JP2012120253A - 電力伝送システム - Google Patents

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Abstract

【課題】電力伝送を行う際の周波数の決定が容易かつ正確となり、エネルギー伝送効率が向上する電力伝送システムを提供する。
【解決手段】本発明の電力伝送システムは、直流電圧を所定の周波数の交流電圧に変換して出力するスイッチング素子（１０６）と、前記出力された交流電圧が入力される送電アンテナ部（１０８）と、前記送電アンテナ部に流れる電流を検出する電流検出部（１０７）と、前記スイッチング素子がオンとされる時刻と、前記電流検出部によって電流ゼロが検出される時刻との差分の時間を計測するタイマー部（１１０）と、前記タイマー部によって計測される時間に基づいて前記周波数を設定する周波数設定部（１１０）と、を有することを特徴とする。
【選択図】 図１

Description

本発明は、磁気共鳴方式の磁気共鳴アンテナが用いられるワイヤレス電力伝送システムに関する。
近年、電源コードなどを用いることなく、ワイヤレスで電力（電気エネルギー）を伝送する技術の開発が盛んとなっている。ワイヤレスで電力を伝送する方式の中でも、特に注目されている技術として、磁気共鳴方式と呼ばれるものがある。この磁気共鳴方式は２００７年にマサチューセッツ工科大学の研究グループが提案したものであり、これに関連する技術は、例えば、特許文献１（特表２００９−５０１５１０号公報）に開示されている。
磁気共鳴方式のワイヤレス電力伝送システムは、送電側アンテナの共振周波数と、受電側アンテナの共振周波数とを同一とすることで、送電側アンテナから受電側アンテナに対し、効率的にエネルギー伝達を行うものであり、電力伝送距離を数十ｃｍ〜数ｍとすることが可能であることが大きな特徴の一つである。
特表２００９−５０１５１０号公報
従来の電力伝送システムにおいては、送電側アンテナから受電側アンテナに対し効率的にエネルギー伝達が行われていることを確認するために、方向性結合器などを利用してＶＳＷＲ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｔａｎｄｉｎｉｇ Ｗａｖｅ Ｒａｔｉｏ）を計測していた。送電側アンテナと受電側アンテナとが共振周波数で共振している場合ＶＳＷＲは最小の値をとる。そこで、従来の電力伝送システムにおいては、周波数を変更しつつ方向性結合器を利用することによってＶＳＷＲを計測し、ＶＳＷＲが最小となる周波数を選択して、電力伝送を行っていた。
しかしながら、方向性結合器の感度調整は非常に難しく、一定した出力を得ることが困難であり、従来の電力伝送システムにおいては、ＶＳＷＲが最小となる周波数を選択したとしても、伝送効率が最もよくなる周波数で伝送を行っていない可能性もあり、エネルギー効率上問題であった。
上記問題を解決するために、請求項１に係る発明は、直流電圧を所定の周波数の交流電圧に変換して出力するスイッチング素子と、前記出力された交流電圧が入力される送電アンテナ部と、前記送電アンテナ部に流れる電流を検出する電流検出部と、前記スイッチング素子がオンとされる時刻と、前記電流検出部によって電流ゼロが検出される時刻との差分の時間を計測するタイマー部と、前記タイマー部によって計測される時間に基づいて前記周波数を設定する周波数設定部と、を有することを特徴とする電力伝送システムである。
また、請求項２に係る発明は、請求項１に記載の電力伝送システムにおいて、前記周波数設定部は前記時間が所定値以内であると判定すると、前記周波数によって電力伝送を行うように決定することを特徴とする。
また、請求項３に係る発明は、請求項１又は請求項２に記載の電力伝送システムにおい
て、前記周波数設定部は前記時間が所定値以内でないと判定すると、前記周波数を変更することを特徴とする。
本発明に係る電力伝送システムは、設定された周波数の適否を簡易かつ調整容易なタイマー部によって判定するので、本発明に係る電力伝送システムによれば、電力伝送を行う際の周波数の決定が容易かつ正確となり、エネルギー伝送効率が向上する。
本発明の実施形態に係る電力伝送システムのブロック図である。 本発明の実施形態に係る電力伝送システムを車両充電設備に適用した例を示す図である。 本発明の実施形態に係る電力伝送システムのインバータ回路を示す図である。 本発明の実施形態に係る電力伝送システムの制御部の構成を示す図である。 本発明の実施形態に係る電力伝送システムの位相差計測タイマー部を説明する図である。 本発明の実施形態に係る電力伝送システムにおけるインバータ駆動波形と位相差検出タイミングを示す図である。 送電アンテナ１０８と受電側システム２００の等価回路を示す図である。 等価回路の入力インピーダンス特性と総合効率を示す図である。 ＦＥＴ（スイッチング素子）の損失を説明する図である。 周波数ｆ0であるときの電圧・電流波形を示す図である。 周波数ｆ1であるときの電圧・電流波形を示す図である。 最大伝送効率時の電圧電流波形を示す図である。 本発明の実施形態に係る電力伝送システムにおける周波数決定処理フローを示す図である。
以下、本発明の実施形態を図面を参照しつつ説明する。図１は本発明の実施形態に係る電力伝送システムのブロック図である。また、図２は本発明の実施形態に係る電力伝送システムを車両充電設備に適用した例を示す図である。図２は図１中の（Ａ）の構成の具体例である。本発明の電力伝送システムは、例えば、電気自動車（ＥＶ）やハイブリッド電気自動車（ＨＥＶ）などの車両への充電のためのシステムに用いるのに好適である。そこで、図２に示すような車両充電設備への適用例を用いて以下説明する。なお、本発明の電力伝送システムは、車両充電設備以外の電力伝送にももちろん用いることが可能である。
本発明の実施形態に係る電力伝送システムでは、送電側システム１００側の送電アンテナ１０８から、受電側システム２００側の受電アンテナ２０２へ効率的に電力を伝送することを目的としている。このとき、送電アンテナ１０８の共振周波数と、受電アンテナ２０２の共振周波数とを同一とすることで、送電側アンテナから受電側アンテナに対し、効率的にエネルギー伝達を行うようにする。ここで、送電アンテナ１０８のインダクタンスはＬｔ、キャパシタンスはＣｔであり、受電アンテナ２０２のインダクタンスはＬｘ、キャパシタンスはＣｘである。
図２において、一点鎖線の下側に示す構成が送電側システム１００であり、本例では車両充電設備となっている。一方、一点鎖線の上側に示す構成は受電側システム２００であり、本例では電気自動車などの車両となっている。上記のような送電側システム１００は、例えば、地中部に埋設されるような構成となっており、電力を伝送する際には、地中埋設された送電側システム１００の送電アンテナ１０８に対して、車両を移動させて、車両
に搭載される受電アンテナ２０２を位置合わせした上で、電力の送受を行うようにする。車両の受電アンテナ２０２は、車両の底面部に配されてなるものである。
送電側システム１００におけるＡＣ／ＤＣ変換部１０４は、入力される商用電源を一定の直流に変換するコンバータである。このＡＣ／ＤＣ変換部１０４からの出力は２系統あり、一方は高電圧部１０５に、他方は低電圧部１０９に出力される。高電圧部１０５はインバータ部１０６に供給する高電圧を生成する回路であり、低電圧部１０９は制御部１１０に用いられるロジック回路に供給する低電圧を生成する回路である。また、高電圧部１０５で生成される電圧の設定は制御部１１０から制御可能となっている。
インバータ部１０６は、高電圧部１０５から供給される高電圧から所定の交流電圧を生成して、送電アンテナ１０８に供給するものである。また、インバータ部１０６から送電アンテナ１０８に供給される電力の電流成分は電流検出部１０７によって検出可能に構成される。
インバータ部１０６周辺の構成について図３を参照してより詳細に説明する。図３は本発明の実施形態に係る電力伝送システムのインバータ回路を示す図である。この図３は、図１中の（Ｂ）の構成を具体的に示すものでもある。
インバータ部１０６は図３に示すように、フルブリッジ方式で接続されたＱA乃至ＱDからなる４つの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）によって構成されている。
本実施形態においては、直列接続されたスイッチング素子ＱAとスイッチング素子ＱBの間の接続部Ｔ１と、直列接続されたスイッチング素子ＱCとスイッチング素子ＱDとの間の接続部Ｔ２との間に送電アンテナ１０８が接続される構成となっており、図６に示されるようにスイッチング素子ＱAとスイッチング素子ＱDがオンのとき、スイッチング素子ＱB
とスイッチング素子ＱCがオフとされ、スイッチング素子ＱBとスイッチング素子ＱCがオ
ンのとき、スイッチング素子ＱAとスイッチング素子ＱDがオンとされることで、接続部Ｔ１と接続部Ｔ２との間に矩形波の交流電圧を発生させる。
上記のようなインバータ部１０６を構成するスイッチング素子ＱA乃至ＱDに対する駆動信号は制御部１１０から入力されるようになっている。
なお、本実施形態では、定電圧源からの直流電圧を交流電圧として矩形波形の交流電圧を出力するように制御しているが、電圧を制御するのではなく、電流を制御するように構成しても良い。また、本実施形態ではインバータをフルブリッジ構成としたがハーフブリッジ構成としても同様の効果が得られる。
制御部１１０は、後述するようにマイクロコンピュータと論理回路などから構成されるものであり、送電側システム１００の全体的な制御を行う。発振器１０３は、制御部１１０を構成するマイクロコンピュータと論理回路などにクロック信号を供給する。
また、本発明に係る電力伝送システムにおいては、制御部１１０が電力伝送実行の際の最適周波数を選択する。この際、当該制御部１１０はインバータ部１０６で発生させる交流の周波数を可変しつつ、電力伝送に最適な周波数をサーチする構成となっている。
より具体的には、制御部１１０はインバータ部１０６で所定周波数の交流を発生させて、後述する位相差計測タイマー部１１５によって、前記スイッチング素子がオンとされる時刻と、電流検出部１０７によって電流ゼロが検出される時刻との差分の時間を計測する。そして、この位相差計測タイマー部１１５によって計測される時間が所定値以内である
かを判定することで所定の周波数が適切であるか否かを判定する。なお、所定の周波数が適切であるというのは、電力伝送システムの送受電間で伝送効率が最も良くなる周波数を適切であるとして以後も説明する。
この判定で、前記時間が所定値以内であると判定された（所定の周波数が適切であると判定された）場合、その周波数を設定周波数として電力伝送を行うように決定する。一方、判定で前記時間が所定値以内であると判定されなかった（所定の周波数が適切であると判定されなかった）場合、前記周波数を変更して、再び前記の位相差計測タイマー部１１５を用いて前記の時間を計測する。これを繰り返して、最適な周波数を決定するようにする。制御部１１０による電力伝送周波数の決定については後により詳しく説明する。
さて、上記のように電力伝送のための周波数が決定した後には、当該周波数でインバータ部１０６を駆動して、インバータ部１０６から出力される電力を送電アンテナ１０８に投入する。送電アンテナ１０８は、誘導性リアクタンス成分Ｌｔを有するコイルと容量性リアクタンス成分Ｃｔを有するコンデンサとから構成されており、対向するようにして配置される車両搭載の受電アンテナ２０２と共鳴することで、送電アンテナ１０８から出力される電気エネルギーを受電アンテナ２０２に送ることができるようになっている。
次に、車両側に設けられている受電側システム２００について説明する。受電側システム２００において、受電アンテナ２０２は、送電アンテナ１０８と共鳴することによって、送電アンテナ１０８から出力される電気エネルギーを受電するものである。受電アンテナ２０２にも、送電側のアンテナ部と同様、誘導性リアクタンス成分Ｌｘを有するコイルと共に、容量性リアクタンス成分Ｃｘを有するコンデンサも含まれる構成となっている。
受電アンテナ２０２で受電された矩形波の交流電力は、整流部２０３において整流され、整流された電力は充電制御部２０４を通してバッテリー２０５に蓄電されるようになっている。充電制御部２０４は不図示の受電側システム２００主制御部からの指令に基づいてバッテリー２０５の蓄電を制御する。
次に、送電側システム１００における制御部１１０による電力伝送を実行する際の周波数の決定処理についてより詳しく説明する。図４は本発明の実施形態に係る電力伝送システムの制御部１１０の構成を示す図である。図４に示すように、送電アンテナ１０８に取り付けられ、送電アンテナ１０８に供給される電流を検出する電流検出部１０７によって検出された電流値は制御部１１０に入力されるようになっている。
電流検出部１０７から入力された電流検出値は、交流結合１１１によって直流成分が除かれ比較器１１２の一方の入力端に入力される。比較器１１２の他方の入力端にはグランドが接続されており、これにより比較器１１２からは、電流検出部１０７の検出電流ゼロのとき、信号（ゼロクロス信号）が出力されることとなる。このゼロクロス信号（Ｚｅｒｏ）は、位相差計測タイマー部１１５に入力される。
制御部１１０におけるインバータタイミング発生部１１３は、スイッチング素子ＱA乃
至ＱDそれぞれに対する駆動信号を発生する構成であり、このうちのスイッチング素子ＱDへの駆動信号はＰＷＭ信号として、位相差計測タイマー部１１５にも入力される。
また、制御部１１０におけるマイクロコンピュータ１１７からは、Ｐｈａｓｅ信号及びＴ-Ｒｅｓｅｔ信号が位相差計測タイマー部１１５に対して入力される。逆に、位相差計
測タイマー部１１５が計測したタイマー値はマイクロコンピュータ１１７側に送信されるようになっている。
図５は本発明の実施形態に係る電力伝送システムの位相差計測タイマー部１１５を説明する図であり、図５（Ａ）は位相差計測タイマー部１１５の回路構成例を示す図であり、図５（Ｂ）は位相差計測タイマー部１１５の各構成の動作タイミングを示す図である。図５（Ｂ）に示すように図５（Ａ）に示す回路は以下のように動作する。
位相差計測タイマー部１１５は、ＰＷＭ信号を検出すると、次のクロックパルスでＥｎａｂｌｅ信号を出力して、カウンタにおけるタイマーのカウントを開始する。タイマーのカウントを開始後、２回目のゼロクロス信号（Ｚｅｒｏ）を信号すると、次のクロックパルスでＥｎａｂｌｅ信号を出力して、カウンタによるカウントを中止する。このカウンタによるカウント値はタイマー値として、マイクロコンピュータ１１７側に送信される。
以上のような位相差計測タイマー部１１５によってカウントされるタイマー値について図６を参照して説明する。図６は本発明の実施形態に係る電力伝送システムにおけるインバータ駆動波形と位相差検出タイミングを示す図である。本実施形態に係る電力伝送システムの位相差計測タイマー部１１５は、スイッチング素子がオンとされる時刻と、電流検出部によって電流ゼロが２回目に検出される時刻との差分の時間を計測するようになっている。すなわち、位相差計測タイマー部１１５は、図６で示す場合、ちょうどＴに示す時間をカウントして、タイマー値として出力するようになっている。
本実施形態ではカウンタを用いてタイマー計測を行う例で説明したが、ＰＷＭ信号から三角波を生成し、前記三角波を積分回路に入力しＥｎａｂｌｅ信号が能動である期間において積分を実行してタイマー値を電圧信号に変換して検出する構成としても良い（不図示）。
次に、以上のような時間Ｔを検出して、これに基づいて、電力伝送にとって最適な周波数であるか否かを判定することについて説明する。まず、図７に示す送電アンテナ１０８と受電側システム２００の等価回路について検討する。
図７において、送電アンテナ１０８は、誘導性リアクタンス成分Ｌｔを有するコイルと容量性リアクタンス成分Ｃｔを有するコンデンサとから構成されている。また、Ｒｔは送電アンテナ１０８の抵抗成分である。
受電アンテナ２０２は、誘導性リアクタンス成分Ｌｘを有するコイルと共に、容量性リアクタンス成分Ｃｘを有するコンデンサとから構成されている。Ｒｘは受電アンテナ２０２の抵抗成分である。
また、送電アンテナ１０８と受電アンテナ２０２との間の誘導性結合の結合係数をＫ、また送電アンテナ１０８と受電アンテナ２０２との間の容量性結合成分をＣｓとする。ＲＬは受電アンテナ２０２以降の全ての負荷成分を示している。
以上のような送電アンテナ１０８及び受電アンテナ２０２の等価回路に基づいてシミュレーションによって求めたインピーダンス特性を図８（Ａ）に示す。一方、図１に示すようなインバータ回路１０６までも含めた総合的な電力伝送効率を図８（Ｂ）に示す。図８（Ａ）の横軸と、図８（Ｂ）の横軸は共に周波数を示しており、スケールは同じものである。
図８において、周波数ｆ1、ｆ2はインピーダンスの極小点を与える周波数であり、周波数ｆ0は総合効率の極大点を与える周波数である。本実施形態に係る電力伝送システムに
おいては、インピーダンスが極小となる周波数ｆ1、ｆ2によって電力伝送を行ったとしても総合効率上には不利であるので、周波数ｆ0によって電力伝送を行うようにするもので
ある。
次に、以上のような周波数ｆ0によって総合的な電力伝送効率が極大となる理由につい
て説明する。図９はスイッチング素子であるＦＥＴの損失を説明する図である。以下の説明においては、インバータ部１０６を構成するスイッチング素子のうちＱAとＱDがオンとなる半サイクル分のタイミングに基づいて説明するが、スイッチング素子ＱBとＱCがオンとなる半サイクル分についても同様に考えることができる。
図９（Ａ）はスイッチング素子ＱAのソース出力部における電圧・電流挙動を模式的に
示す図であり、図９（Ｂ）はスイッチング素子ＱDのドレイン入力部における電圧・電流
挙動を模式的に示す図であり、図９（Ｃ）はスイッチング素子ＱAとＱDがオンとなるタイミングを示す図である。図９（Ｃ）においては、スイッチング素子ＱAとＱDがオンとなるときに流れる電流Ｉｐが示されている。
図９（Ａ）及び図９（Ｂ）の両方において、ｔ１はスイッチング素子のターンオン損失が発生する期間を示し、ｔ２はスイッチング素子のオン損失が発生する期間を示し、ｔ３はスイッチング素子のターンオフ損失が発生する期間を示している。電力伝送システムの総合効率を検討する上では、アンテナ間のインピーダンス特性のみならず、このようなスイッチング素子に関するロスについても検討することが重要である。
上記のようなスイッチング素子に関する損失を考えるとき、ターンオン損失、ターンオフ損失はほとんど無視できるのでオン損失を主として考える。ここで、スイッチング素子（ＦＥＴ）を駆動する周波数をｆとし、ＦＥＴのドレインソース間の抵抗をＲｄｓとすると、オン損失ＰＬonは下式（１）のように示すことができる。
Figure 2012120253
 式（１）によれば、周波数が高くなればなるほど、またＦＥＴに流れる電流が大きくなればなるほど、またＦＥＴのオン時間が長くなればなるほど、オン損失ＰＬonが大きくなることがわかる。
図１０は極大の総合効率を与える周波数ｆ0であるときの電圧・電流波形を示す図であ
り、図１１は極小のインピーダンスを与える周波数ｆ1であるときの電圧・電流波形を示
す図である。図１０（Ａ）、図１１（Ａ）は図９（Ａ）に相当する実測図であり、図１０（Ｂ）、図１１（Ｂ）は図９（Ｂ）に相当する実測図である。
両図を比較すると分かるように、スイッチング素子がオンしているときに電流の流れが少ない図１０に示す場合の方が総合効率上では有利となる。なお、最大伝送効率を与える電圧電流波形は図１２に示すようにシミュレーションによって得ることができ、本実施形態における電力伝送システムにおいても、図１２に示すような電圧・電流の位相差が得られるように周波数を決定する。このために、インバータ部１０６の駆動周波数を変更しつつ、先の位相差計測タイマー部１１５によって時間Ｔを検出し、この時間Ｔが所定のものとなる周波数を選択するようにしている。
次に、制御部１１０における最適な周波数を決定するための処理について説明する。図１３は本発明の実施形態に係る電力伝送システムにおける周波数決定処理フローを示す図である。制御部１１０のマイクロコンピュータ１１７で実行されるものである。
図１３において、ステップＳ２００で処理が開始されると、続くステップＳ２０１においては、
高電圧部１０５で生成する電圧を設定し、ステップＳ２０２では、インバータ部１０６を駆動するための初期周波数の設定を行う。
ステップＳ２０３では、周波数が設定範囲内であるかチェックする判定を行う。この判定結果がＮＯであれば、ステップＳ２１１で「故障」判断をし、ステップＳ２１４で処理を終了する。判定結果がＹＥＳであれば、ステップＳ２０４に進む。
ステップＳ２０４では、インバータ部１０６を設定した周波数で駆動し、ステップＳ２０５では、Ｐｈａｓｅ＝１として位相差計測タイマー部１１５に出力しカウンタを有効にする。ステップＳ２０６では、位相差計測タイマー部１１５による測定が終了したかを判定し、この判定がＹＥＳであればステップＳ２０７に進む。
ステップＳ２０７においては、位相差計測タイマー部１１５からタイマー値の読取を行い、ステップＳ２０８では、読み取ったタイマー値が所定値であるかを判定する。この所定値は、電力伝送システムとして極大の効率を与える周波数に対応したタイマー値である。
ステップＳ２０７における判定がＮＯである場合には、ステップＳ２１２に進み、タイマーリセット（Ｔ−Ｒｅｓｅｔ）信号を出力して、ステップＳ２１３で、インバータ部１０６の駆動周波数を更新する。そして、再び、ステップＳ２０３から再計測を行う。
一方、ステップＳ２０７における判定がＹＥＳである場合には、ステップＳ２０９に進み、設定された周波数による電力伝送を決定する。ステップＳ２１０では、Ｐｈａｓｅ信号として０を出力しカウンタを無効化し、ステップＳ２１４で処理を終了する。
以上、本発明に係る電力伝送システムは、設定された周波数の適否を簡易かつ調整容易なタイマー部によって判定するので、本発明に係る電力伝送システムによれば、電力伝送を行う際の周波数の決定が容易かつ正確となり、エネルギー伝送効率が向上する。
１００・・・送電側システム
１０３・・・発振器
１０４・・・ＡＣ／ＤＣ変換部
１０５・・・高電圧部
１０６・・・インバータ部
１０７・・・電流検出部
１０８・・・送電アンテナ
１０９・・・低電圧部
１１０・・・制御部
１１１・・・交流結合
１１２・・・比較器
１１３・・・インバータタイミング発生部
１１５・・・位相差計測タイマー部
１１７・・・マイクロコンピュータ
２００・・・受電側システム
２０２・・・受電アンテナ
２０３・・・整流部
２０４・・・充電制御部
２０５・・・バッテリー

Claims (3)

  1. 直流電圧を所定の周波数の交流電圧に変換して出力するスイッチング素子と、
    前記出力された交流電圧が入力される送電アンテナ部と、
    前記送電アンテナ部に流れる電流を検出する電流検出部と、
    前記スイッチング素子がオンとされる時刻と、前記電流検出部によって電流ゼロが検出される時刻との差分の時間を計測するタイマー部と、
    前記タイマー部によって計測される時間に基づいて前記周波数を設定する周波数設定部と、を有することを特徴とする電力伝送システム。
  2. 前記周波数設定部は前記時間が所定値以内であると判定すると、前記周波数によって電力伝送を行うように決定することを特徴とする請求項１に記載の電力伝送システム。
  3. 前記周波数設定部は前記時間が所定値以内でないと判定すると、前記周波数を変更することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電力伝送システム。
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