ、ＮＭＯＳトランジスタにより構成されている。ノンオーバーラップ信号生成回路１２は、上述した信号Ｓ２を入力し、そのレベルに応じてスイッチＳＷ１Ｄ、ＳＷ２Ｄの一方だけをオンする駆動信号Ｓ３、Ｓ４を生成してスイッチＳＷ１Ｄ、ＳＷ２Ｄに出力する。

ノンオーバーラップ信号生成回路１２は、図４に示すようにＮＡＮＤゲート１３とインバータ１４〜１７の直列回路およびインバータ１８とＮＡＮＤゲート１９とインバータ２０〜２３の直列回路を備えている。インバータ１４〜１７、２０〜２３は、遅延時間を生成するために設けられている。インバータ１７の出力端子はＮＡＮＤゲート１９の入力端子に接続され、インバータ２３の出力端子はＮＡＮＤゲート１３の入力端子に接続されている。

図５は、スイッチ駆動回路の動作を示すタイミングチャートである。ノンオーバーラップ信号生成回路１２において、ＮＡＮＤゲート１３とインバータ１８に入力される信号Ｓ２がＬレベル（電圧Ｖ３）のとき駆動信号Ｓ３、Ｓ４はＨレベル（電圧Ｖ４）となり、信号Ｓ２がＨレベルのとき駆動信号Ｓ３、Ｓ４はＬレベルとなる。信号Ｓ２のレベルが変化した時、駆動信号Ｓ３がＨレベル、駆動信号Ｓ４がＬレベルとなるノンオーバーラップ期間が生じるので、スイッチＳＷ１Ｄ、ＳＷ２Ｄの同時オンを防止できる。

次に、図６を参照しながら本実施形態の作用および効果を説明する。
制御回路６は、各スイッチを切り替えながらセル電圧ＶＢ１〜ＶＢ４を降順に繰り返し検出し、Ａ／Ｄ変換器３に出力する。図６は、スイッチのオンオフ状態（高レベルがオン状態、低レベルがオフ状態を示す）および出力電圧ＶOUTの波形を示している。電池セルＢ４の電圧ＶＢ４の検出を例にして、同図に示す期間ごとに説明する。

［期間１］
制御回路６は、電圧検出対象外の電池セルＢ１〜Ｂ３に対応する第３スイッチＳＷ３Ａ〜ＳＷ３Ｃをオフしており、第１コンデンサＣ１Ａ〜Ｃ１Ｃの他端はコモンラインＣＬから切り離されている。切り離された第１コンデンサＣ１Ａ〜Ｃ１Ｃの他端の電位を固定するため、第５スイッチＳＷ５Ａ〜ＳＷ５Ｃをオンして基準電圧ＶREFを与えている。第１コンデンサＣ１Ａ〜Ｃ１Ｃの一端は、電池セルＢ１〜Ｂ３と切り離しておいてもよいが、後に電圧検出する際に充電時間を短縮するため、第１スイッチＳＷ１Ａ〜ＳＷ１Ｃをオンしておく。

制御回路６は、電圧検出対象の電池セルＢ４に対応する第１スイッチＳＷ１Ｄおよび第３スイッチＳＷ３Ｄをオンして、第１コンデンサＣ１Ｄを端子ＴＢ４とコモンラインＣＬとの間に接続する。これとともに第４スイッチＳＷ４をオンし、第２コンデンサＣ２の電荷をゼロに初期化する。これにより、オペアンプ４は基準電圧ＶREFを入力とするボルテージフォロア接続状態となるため出力電圧ＶOUTはＶREFとなり、第１コンデンサＣ１ＤはＶ４−ＶREFの電圧で充電される。

このとき、オフ状態にあるＳＷ２Ａ〜ＳＷ２Ｄには、それぞれ電池セルＢ１〜Ｂ４の電圧ＶＢ１〜ＶＢ４だけが印加されている。また、基準電圧ＶREFと電位固定用電圧ＶREFは等しいので、スイッチＳＷ３Ａ〜ＳＷ３Ｃ、ＳＷ５Ｄには電圧が印加されない。オペアンプ４の入力端子には、電源電圧ＶDDより低く設定された基準電圧ＶREFが印加されている。

［期間２］
第１スイッチＳＷ１Ｄと第２スイッチＳＷ２Ｄが同時にオフするノンオーバーラップ期間である。制御回路６は、第４スイッチＳＷ４をオフする。

［期間３］
制御回路６は、期間２でオフした第１スイッチＳＷ１Ｄに替えて第２スイッチＳＷ２Ｄをオンする。第１コンデンサＣ１Ｄの一端には、電圧Ｖ４に替えて電圧Ｖ３が印加される。このとき、期間１で第１コンデンサＣ１Ｄに蓄積された電荷が、第２コンデンサＣ２との間で再分配される。期間２と期間３との間の電荷保存の一般式は、第１コンデンサの容量をＣ１、第２コンデンサの容量をＣ２とすれば（１）式となる。電池セルＢ４についてはＶn＝Ｖ４、Ｖn-1＝Ｖ３となる。
Ｃ１（Ｖn−ＶREF）＝Ｃ１（Ｖn-1−ＶREF）＋Ｃ２（ＶOUT−ＶREF） …（１）
これを解くと（２）式が得られる。
ＶOUT＝Ｃ１／Ｃ２（Ｖn−Ｖn-1）＋ＶREF …（２）

すなわち、オペアンプの出力電圧ＶOUTは、電荷再分配の後、電池セルＢ４の端子間電圧（＝電池セルＢ４の電圧ＶＢ４）をＣ１／Ｃ２倍し、基準電圧ＶREFだけオフセットした電圧となる。この場合でも、オフ状態にあるＳＷ２Ａ〜ＳＷ２Ｃ、ＳＷ１Ｄには、それぞれ電池セルＢ１〜Ｂ４の電圧ＶＢ１〜ＶＢ４だけが印加される。

［期間４］
制御回路６は、電圧検出対象の電池セルをＢ４からＢ３に切り替える。電圧検出対象外の電池セルＢ４について、第３スイッチＳＷ３Ｄをオフして第１コンデンサＣ１ＤをコモンラインＣＬから切り離し、第２スイッチＳＷ２Ｄをオフ、第５スイッチＳＷ５Ｄをオンする。第１スイッチＳＷ１Ｄと第２スイッチＳＷ２Ｄが同時にオフするのは、ノンオーバーラップ信号生成回路１２の作用による。

一方、電圧検出対象の電池セルＢ３について、制御回路６は、第１スイッチＳＷ１Ｃをオン、第２スイッチＳＷ２Ｃをオフした状態に保持し、第３スイッチＳＷ３Ｃをオンして第１コンデンサＣ１ＣをコモンラインＣＬに接続し、第５スイッチＳＷ５Ｃをオフする。また、第４スイッチＳＷ４をオンにする。これにより、期間１と同様に出力電圧ＶOUTがＶREFとなり、第１コンデンサＣ１ＣはＶ３−ＶREFの電圧で充電される。ただし、第１コンデンサＣ１Ｃは期間１〜３の間に既に同電圧に充電されているので、期間４、５の時間幅は短くて済む。

この場合、オフ状態にあるスイッチＳＷ２Ｄ、ＳＷ３Ａ、ＳＷ３Ｂ、ＳＷ３Ｄ、ＳＷ５Ｃには電圧が印加されず、スイッチＳＷ２Ａ〜ＳＷ２Ｃ、ＳＷ１Ｄにはそれぞれ電池セルＢ１〜Ｂ４の電圧ＶＢ１〜ＶＢ４だけが印加される。

［期間５以降］
期間１に対応する。期間４と同様の動作をするが、第１スイッチＳＷ１Ｄがオンして第１コンデンサＣ１ＤがＶ４−ＶREFで予備充電される。期間６、７、８、…の動作は、上記期間２、３、４、…と同様となるため説明を省略する。

本実施形態によれば、電池セルＢｎ（ｎ＝１、２、３、４）ごとに設けられた第１コンデンサＣ１ｘ（ｘ＝Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ）が、電池側回路とオペアンプ側回路との間を絶縁して両回路間の電位差を負担し、コモンラインＣＬを介した第３スイッチＳＷ３ｘ相互の接続がオペアンプ側回路でのみ行われる。このため、電池側回路のスイッチＳＷ１ｘ、ＳＷ２ｘには単一の電池セル電圧ＶＢｎ以下の電圧しか印加されない。また、基準電圧と電位固定用電圧が等しく設定されているので、オペアンプ側回路のスイッチＳＷ３ｘ、ＳＷ５ｘには電圧が印加されず、スイッチＳＷ４にも電源電圧ＶDD以下の電圧しか印加されない。つまり、オペアンプ４および全てのスイッチを低耐圧トランジスタで構成できる。

第１コンデンサＣ１ｘには電源電圧ＶDDを超える高耐圧が必要であるが、メタル配線の層間絶縁膜を利用することにより高耐圧を確保でき、専用の製造工程は不要である。従って、ＩＣとして構成される電圧検出装置２は、高耐圧トランジスタを用いることなく、５Ｖ系、３．３Ｖ系といった低耐圧トランジスタを用いて構成できる。これにより、レイアウト面積が低減するので製造コストを低減できる。

第１コンデンサＣ１ｘの他端側に第５スイッチＳＷ５ｘを設け、電圧検出対象外の電池セルＢｎに対応した第５スイッチＳＷ５ｘをオンした状態とするので、第１コンデンサＣ１ｘの他端の電位を固定しておくことができる。このとき、第１スイッチＳＷ１ｘもオンした状態とするので、電池セルＢｎが電圧検出対象外にある期間、その第１コンデンサＣ１ｘを単位電池の電圧ＶＢｎと電位固定用電圧ＶREFとの差電圧で予め充電しておくことができる。これにより、その電池セルＢｎが電圧検出対象となったときに、第１コンデンサＣ１ｘの充電時間を短縮することができる。

上述したように電位固定用電圧は基準電圧に等しく設定されているので、上記第１コンデンサＣ１ｘの予備充電により、その電池セルＢｎが電圧検出対象となったときに第１コンデンサＣ１ｘに充電される電荷に等しい電荷が充電される。従って、第１コンデンサＣ１ｘの充電時間をほぼゼロにまで短縮することができる。

（第２の実施形態）
次に、図７および図８を参照しながら第２の実施形態について説明する。
本実施形態の電圧検出装置３１は、オペアンプ４のオフセット電圧の影響を排除するため、第１の実施形態に対し第４スイッチの構成を変更したものである。オペアンプ４の反転入力端子と出力端子との間には、第４Ａスイッチが接続され、これと並列に第２コンデンサＣ２と第４ＢスイッチＳＷ４Ｂとの直列回路が接続されている。第２コンデンサＣ２と第４ＢスイッチＳＷ４Ｂとの共通接続点と定電圧ＶＡが付与された電圧線との間には第４ＣスイッチＳＷ４Ｃが接続されている。制御回路６は、第４ＡスイッチＳＷ４Ａと第４ＣスイッチＳＷ４Ｃを常に同一状態に制御する。その他の構成は電圧検出装置２と同様である。

図８は、スイッチのオンオフ状態および出力電圧ＶOUTの波形を示している。電池セルＢ４の電圧ＶＢ４の検出を例にして、第１の実施形態と異なる作用のみを説明する。期間１において、制御回路６は、第４Ａ、第４ＣスイッチＳＷ４Ａ、ＳＷ４Ｃをオン、第４ＢスイッチＳＷ４Ｂをオフする。これにより、第２コンデンサＣ２は、ＶＡ−ＶREFの電圧に応じた電荷で初期化される。オペアンプ４は基準電圧ＶREFを入力とするボルテージフォロア接続状態となるため、出力電圧ＶOUTはＶREFとなる。第１コンデンサＣ１ＤはＶ４−ＶREFの電圧で充電される。

制御回路６は、期間２において第４Ａ、第４ＣスイッチＳＷ４Ａ、ＳＷ４Ｃをオフし、期間３において第４ＢスイッチＳＷ４Ｂをオンする。このとき、期間１で第１コンデンサＣ１Ｄに蓄積された電荷が、第２コンデンサＣ２との間で再分配される。期間２と期間３との間の電荷保存の一般式は（３）式となり、これを解くと（４）式が得られる。
Ｃ１（Ｖn−ＶREF）＋Ｃ２（ＶＡ−ＶREF）＝Ｃ１（Ｖn-1−ＶREF）＋Ｃ２（ＶOUT−ＶREF） …（３）
ＶOUT＝Ｃ１／Ｃ２（Ｖn−Ｖn-1）＋ＶＡ …（４）

ここで、電圧ＶＡの取り得る数値例を示す。オペアンプ４の出力可能な電圧範囲をＶminからＶmaxとすると（５）式、(６)式が成立する。
Ｖmin≦Ｃ１／Ｃ２（Ｖn−Ｖn-1）＋ＶＡ≦Ｖmax …（５）
Ｖmin−Ｃ１／Ｃ２（Ｖn−Ｖn-1）≦ＶＡ≦Ｖmax−Ｃ１／Ｃ２（Ｖn−Ｖn-1） …（６）

Ｃ１＝Ｃ２、Ｖmin＝０Ｖ、Ｖmax＝５Ｖとすると、(６)式は（７）式のようになる。
−（Ｖn−Ｖn-1）≦ＶＡ≦５−（Ｖn−Ｖn-1） …（７）
Ｖn−Ｖn-1は電池セルＢｎの電圧ＶＢｎであり、例えばリチウム２次電池の場合にＶn−Ｖn-1の最小値を０Ｖ、最大値を５Ｖとすれば、（７）式の条件を満たすＶＡは０Ｖと求められる。

ところで、オペアンプは一般にオフセット電圧を有している。そこで、オペアンプ４のオフセット電圧ΔＶOSも考慮して、本実施形態と第１の実施形態とを対比説明する。この場合、本実施形態の電荷保存の式は（８）式となり、これを解くとオフセット電圧ΔＶOSが相殺されて（４）式と同一結果が得られる。
Ｃ１（Ｖn−ＶREF＋ΔＶOS）＋Ｃ２（ＶＡ−ＶREF＋ΔＶOS）＝Ｃ１（Ｖn-1−ＶREF＋ΔＶOS）＋Ｃ２（ＶOUT−ＶREF＋ΔＶOS） …（８）

一方、オフセット電圧ΔＶOSを考慮した第１の実施形態の電荷保存の式は（９）式となり、これを解くとオフセット電圧ΔＶOSが含まれた（10）式が得られる。
Ｃ１（Ｖn−ＶREF＋ΔＶOS）＝Ｃ１（Ｖn-1−ＶREF＋ΔＶOS）＋Ｃ２（ＶOUT−ＶREF＋ΔＶOS） …（９）
ＶOUT＝Ｃ１／Ｃ２（Ｖn−Ｖn-1）＋ＶREF−ΔＶOS …（10）

このように、本実施形態は、第４スイッチを第４Ａ〜第４ＣスイッチＳＷ４Ａ〜ＳＷ４Ｃから構成した。これにより、セル電圧ＶＢｎの検出電圧からオペアンプ４のオフセット電圧ΔＶOSの影響を排除することができ、一層高精度の電圧検出が可能となる。

（第３の実施形態）
次に、図９ないし図１１を参照しながら第３の実施形態を説明する。
本実施形態の電圧検出装置４１は、差動出力形式のオペアンプ４２を用いることにより、第２の実施形態の電圧検出装置３１を全差動形式としたものである。オペアンプ４２のコモン電圧ＶCOMは基準電圧ＶREFに等しく設定されており、オペアンプ４２は、その非反転出力端子、反転出力端子からそれぞれ差動電圧ＶOP、ＶOMを出力する。出力端子ＴＰ、ＴＭから出力される差動電圧ＶOP、ＶOMは、差動入力形式のＡ／Ｄ変換器４３によりデジタルデータに変換される。

オペアンプ４２の反転入力端子と非反転出力端子の側および非反転入力端子と反転出力端子の側は対称回路構成を有し、それぞれ電圧検出装置３１と同様の接続形態で第１コンデンサＣ１ｘ、第２コンデンサＣ２、スイッチＳＷ１ｘ〜ＳＷ３ｘ、ＳＷ５ｘおよびスイッチＳＷ４Ａ〜ＳＷ４Ｃを備えている（ｘは低電位側の充電切換回路から順にＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄとする）。オペアンプ４２の非反転入力端子と反転出力端子の側においては、第１、第２スイッチＳＷ１ｘ、ＳＷ２ｘは、第１コンデンサＣ１ｘに対応する電池セルＢｎの低電位側端子、高電位側端子と第１コンデンサＣ１ｘの一端との間に設けられている。

図１０は、スイッチのオンオフ状態および差動出力電圧ＶOP−ＶOMの波形を示している。スイッチ制御は第２の実施形態と同様である。期間２と期間３との間の電荷保存の一般式は（11）式、（12）式となり、（11）式から（12）式を減ずると（13）式が得られる。ここで、ＶXは入力側のコモン電圧である。

Ｃ１（Ｖn−ＶCOM）＋Ｃ２（ＶＡ−ＶCOM）＝Ｃ１（Ｖn-1−ＶX）＋Ｃ２（ＶOP−ＶX） …（11）
Ｃ１（Ｖn-1−ＶCOM）＋Ｃ２（ＶＢ−ＶCOM）＝Ｃ１（Ｖn−ＶX）＋Ｃ２（ＶOM−ＶX） …（12）
ＶOP−ＶOM＝２Ｃ１／Ｃ２（Ｖn−Ｖn-1）＋（ＶＡ−ＶＢ） …（13）

また、期間３の電荷再分配時に組電池１にコモンモードノイズΔＶが重畳した場合、電荷保存の一般式は（14）式、（15）式となる。（14）式から（15）式を減ずるとΔＶの項は相殺されて上記（13）式と同じ結果が得られる。つまり、電圧検出装置４１は全差動形式であるため、電荷再分配時に組電池１にコモンモードノイズΔＶが重畳しても、差動出力電圧ＶOP−ＶOMに影響しない。

Ｃ１（Ｖn−ＶCOM）＋Ｃ２（ＶＡ−ＶCOM）＝Ｃ１（Ｖn-1＋ΔＶ−ＶX）＋Ｃ２（ＶOP−ＶX） …（14）
Ｃ１（Ｖn-1−ＶCOM）＋Ｃ２（ＶＢ−ＶCOM）＝Ｃ１（Ｖn＋ΔＶ−ＶX）＋Ｃ２（ＶOM−ＶX） …（15）

さらに、オペアンプ４２のオフセット電圧ＶOSも考慮すると、電荷保存の一般式は上記（11）式に替えて（16）式となる。（16）式から（12）式を減ずるとΔＶOSの項は相殺されて上記（13）式と同じ結果が得られる。つまり、電圧検出装置４１は、第２の実施形態と同様にオペアンプ４２のオフセット電圧ΔＶOSの影響を排除することができる。
Ｃ１（Ｖn−ＶCOM＋ＶOS）＋Ｃ２（ＶＡ−ＶCOM＋ＶOS）＝Ｃ１（Ｖn-1−ＶX＋ＶOS）＋Ｃ２（ＶOP−ＶX＋ＶOS） …（16）

ここで、図１１を参照しながら電圧ＶＡ、ＶＢの設定例を説明する。一般にオペアンプの出力は電源電圧ＶDD付近またはグランド電圧ＶSS付近までスイングさせるとゲインや帯域などの特性が悪化する。このため、電源電圧ＶDDとグランド電圧ＶSSとの中間レベルをコモン電圧にして、オペアンプの特性が確保できる範囲でスイングさせる。

例えばセル電圧Ｖn−Ｖn-1が０Ｖ〜５Ｖの範囲で変動し、オペアンプ４２の電源電圧ＶDDが５Ｖで、電圧検出装置４１のゲインが１倍（Ｃ１＝Ｃ２）の場合を考える。セル電圧Ｖn−Ｖn-1の中央値２．５Ｖが、上記電源電圧ＶDDとグランド電圧ＶSSとの中間レベル２．５Ｖとなるようにオペアンプ４２の出力電圧を合わせるためには、ＶＡ−ＶＢ＝−２．５Ｖとすればよい。このとき、出力電圧ＶOP、ＶOMは１．２５Ｖ〜３．７５Ｖまでしかスイングせず、グランド電圧ＶSSおよび電源電圧ＶDDに対し十分な余裕を確保できる。

以上述べたように、全差動構成を有する本実施形態によれば、第１コンデンサＣ１ｘの充電時に組電池１にコモンモードノイズが重畳した場合のみならず、電荷再分配の時に組電池１にコモンモードノイズが重畳した場合でも、オペアンプ４２の差動出力電圧ＶOP−ＶOMから当該コモンモードノイズを除去することができる。さらに、回路構成が対称となっているので、各スイッチの切り替え時に発生するフィードスルーなどによる誤差を相殺でき、より高い精度の検出電圧を得ることができる。さらに、オペアンプ４２のオフセット電圧ΔＶOSの影響を排除でき、一層高精度の電圧検出が可能となる。

（第４の実施形態）
次に、図１２を参照しながら第４の実施形態を説明する。
本実施形態の電圧検出装置５１は、第３の実施形態に対し第２スイッチの構成を変更したものである。すなわち、オペアンプ４２の反転入力端子と非反転出力端子の側および非反転入力端子と反転出力端子の側にそれぞれ第２スイッチＳＷ２ｘを設けるのではなく、オペアンプ４２の反転入力端子側および非反転入力端子側にそれぞれ設けられた第１コンデンサＣ１ｘの各一端の間に共通の第２スイッチＳＷ２ｘを設けている。その他の構成およびスイッチのオンオフ制御は電圧検出装置４１と同様である。

第２スイッチＳＷ２ｘがオンする期間３において、２つの第１コンデンサＣ１ｘ同士の接続ノードの電圧をＶYとすると、期間２と期間３との間の電荷保存の一般式は（17）式、（18）式となり、（17）式から（18）式を減ずると（19）式が得られる。すなわち、容量比を調整すれば、差動出力電圧ＶOP−ＶOMは第３の実施形態に示す（13）式と同様となる。

Ｃ１（Ｖn−ＶCOM）＋Ｃ２（ＶＡ−ＶCOM）＝Ｃ１（ＶY−ＶX）＋Ｃ２（ＶOP−ＶX） …（17）
Ｃ１（Ｖn-1−ＶCOM）＋Ｃ２（ＶＢ−ＶCOM）＝Ｃ１（ＶY−ＶX）＋Ｃ２（ＶOM−ＶX） …（18）
ＶOP−ＶOM＝Ｃ１／Ｃ２（Ｖn−Ｖn-1）＋（ＶＡ−ＶＢ） …（19）

次に、電荷再分配が行われる期間３における入力側のコモン電圧ＶXを求める。第１コンデンサＣ１ｘの充電時に組電池１にコモンモードノイズΔＶが重畳した場合、期間２と期間３との間の電荷保存の一般式は（20）式、（21）式となる。このときの差動出力電圧ＶOP−ＶOMは、上記（19）式と同じである。

Ｃ１（Ｖn＋ΔＶ−ＶCOM）＋Ｃ２（ＶＡ−ＶCOM）＝Ｃ１（ＶY−ＶX）＋Ｃ２（ＶOP−ＶX） …（20）
Ｃ１（Ｖn-1＋ΔＶ−ＶCOM）＋Ｃ２（ＶＢ−ＶCOM）＝Ｃ１（ＶY−ＶX）＋Ｃ２（ＶOM−ＶX） …（21）

（20）式と（21）式とを加算すると（22）式が得られる。
２（Ｃ１＋Ｃ２）ＶX＝２Ｃ１ＶY＋２（Ｃ１＋２Ｃ２）ＶCOM−Ｃ１（Ｖn＋Ｖn-1）−２Ｃ１ΔＶ−Ｃ２（ＶＡ＋ＶＢ） …（22）
ここで、Ｃ１＝Ｃ２に設定した場合には、（22）式は（23）式となる。
４ＶX＝２ＶY＋６ＶCOM−（Ｖn＋Ｖn-1）−２ΔＶ−（ＶＡ＋ＶＢ） …（23）

電圧ＶYは、（24）式に示すように電圧ＶnとＶn-1の中央電圧になる。
ＶY＝（Ｖn＋Ｖn-1＋２ΔＶ）／２ …（24）
（23）式と（24）式より、入力側のコモン電圧ＶXは（25）式のようになる。
ＶX＝（６ＶCOM−（ＶＡ＋ＶＢ））／４ …（25）

すなわち、第１コンデンサＣ１ｘの充電時に組電池１にコモンモードノイズが重畳しても、電荷再分配時に入力側のコモン電圧ＶXには影響しない。また、第１スイッチＳＷ１ｘがオフし、第２スイッチＳＷ２ｘがオンする期間３では、第１コンデンサＣ１ｘ同士の接続ノードは電池セルＢｎから切り離されてフローティングの状態にあるので、電荷再分配時に組電池１にコモンモードノイズが重畳しても、入力側のコモン電圧ＶXには影響しない。

本実施形態によれば、第１コンデンサＣ１ｘの充電時に組電池１にコモンモードノイズが重畳した場合のみならず、電荷再分配の時に組電池１にコモンモードノイズが重畳した場合でも、オペアンプ４２の差動出力電圧ＶOP−ＶOMおよび入力側のコモン電圧ＶXから当該コモンモードノイズを除去することができる。その他、フィードスルーなどによる誤差およびオペアンプ４２のオフセット電圧ΔＶOSの影響について、第３の実施形態と同様の効果を得ることができる。

（第５の実施形態）
図１３に示す電圧検出装置６１は、第１の実施形態の電圧検出装置２を全差動形式としたものである。図１４は、スイッチのオンオフ状態および出力電圧ＶOP−ＶOMの波形を示している。スイッチ制御は第１の実施形態と同様である。オペアンプ４２の差動出力電圧ＶOP−ＶOMは（26）式となる。
ＶOP−ＶOM＝２Ｃ１／Ｃ２（Ｖn−Ｖn-1） …（26）
本実施形態によれば、オペアンプ４２のオフセット電圧ΔＶOSの影響を排除できることを除き、第３の実施形態と同様の効果が得られる。

（その他の実施形態）
以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形、拡張を行うことができる。
各実施形態において、電位固定用電圧ＶREFおよび第５スイッチＳＷ５ｘは必ずしも付加する必要はない。この場合でも、オペアンプおよび全てのスイッチを低耐圧トランジスタで構成できる。ただし、第１コンデンサＣ１ｘの他端の電位を固定し安定動作させるためおよび第１コンデンサＣ１ｘの充電時間の短縮のためには付加することが好ましい。
電位固定用電圧は、オペアンプ４、４２の基準電圧ＶREFと異なる電圧に設定してもよい。ただし、第１コンデンサＣ１ｘの充電時間の短縮のためには、両電圧を等しく設定することが好ましい。

図面中、Ｂｎ（Ｂ１〜Ｂ４）は電池セル（単位電池）、１は組電池、２、３１、４１、５１、６１は組電池の電圧検出装置、４、４２はオペアンプ、Ｃ１ｘ（Ｃ１Ａ〜Ｃ１Ｄ）は第１コンデンサ、Ｃ２は第２コンデンサ、ＳＷ１ｘ（ＳＷ１Ａ〜ＳＷ１Ｄ）は第１スイッチ、ＳＷ２ｘ（ＳＷ２Ａ〜ＳＷ２Ｄ）は第２スイッチ、ＳＷ３ｘ（ＳＷ３Ａ〜ＳＷ３Ｄ）は第３スイッチ、ＳＷ４は第４スイッチ、ＳＷ４Ａ、ＳＷ４Ｂ、ＳＷ４Ｃは第４Ａ、第４Ｂ、第４Ｃスイッチ、ＳＷ５ｘ（ＳＷ５Ａ〜ＳＷ５Ｄ）は第５スイッチ、６は制御回路（制御手段）、ＶREFは基準電圧および電位固定用電圧、ＶＡ、ＶＢは定電圧である。

Claims (9)

1. 直列接続された複数の単位電池からなる組電池について各単位電池の電圧を検出する組電池の電圧検出装置であって、
   入力端子が所定の基準電圧にバイアスされたオペアンプと、
   前記各単位電池に対応してそれぞれ設けられた第１コンデンサと、
   前記第１コンデンサに対応する単位電池の高電位側端子、低電位側端子と当該第１コンデンサの一端との間にそれぞれ設けられた第１、第２スイッチと、
   前記オペアンプの反転入力端子と前記第１コンデンサの他端との間に設けられた第３スイッチと、
   前記オペアンプの反転入力端子と出力端子との間に並列に設けられた第２コンデンサおよび第４スイッチと、
   電圧検出対象外の単位電池に対応する前記第２および第３スイッチを開いた状態とし、前記第４スイッチを閉じるとともに電圧検出対象の単位電池に対応する前記第１および第３スイッチを閉じて前記第１コンデンサを充電し、その後、前記第４スイッチを開き、前記電圧検出対象の単位電池について前記第１スイッチに替えて前記第２スイッチを閉じることにより電圧を検出する制御手段とを備えたことを特徴とする組電池の電圧検出装置。
2. 前記オペアンプは前記基準電圧をコモン電圧とする差動出力構成を備え、そのオペアンプの反転入力端子と非反転出力端子の側および非反転入力端子と反転出力端子の側のそれぞれに対して前記第１、第２コンデンサと前記第１ないし第４スイッチを備え、
   前記オペアンプの反転入力端子と非反転出力端子の側では、前記第１、第２スイッチは、前記第１コンデンサに対応する単位電池の高電位側端子、低電位側端子と当該第１コンデンサの一端との間に設けられ、前記第３スイッチは、前記オペアンプの反転入力端子と前記第１コンデンサの他端との間に設けられ、前記第２コンデンサおよび第４スイッチは、前記オペアンプの反転入力端子と非反転出力端子との間に並列に設けられ、
   前記オペアンプの非反転入力端子と反転出力端子の側では、前記第１、第２スイッチは、前記第１コンデンサに対応する単位電池の低電位側端子、高電位側端子と当該第１コンデンサの一端との間に設けられ、前記第３スイッチは、前記オペアンプの非反転入力端子と前記第１コンデンサの他端との間に設けられ、前記第２コンデンサおよび第４スイッチは、前記オペアンプの非反転入力端子と反転出力端子との間に並列に設けられていることを特徴とする請求項１記載の組電池の電圧検出装置。
3. 前記基準電圧との電圧差がスイッチの耐圧以下となる電位固定用電圧が付与された電圧線と前記第１コンデンサの他端との間に第５スイッチが設けられ、
   前記制御手段は、電圧検出対象外の単位電池に対応する前記第２および第３スイッチを開くとともに前記第１および第５スイッチを閉じた状態とし、前記第４スイッチを閉じるとともに電圧検出対象の単位電池に対応する前記第１および第３スイッチを閉じて前記第１コンデンサを充電することを特徴とする請求項１または２記載の組電池の電圧検出装置。
4. 前記電位固定用電圧は、前記基準電圧に等しく設定されていることを特徴とする請求項３記載の組電池の電圧検出装置。
5. 直列接続された複数の単位電池からなる組電池について各単位電池の電圧を検出する組電池の電圧検出装置であって、
   入力端子が所定の基準電圧にバイアスされたオペアンプと、
   前記各単位電池に対応してそれぞれ設けられた第１コンデンサと、
   前記第１コンデンサに対応する単位電池の高電位側端子、低電位側端子と当該第１コンデンサの一端との間にそれぞれ設けられた第１、第２スイッチと、
   前記オペアンプの反転入力端子と前記第１コンデンサの他端との間に設けられた第３スイッチと、
   前記オペアンプの反転入力端子と出力端子との間に設けられた第４Ａスイッチと、
   前記オペアンプの反転入力端子と出力端子との間に直列に設けられた第２コンデンサおよび第４Ｂスイッチと、
   前記第２コンデンサと第４Ｂスイッチとの共通接続点と定電圧が付与された電圧線との間に設けられた第４Ｃスイッチと、
   電圧検出対象外の単位電池に対応する前記第２および第３スイッチを開いた状態とし、前記第４Ａ、第４Ｃスイッチを閉じ、前記第４Ｂスイッチを開くとともに電圧検出対象の単位電池に対応する前記第１および第３スイッチを閉じて前記第１コンデンサを充電し、その後、前記第４Ａ、第４Ｃスイッチを開き、前記第４Ｂスイッチを閉じ、前記電圧検出対象の単位電池について前記第１スイッチに替えて前記第２スイッチを閉じることにより電圧を検出する制御手段とを備えたことを特徴とする組電池の電圧検出装置。
6. 前記オペアンプは前記基準電圧をコモン電圧とする差動出力構成を備え、そのオペアンプの反転入力端子と非反転出力端子の側および非反転入力端子と反転出力端子の側のそれぞれに対して前記第１、第２コンデンサと前記第１、第２、第３、第４Ａ、第４Ｂ、第４Ｃスイッチを備え、
   前記オペアンプの反転入力端子と非反転出力端子の側では、前記第１、第２スイッチは、前記第１コンデンサに対応する単位電池の高電位側端子、低電位側端子と当該第１コンデンサの一端との間に設けられ、前記第３スイッチは、前記オペアンプの反転入力端子と前記第１コンデンサの他端との間に設けられ、前記第４Ａスイッチは、前記オペアンプの反転入力端子と非反転出力端子との間に設けられ、前記第２コンデンサおよび第４Ｂスイッチは、前記オペアンプの反転入力端子と非反転出力端子との間に直列に設けられ、前記第４Ｃスイッチは、前記第２コンデンサと第４Ｂスイッチとの共通接続点と定電圧が付与された電圧線との間に設けられ、
   前記オペアンプの非反転入力端子と反転出力端子の側では、前記第１、第２スイッチは、前記第１コンデンサに対応する単位電池の低電位側端子、高電位側端子と当該第１コンデンサの一端との間に設けられ、前記第３スイッチは、前記オペアンプの非反転入力端子と前記第１コンデンサの他端との間に設けられ、前記第４Ａスイッチは、前記オペアンプの非反転入力端子と反転出力端子との間に設けられ、前記第２コンデンサおよび第４Ｂスイッチは、前記オペアンプの非反転入力端子と反転出力端子との間に直列に設けられ、前記第４Ｃスイッチは、前記第２コンデンサと第４Ｂスイッチとの共通接続点と定電圧が付与された電圧線との間に設けられていることを特徴とする請求項５記載の組電池の電圧検出装置。
7. 前記オペアンプは前記基準電圧をコモン電圧とする差動出力構成を備え、そのオペアンプの反転入力端子と非反転出力端子の側および非反転入力端子と反転出力端子の側のそれぞれに対して前記第１、第２コンデンサと前記第１、第３、第４Ａ、第４Ｂ、第４Ｃスイッチを備えるとともに、前記各側の第２スイッチに替えて共通の第２スイッチを備え、
   前記オペアンプの反転入力端子と非反転出力端子の側では、前記第１スイッチは、前記第１コンデンサに対応する単位電池の高電位側端子と当該第１コンデンサの一端との間に設けられ、前記第３スイッチは、前記オペアンプの反転入力端子と前記第１コンデンサの他端との間に設けられ、前記第４Ａスイッチは、前記オペアンプの反転入力端子と非反転出力端子との間に設けられ、前記第２コンデンサおよび第４Ｂスイッチは、前記オペアンプの反転入力端子と非反転出力端子との間に直列に設けられ、前記第４Ｃスイッチは、前記第２コンデンサと第４Ｂスイッチとの共通接続点と定電圧が付与された電圧線との間に設けられ、
   前記オペアンプの非反転入力端子と反転出力端子の側では、前記第１スイッチは、前記第１コンデンサに対応する単位電池の低電位側端子と当該第１コンデンサの一端との間に設けられ、前記第３スイッチは、前記オペアンプの非反転入力端子と前記第１コンデンサの他端との間に設けられ、前記第４Ａスイッチは、前記オペアンプの非反転入力端子と反転出力端子との間に設けられ、前記第２コンデンサおよび第４Ｂスイッチは、前記オペアンプの非反転入力端子と反転出力端子との間に直列に設けられ、前記第４Ｃスイッチは、前記第２コンデンサと第４Ｂスイッチとの共通接続点と定電圧が付与された電圧線との間に設けられ、
   前記共通の第２スイッチは、前記オペアンプの反転入力端子側および非反転入力端子側にそれぞれ設けられた第１コンデンサの各一端の間に設けられていることを特徴とする請求項５記載の組電池の電圧検出装置。
8. 前記基準電圧との電圧差がスイッチの耐圧以下となる電位固定用電圧が付与された電圧線と前記第１コンデンサの他端との間に第５スイッチが設けられ、
   前記制御手段は、電圧検出対象外の単位電池に対応する前記第２および第３スイッチを開くとともに前記第１および第５スイッチを閉じた状態とし、前記第４Ａ、第４Ｃスイッチを閉じ、前記第４Ｂスイッチを開くとともに電圧検出対象の単位電池に対応する前記第１および第３スイッチを閉じて前記第１コンデンサを充電することを特徴とする請求項５ないし７の何れかに記載の組電池の電圧検出装置。
9. 前記電位固定用電圧は、前記基準電圧に等しく設定されていることを特徴とする請求項８記載の組電池の電圧検出装置。

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