JP2012125018A - 単相交流直流変換装置及び単相交流直流変換装置を用いた空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】 入力電流の脈動を低減し、電流の脈動に起因するノイズを抑制する単相交流直流変換装置及びこの単相交流直流変換装置を用いた空気調和機を得ること。
【解決手段】 整流素子を直列に接続して形成される整流素子列を並列接続して形成されるブリッジ回路と、整流素子列のうち２列分の整流素子列を構成する整流素子に並列に接続された逆阻止スイッチ素子と、ブリッジ回路の負荷側に並列接続されたコンデンサと、一方の極が２列分の整流素子列の整流素子同士の接続点にそれぞれリアクトルを介して接続され、他方の極がその他の整流素子列の整流素子同士の接続点に接続されている単相交流電源と、を備え、パルス幅変調制御手段は、互いに逆位相となっている三角波により２つのＰＷＭ制御信号を生成するとともに、一方のＰＷＭ制御信号により、一方の逆阻止スイッチ素子を、他方のＰＷＭ制御信号により、他方の逆阻止スイッチ素子を制御するようにした。
【選択図】 図１

Description

この発明は、単相交流電源を直流に変換する単相交流直流変換装置に関するものであり、また、この交流直流変換装置を用いた空気調和機に関するものである。

空気調和機に備えられたモータ等の負荷を駆動する際には、インバータにより駆動することが一般的に行われている。ここで、インバータへの入力は直流電圧でなければならないため、単相の交流電源から出力される電圧を直流電圧に変換する必要がある。

この単相交流電源を直流電源に変換する装置として、従来、様々なものが提案されている。例えば、特許文献１は、交流入力を全波整流して得られる直流電圧より高い直流出力電圧を得るためのＡＣ／ＤＣ変換回路において、半導体による発生損失を低減すると共に変換効率を向上し、小型に構成することを目的としたもので、全波整流回路の交流入力側に交流リアクトルを直列接続すると共に直流出力側にコンデンサを接続し、さらに全波整流回路を構成する整流素子アーム数の半数の整流素子と逆並列に自己消弧形半導体スイッチを接続することを特徴とするＡＣ／ＤＣ変換回路が開示されている。

特公平７−７９５４８（請求項１、第１図）

このように構成された従来の単相直流交流変換装置では、逆阻止スイッチ素子を交流入力の周波数より十分高い周波数でオン・オフすることで、交流入力側には交流入力電圧と位相および波形が一致した電流が流れ、直流平滑用コンデンサの端子電圧が上昇するようにしいる。しかし、このように回路動作する従来の単相直流交流変換装置においては、逆阻止スイッチ素子のオン・オフの周期で入力電流が脈動すると共に、電流の脈動がノイズ増加の要因となっているという課題があった。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、入力電流の脈動を低減するとともに、電流の脈動に起因するノイズを抑制する単相交流直流変換装置及びこの単相交流直流変換装置を用いた空気調和機を得ることを目的とする。

本発明にかかる単相交流直流変換装置は、少なくとも２つの整流素子を直列に接続して形成される整流素子列を３列以上並列接続して形成されるブリッジ回路と、整流素子列のうち２列分の整流素子列を構成する整流素子に並列に接続された逆阻止スイッチ素子と、ブリッジ回路の負荷側に並列接続されたコンデンサと、ＰＷＭ信号を生成するとともに、該ＰＷＭ信号により逆阻止スイッチ素子を制御するパルス幅変調制御手段と、一方の極が２列分の整流素子列の整流素子同士の接続点にそれぞれリアクトルを介して接続され、他方の極がその他の整流素子列の整流素子同士の接続点に接続されている単相交流電源と、を備え、パルス幅変調制御手段は、互いに逆位相となっている三角波により２つのＰＷＭ制御信号を生成するとともに、一方のＰＷＭ制御信号により、一方の整流素子列に接続された逆阻止スイッチ素子を制御し、他方のＰＷＭ制御信号により、他方の整流素子列に接続された逆阻止スイッチ素子を制御するものである。

入力電流の脈動を低減するとともに、電流の脈動に起因するノイズを抑制する単相交流直流変換装置及びこの単相交流直流変換装置を用いた空気調和機を得ることができる。

実施の形態１に係る単相交流直流変換装置の回路構成図である。 実施の形態１に係る動作を示す波形図である。 実施の形態１に係るＰＷＭ制御信号の生成例を示す波形図である。 シミュレーションにおいて使用した回路図である。 従来技術におけるシミュレーション結果を示す図である。 実施の形態１におけるシミュレーション結果を示す図である。 電源電圧ゼロクロス付近の対地間電圧の変化を示す図である。 実施の形態２に係る単相交流直流変換装置の回路構成図である。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る単相交流直流変換装置の回路構成図である。
図１において、単相交流電源１は、一方の極が接地されているとともに、他方の極からのびる電源線は分岐してリアクトル２ａ、リアクトル２ｂの一端にそれぞれ接続されている。

逆阻止スイッチ素子３ａ〜３ｄは、ブリッジ接続されて構成されている。すなわち、逆阻止スイッチ素子３ａと３ｂが直列に接続され、逆阻止スイッチ素子３ｃと３ｄが直列に接続されている。そして、逆阻止スイッチ素子３ａ、３ｃのコレクタ側は上側の直流母線に接続されており、逆阻止スイッチ素子３ｂ、３ｄのエミッタ側は下側の直流母線に接続されている。なお、上側の直流母線とは、直流母線のうち高電圧が出力される側の直流母線のことを指しており、下側の直流母線とは、直流母線のうち低電圧が出力される側の直流母線を指している。以下では、上側の直流母線に接続されている逆阻止スイッチ素子を上アーム側の逆阻止スイッチ素子と呼び、下側の直流母線に接続されている逆阻止スイッチ素子を下アーム側の逆阻止スイッチ素子と呼ぶ。

逆阻止スイッチ素子３ａ〜３ｄのそれぞれには、整流素子４ａ〜４ｄが並列に接続されている。整流素子４ａ〜４ｄは、例えばダイオードであって、逆阻止スイッチ素子３ａ〜３ｄがオン状態のときの電流の向きと逆向きに、電流が流れるように接続されている。すなわち、それぞれの逆阻止スイッチ素子のエミッタ側とダイオードのアノード側が接続され、それぞれの逆阻止スイッチ素子のコレクタ側とダイオードのカソード側が接続されている。この回路では、整流素子４ａと４ｂとが直列接続されて整流素子列を構成し、整流素子４ｃと４ｄとが直列接続されて整流素子列を構成している。

逆阻止スイッチ素子３ａのエミッタ側（すなわち、逆阻止スイッチ素子３ｂのコレクタ側）には、リアクトル２ａの一端が接続されており、同様に、逆阻止スイッチ素子３ｃのエミッタ側（すなわち、逆阻止スイッチ素子３ｄのコレクタ側）には、リアクトル２ｂの一端が接続されている。なお、詳細には図示していないが、逆阻止スイッチ素子３ａ〜３ｄの駆動信号入力部（逆阻止スイッチ素子がトランジスタ構成の場合はベース-エミッタ間、ＩＧＢＴ構成の場合はゲート-エミッタ間、ＦＥＴ構成の場合はゲート-ソース間）は、後述するパルス幅変調制御手段９に接続されている。なお、リアクトル２ａ、２ｂの他端側は、前述した単相交流電源１に接続されている。

逆阻止スイッチ素子３ａ〜３ｄの出力側には、さらに、整流素子４ｅと４ｆとが並列に接続されている。すなわち、整流素子４ｅのカソード側が上側の直流母線に接続され、整流素子４ｅのアノード側と整流素子４ｆのカソード側とが接続され、整流素子４ｆのアノード側が下側の直流母線に接続されている。整流素子４ｅと４ｆとは整流素子列を構成している。さらに、単相交流電源１の接地側の電源線が、整流素子４ｅと整流素子４ｆとの接続点に接続されている。

整流素子４ｅと４ｆの出力側には、直流平滑用コンデンサ５が直流母線間に並列接続されており、直流平滑用コンデンサ５の出力側には負荷６が直流母線間に並列接続されている。なお、負荷６として直流負荷または、インバータを介した交流負荷が接続されるが、詳細な図示は省略している。負荷６としては、例えば空気調和機においては、圧縮機や送風機等を駆動しているモータが接続される。

電源電圧位相検出手段７は、単相交流電源１と並列に接続されており、単相交流電源１の電圧位相（極性）を検出する。また、直流電圧検出手段８は、直流平滑用コンデンサ５の両端に接続され、直流平滑用コンデンサ５にかかる電圧（すなわち直流母線間の出力電圧）を検出する。パルス幅変調制御手段９は、電源電圧位相検出手段７と直流電圧検出手段８との検出結果に基づいて、逆阻止スイッチ素子３ａ〜３ｄのゲートに対して制御信号を送出することにより、逆阻止スイッチ素子３ａ〜３ｄを駆動している。

次に動作について説明する。
図２は、実施の形態１に係る動作を示す波形図である。図２では、電源電圧波形１０の１周期分について示している。電源電圧波形１０は、一般には商用交流電源で、正弦波となっている。三角波１１ａ、１１ｂはパルス幅変調制御手段９の内部で生成される波形であり、互いに逆位相の波形が生成されている。また、パルス幅変調制御手段９では、この三角波１１ａ、１１ｂと別途生成する目標波形とを比較して、三角波１１ａ、１１ｂの方が小さい区間で、ＰＷＭ制御信号１２ａ〜１２ｄがオンとなるように制御している。また、ＰＷＭ制御信号１２ａ〜１２ｄは、それぞれ逆阻止スイッチ素子３ａ〜３ｄの駆動信号入力部に印加されて、逆阻止スイッチ素子３ａ〜３ｄをオン制御するための信号である。

パルス幅変調制御手段９は、電源電圧が正の区間においては、下アーム側の逆阻止スイッチ素子３ｂ、３ｄを制御し、電源電圧が負の区間においては、上アーム側の逆阻止スイッチ素子３ａ、３ｃを制御するように、ＰＷＭ制御信号１２ａ〜１２ｄを出力する。

下アーム側の逆阻止スイッチ素子３ｂと逆阻止スイッチ素子３ｄとは、互いに逆位相となる三角波１１ａ、１１ｂにより生成されたＰＷＭ制御信号１２ｂ、１２ｄにより制御される。また、上アーム側の逆阻止スイッチ素子３ａと逆阻止スイッチ素子３ｃとも、互いに逆位相となる三角波１１ａ、１１ｂにより生成されたＰＷＭ制御信号１２ａ、１２ｃにより制御される。

図３は、実施の形態１に係るＰＷＭ制御信号の生成例を示す波形図である。図３において、別途生成する目標波形１３と、三角波１１ａ及び三角波１１ｂとの大小比較がパルス幅変調制御手段９によってなされる。目標波形１３としては電源電圧波形１０に対して直流電圧検出手段８を目標値に近づけるためのゲインを掛け合わせた値が取り込まれている。目標波形１３よりも三角波１１ａが小さい区間において、ＰＷＭ制御信号１２ｂがオンとなり、また、目標波形１３よりも三角波１１ｂが小さい区間において、ＰＷＭ制御信号１２ｄがオンとなる。そして、ＰＷＭ制御信号１２ｂは逆阻止スイッチ素子３ｂのベースに印加され、ＰＷＭ制御信号１２ｄは逆阻止スイッチ素子３ｄのベースに印加され、それぞれの逆阻止スイッチ素子をオン制御する。

なお、図３では、逆阻止スイッチ素子３ｂ、３ｄを例にあげたが、逆阻止スイッチ素子３ａ、３ｃにおいても同様である。また、図３では、三角波１１ａによりＰＷＭ制御信号１２ｂを生成し、三角波１１ｂによりＰＷＭ制御信号１２ｄを生成しているが、ＰＷＭ制御信号が互いに逆位相の三角波により生成されていればよいので、図３の例と逆であってもかまわない。

上記のように逆阻止スイッチ素子を制御したとき、電流の流れる経路は、電源電圧の正負、逆阻止スイッチ素子のオン／オフの状態、及び、制御対象となっている逆阻止スイッチ素子、により以下の８パターンが存在する。

（Ａ）電源電圧が正の区間
＜逆阻止スイッチ素子３ｂがオン＞
（１）単相交流電源１→リアクトル２ａ→逆阻止スイッチ素子３ｂ→整流素子４ｆ→単相交流電源１
＜逆阻止スイッチ素子３ｂがオフ＞
（２）単相交流電源１→リアクトル２ａ→整流素子４ａ→直流平滑用コンデンサ５→整流素子（４ｂ、４ｄ、４ｆ）→単相交流電源１
＜逆阻止スイッチ素子３ｄがオン＞
（３）単相交流電源１→リアクトル２ｂ→逆阻止スイッチ素子３ｄ→整流素子４ｆ→単相交流電源１
＜逆阻止スイッチ素子３ｄがオフ＞
（４）単相交流電源１→リアクトル２ｂ→整流素子４ｃ→直流平滑用コンデンサ５→整流素子（４ｂ、４ｄ、４ｆ）→単相交流電源１

（Ｂ）電源電圧が負の区間
＜逆阻止スイッチ素子３ａがオン＞
（５）単相交流電源１→整流素子４ｅ→逆阻止スイッチ素子３ａ→リアクトル２ａ→単相交流電源１
＜逆阻止スイッチ素子３ａがオフ＞
（６）単相交流電源１→整流素子４ｅ→直流平滑用コンデンサ５→整流素子（４ｂ、４ｄ）→リアクトル（２ａ、２ｂ）→単相交流電源１
＜逆阻止スイッチ素子３ｃがオン＞
（７）単相交流電源１→整流素子４ｅ→逆阻止スイッチ素子３ｃ→リアクトル２ｂ→単相交流電源１
＜逆阻止スイッチ素子３ｃがオフ＞
（８）単相交流電源１→整流素子４ｅ→直流平滑用コンデンサ５→整流素子（４ｂ、４ｄ）→リアクトル（２ａ、２ｂ）→単相交流電源１

上記（１）（３）（５）（７）の状態は、逆阻止スイッチ素子を用いて、リアクトルを介して電源の正負間を短絡する経路をつくり、リアクトルにエネルギーを蓄積している状態である。また、上記（２）（４）（６）（８）の状態は、リアクトルに蓄積されたエネルギーを放出する状態であり、放出されたエネルギーは直流平滑用コンデンサ５を充電することになる。

このとき、逆阻止スイッチ素子３ｂと３ｄ、及び、逆阻止スイッチ素子３ａと３ｃは、互いに逆位相の三角波によって生成されているために、リアクトル２ａ、２ｂに流れる電流の脈動も互いに逆位相となる。そして、リアクトル２ａ、２ｂに流れる電流の総和が直流平滑用コンデンサ５に流れ込むため、直流平滑用コンデンサ５に流れる電流の脈動は小さくなる。また、このことにより電源に流れる入力電流の脈動も小さくなる。

発明者らは、この効果を回路シミュレーションにより確認している。用いた回路シミュレータは、Ｍａｙｗａｙプラス株式会社製の回路シミュレータＰＳＩＭであり、図４は、シミュレーションにおいて使用した回路図である。この回路図は基本的に、図１と同様の回路構成であるが、ノイズ計測を行うために、擬似電源回路１４を回路に挿入している。擬似電源回路１４とは、擬似電源回路とは供試機が電源線に漏洩する伝導妨害波の端子電圧を測定する場合に使用する回路網のことである。

擬似電源回路１４は、単相交流電源１からの出力直後の上下両方の直流母線に、それぞれリアクトル１５、１６を挿入するとともに、リアクトル１５、１６の出力側の直流母線間に、上側の直流母線から順に、コンデンサ１７、抵抗１８、抵抗１９、コンデンサ２０を直列接続して構成されている。また、抵抗１８と抵抗１９との間は接地されている。

なお、シミュレーションにおいて、擬似電源回路の定数は、リアクトル１５、１６は５０μＨ、抵抗１８、１９は５０Ω、コンデンサ１７、２０は０．１μＦである。

図５は、従来技術におけるシミュレーション結果を示す図である。従来技術におけるシミュレーションとしては、特許文献１の第１図を模したもので、図４におけるリアクトル２ｂ、逆阻止スイッチ素子３ｃ、３ｄ、整流素子４ｃ、４ｄを取り除いた回路で行っている。図６は、実施の形態１におけるシミュレーション結果を示す図である。両図において、シミュレーション結果の波形は、それぞれ上から順番に、電源電圧、入力電流、対地間電圧（直流母線電圧の対地間電位の変動）および雑音端子電圧（抵抗１８の両端の電圧）である。対地間電圧はアース（大地）と直流平滑用コンデンサ５の負側との間の電圧であり、対地間容量２１を介して、アースとの間に電位差が生じているものである。また、回路の定数として電源電圧２００Ｖ、キャリア周波数２５ｋＨｚ、母線電圧指令３８０V、リアクトル２ａ、２ｂはそれぞれ５５０μＨ、直流平滑用コンデンサ５は１５００μＦでシミュレーションを行ったものである。

図５及び図６において、雑音端子電圧を比較してみると、図５においてピークで２０mＶ以上あったものが、図６においては、ゼロに近いレベルまで低減していることがわかる。

なお、図５及び図６において、対地間電圧は、電源の位相の変化に伴い２つの値を取ることが分かる。そして、電源電圧が０Ｖ付近では、電源電圧位相の判定が困難となり、短時間の間に対地間電圧の変化が繰り返される現象が発生することが考えられる。図７は、電源電圧ゼロクロス付近の対地間電圧の変化を示す図である。図７においては、電源電圧波形１０が正から負へと変化するときに、電源電圧位相の判定を誤りＯＮ／ＯＦＦ制御する逆阻止スイッチ素子の上アーム・下アームが逆になった場合を示しており、短時間の間に正電圧・負電圧の間を繰り返し変化してしまい、対地間電圧が、０Ｖと３８０Ｖとの間の変化が繰り返されている。

対地間電圧が変化することは、ノイズの増加だけでなく、漏洩電流の増加をも引き起こしてしまう要因となる。このため、電源電圧値が０Ｖ前後の所定範囲内にあるときには、パルス幅変調制御手段９により、逆阻止スイッチ素子３ａ〜３ｄのスイッチングを行わない期間を設けるようにしてもよい。

本発明によれば、逆阻止スイッチ素子３ｂと３ｄ、および、逆阻止スイッチ素子３ａと３ｃは、互いに逆位相の三角波で駆動されるため、整流回路を流れる電流の電流脈動が逆位相となって歪電流が抑制され、電流脈動に起因して生じるノイズが低減される効果がある。このため、入力電流の脈動を低減するとともに、電流の脈動に起因するノイズを抑制する単相交流直流変換装置を得ることができる。

また、整流素子および逆阻止スイッチ素子は、ＳｉＣ等のワイドバンドギャップ半導体で構成しても良い。ＳｉＣ等のワイドバンドギャップ半導体を用いることで高速動作が可能となりリアクトル２ａ、２ｂの小型化が可能になりコスト低減できるだけでなく、負荷の変動に対して追従性が改善され制御性が向上する。

なお、ワイドバンドギャップ半導体とは、シリコン（Ｓｉ）素子と比較して、バンドギャップが大きい半導体素子の総称であり、炭化ケイ素（ＳｉＣ）素子の他、例えば、窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンド素子等があげられる。

なお、ＳｉＣなどのワイドバンドギャップ半導体を用いる場合、ＰＷＭ信号を生成する三角波のキャリア周波数は、雑音端子電圧などＥＭＣのエミッション規制（例えば、ＥＮ６１０００−６−３：２００７、Ｊ５５０１４−１（Ｈ２０）、ＶＣＣＩ（２００８．４）クラスＡ）の観点から、規制となる周波数に、キャリア周波数、および、その側帯波がかからない周波数にすることが良い。例えば、PWM信号を生成する三角波のキャリア周波数は、雑音端子電圧規制の下限周波数である１５０ｋＨｚに対して、キャリア周波数の整数倍の側帯波が１５０ｋＨｚ弱となるように、１５０ｋＨｚの１／２未満の７３ｋＨｚ程度、１５０ｋＨｚの１／３未満の４９ｋＨｚ程度、１５０ｋＨｚの１／４未満の３６ｋＨｚ程度とするとよい。

また、直流電源の場合は特定の素子が常に駆動することとなり、素子にかかる負担も大きくなる欠点があるが、交流電源の場合は実施の形態１で解説したとおり、電流が通過する逆阻止スイッチ素子は電源電圧が正のときは逆阻止スイッチ素子３ｂと３ｄ、電源電圧が負のときは逆阻止スイッチ素子３ａと３ｃと通電区間１８０度ごとに切り替わるため、平均的な発熱を抑制さえることがでる。さらに高温動作が可能なＳｉＣなどをもちいることで、複雑さとコストの増大を招く可能性がある外付け放熱フィンなどの部品数削減を図ることができる。

上記説明では、ＰＷＭ制御は簡易な方式で説明したが、入力電流のフィードバックによる追従制御などを用いれば入力電源電圧の歪に対しても対応でき、より入力電流を正弦波に近づける高精度の制御が可能になることは言うまでもないが、高価になることと複雑になることから負荷容量と規制値や周囲環境への影響に応じて費用対効果選択をすればよい。

また、ＰＷＭ制御信号を生成する際、基準信号と比較する三角波の周波数は、固定周波数でも良いが、周波数ジッタを持たすなど周波数を可変することで、主回路からの放射ノイズが特定周波数に集中することなく、周波数分散することができ、放射ノイズのピークを低減できる。

実施の形態２．
図８は、実施の形態２に係る単相交流直流変換装置の回路構成図である。図１の回路構成図において、負荷６としてインバータ２２によって駆動されるモータ２３を接続したものである。モータ２３は、例えば図示しない圧縮機に用いられるものである。

通常、圧縮機は空調室外機の金属筐体に取り付けられるため、圧縮機の筐体はアースに接続される。また、圧縮機を構成しているモータのコイルは、冷却のため循環している冷媒や油の中に存在することとなるため、モータのコイルと筐体（対地）間には、大きな浮遊容量Ｃｍが形成される。したがって、インバータの直流部の対地間との電位変動が大きい場合、浮遊容量Ｃｍを介して、対地に電位変動に応じた高周波の電流が流れるため、漏洩電流が大きくなる問題があった。

しかし、本実施の形態に係る単相交流直流変換装置を用いた空気調和機によれば、実施の形態１で述べたように、交流直流変換装置部での対地間電位変動が抑制され漏洩電流を抑制することができるので、交流直流変化装置部にスイッチ素子を持たない単純な整流回路構成の場合程度に浮遊容量Ｃｍを介して対地に流れる電流を抑制することができるので、空気調和機全体としての漏洩電流も抑制できるという効果がある。

本発明は、単相交流を直流に変換する機器に対して幅広く適用可能である。特に、空気調和機、冷蔵庫、冷凍機、ヒートポンプ給湯機などインバータ負荷を有する電機機器に対して、幅広く適用することができる。

１ 単相交流電源
２ａ、２ｂ リアクトル
３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ 逆阻止スイッチ素子
４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆ 整流素子
５ 直流平滑用コンデンサ
６ 負荷
７ 電源電圧位相検出手段
８ 直流電圧検出手段
９ パルス幅変調制御手段
１０ 電源電圧波形
１１ａ、１１ｂ 三角波
１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄ ＰＷＭ制御信号
１３ 目標波形
１４ 擬似電源回路
１５、１６ リアクトル
１７ コンデンサ
１８、１９ 抵抗
２０ コンデンサ
２１ 対地間容量
２２ インバータ
２３ モータ

Claims (6)

1. 少なくとも２つの整流素子を直列に接続して形成される整流素子列を３列以上並列接続して形成されるブリッジ回路と、
   前記整流素子列のうち２列分の前記整流素子列を構成する前記整流素子に並列に接続された逆阻止スイッチ素子と、
   前記ブリッジ回路の負荷側に並列接続されたコンデンサと、
   ＰＷＭ信号を生成するとともに、該ＰＷＭ信号により前記逆阻止スイッチ素子を制御するパルス幅変調制御手段と、
   一方の極が前記２列分の前記整流素子列の前記整流素子同士の接続点にそれぞれリアクトルを介して接続され、他方の極がその他の前記整流素子列の前記整流素子同士の接続点に接続されている単相交流電源と、
   を備え、
   前記パルス幅変調制御手段は、
   互いに逆位相となっている三角波により２つの前記ＰＷＭ制御信号を生成するとともに、
   一方の前記ＰＷＭ制御信号により、一方の前記整流素子列に接続された前記逆阻止スイッチ素子を制御し、他方の前記ＰＷＭ制御信号により、他方の前記整流素子列に接続された前記逆阻止スイッチ素子を制御する単相交流直流変換装置。
2. 前記パルス幅変調制御手段は、
   前記単相交流電源の電圧値が０Ｖ前後の所定範囲内では、前記逆阻止スイッチ素子の制御を行わない請求項１に記載の単相交流直流変換装置。
3. 前記パルス幅変調制御手段は、
   前記単相交流電源が正電位の間は、下アーム側の前記逆阻止スイッチ素子を制御するとともに、
   前記単相交流電源が負電位の間は、上アーム側の前記逆阻止スイッチ素子を制御する請求項１又は２に記載の単相交流直流変換装置。
4. 前記整流素子と逆阻止スイッチ素子の少なくとも一方が、ワイドバンドギャップ半導体で構成された請求項１乃至３のいずれかに記載の単相交流直流変換装置。
5. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、ＳｉＣ素子である請求項４に記載の単相交流直流変換装置。
6. 請求項１乃至５のいずれかに記載の単相交流直流変換装置を用いて駆動される圧縮機を搭載した空気調和装置。

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