JP2012129960A - 光受信機及び光受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】光受信機の消費電力を削減すること。
【解決手段】光受信機は、変換部１及び制御部２を備えている。変換部１は、光信号に基づいて生成されたアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換する。変換部１は、アナログ電気信号をデジタル電気信号に変換する際のダイナミックレンジを変更することができる構成となっている。制御部２は、光信号の波長分散に基づいて変換部１に制御信号を出力し変換部１のダイナミックレンジを変更する。
【選択図】図２

Description

この発明は、光受信機及び光受信方法に関する。

近年、伝送トラフィックの増加に伴い、４０Ｇｂｉｔ／ｓ以上の伝送容量を持つ光伝送システム導入の要求が高まっている。これに対して、従来のＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）変調方式に比べて、周波数利用効率、ＯＳＮＲ（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ、光信号雑音比）耐力及び非線形性耐力などに優れた様々な変調方式が検討されている。例えば、ＤＰ−ＱＰＳＫ（Ｄｕａｌ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ−Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ、偏波直交ＱＰＳＫ）変調方式が検討されている。また、コヒーレント受信とデジタル信号処理を組み合わせたデジタルコヒーレント受信方式が検討されている。また、デジタルコヒーレント受信方式のデジタルコヒーレント受信機において実現される分散モニタが知られている。

ところで、受信レベル及び受信レベルの変動量に基づいてアナログデジタル変換器（ＡＤＣ：Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）の分解能を切り替えるようにした無線通信装置がある。また、受信信号のレベル（受信電界強度）に基づいて、アナログデジタル変換器から出力されるデジタル信号の有効なビット範囲を限定して復調するようにした無線通信装置がある。また、データの伝送レートに基づいてアナログデジタル変換器の分解能を制御するようにした通信装置がある。また、受信信号のＣ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ）に基づいてアナログデジタル変換器の分解能を切り替えるようにしたＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ、直交周波数分割多重）受信機がある。

特開２００２−３６８６７３号公報 特開２００１−３３９４５５号公報 特開２００５−１５９４５６号公報 特開２００４−３２０３７７号公報

光受信機においてはアナログデジタル変換器は高速で動作するため、消費電力が多くなる。従って、光受信機の低消費電力化を図るには、アナログデジタル変換器の省電力化を図ることが重要となる。従来のアナログデジタル変換器では、分解能を下げることにより消費電力を低減することができる。

しかし、光受信機において、無線通信装置に用いられているアナログデジタル変換器のように、受信レベルや受信レベルの変動量や伝送レートに基づいて分解能を切り替えると、伝送劣化が生じる場合がある。一方、伝送劣化の影響があまり生じないようにしたのでは、特性上過剰なマージンを与えることになり、十分な消費電力の削減効果を得ることができない。また、光伝送システムにおいては、伝送路で生じる波長分散により、光受信機で受信する光信号に波長分散が累積される。

図１は、光伝送システムにおける累積波長分散と伝送波形の振幅との関係の一例を示す特性図である。例えば図１に示すように、伝送波形の振幅は、光受信機で受信されるまでに光信号に累積付加された波長分散量（累積波長分散）に応じて大きく変化する。累積波長分散は光伝送システムごとに異なるため、伝送波形の振幅も光伝送システムごとに異なる。伝送波形の振幅が異なると、デジタルコヒーレント受信方式で適用される光受信機に搭載されるアナログデジタル変換器に要求されるダイナミックレンジが異なるため、光伝送システムごとにダイナミックレンジの異なるアナログデジタル変換器を用意する必要がある。

しかし、ダイナミックレンジの異なるアナログデジタル変換器を用意したのでは、アナログデジタル変換器の開発工数が増え、コストの増大を招くことになる。累積波長分散の異なる種々の光伝送システムに対して、ダイナミックレンジが固定のアナログデジタル変換器を用いる場合、例えば伝送波形の振幅に対してダイナミックレンジが過大になることがある。このような場合、ダイナミックレンジが大きいほどアナログデジタル変換器での消費電力が多くなるため、アナログデジタル変換器で無駄に電力を消費してしまうという問題点がある。

本願は、消費電力を削減することができる光受信機及び光受信方法を提供することを目的とする。

本発明の一側面によれば、変換部及び制御部を備える光受信機が提供される。変換部は、光信号に基づいて生成されたアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換する。変換部は、アナログ電気信号をデジタル電気信号に変換する際のダイナミックレンジを変更することができる構成となっている。制御部は、光信号の波長分散に基づいて変換部のダイナミックレンジを変更する。

この光受信機及び光受信方法によれば、消費電力を削減することができるという効果を奏する。

図１は、光伝送システムにおける累積波長分散と伝送波形の振幅との関係の一例を示す特性図である。 図２は、実施例１にかかる光受信機を示すブロック図である。 図３は、実施例１にかかる光受信方法を示すフローチャートである。 図４は、実施例２にかかる光受信機を示すブロック図である。 図５は、実施例３にかかる光受信機を示すブロック図である。 図６は、ピーク対平均電力比推定及び所要ビット数決定用のルックアップテーブルの一例を示す図表である。 図７は、累積波長分散とピーク対平均電力比との関係の一例を示す特性図である。 図８は、累積波長分散とピーク対平均電力比との関係の一例を示す特性図である。 図９は、ピーク対平均電力比と所要ビット数との関係の一例を示す特性図である。 図１０は、フラッシュ型アナログデジタル変換器について説明する図である。 図１１は、逐次処理型アナログデジタル変換器について説明する図である。 図１２は、実施例３にかかる光受信方法を示すフローチャートである。 図１３は、実施例４にかかる光受信機を示すブロック図である。 図１４は、実施例４にかかる光受信方法を示すフローチャートである。 図１５は、実施例５にかかる光受信機を示すブロック図である。 図１６は、実施例５にかかる光受信方法を示すフローチャートである。 図１７は、実施例６にかかる光受信機を示すブロック図である。 図１８は、実施例６にかかる光受信方法を示すフローチャートである。 図１９は、実施例６にかかる光受信方法を示すフローチャートである。

以下に添付図面を参照して、この光受信機及び光受信方法の好適な実施の形態を詳細に説明する。光受信機及び光受信方法は、光信号に基づいて生成されたアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換する際のダイナミックレンジを、光信号の波長分散に基づいて変更するものである。以下の各実施例の説明においては、同様の構成要素には同一の符号を付して、重複する説明を省略する。

（実施例１）
・光受信機の説明
図２は、実施例１にかかる光受信機を示すブロック図である。図２に示すように、光受信機は、変換部１及び制御部２を備えている。光受信機は、受信した光信号に基づいてアナログ電気信号を生成する。変換部１は、生成されたアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換する。変換部１の、アナログ電気信号をデジタル電気信号に変換する際のダイナミックレンジは、制御部２から与えられる制御信号に基づいて変更され得る。制御部２は、光信号の波長分散に基づいて変換部１のダイナミックレンジを変更する。

・光受信方法の説明
図３は、実施例１にかかる光受信方法を示すフローチャートである。図３に示すように、光受信機が稼働され、光信号を受信すると、光受信機は、受信した光信号をアナログ電気信号に変換する（ステップＳ１、光電変換）。次いで、光受信機は、変換部１によりアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換する（ステップＳ２、アナログデジタル変換）。次いで、光受信機は、デジタル電気信号を復調する（ステップＳ３）。次いで、光受信機は、復調された復調信号の波長分散をモニタする（ステップＳ４）。次いで、光受信機は、モニタした波長分散に応じて、変換部１におけるアナログデジタル変換の際のダイナミックレンジを調整する（ステップＳ５）。

実施例１によれば、光信号が伝送路中を伝搬する際に生じる波長分散に応じて、変換部１のダイナミックレンジが調整される。波長分散が生じると、その波長分散の程度に応じて、光受信機が受信する際の光信号の振幅が変化する。従って、光受信機が受信した光信号の振幅が波長分散の程度に応じて変化していても、その変化した振幅に応じて変換部１のダイナミックレンジが調整される。例えば、受信した光信号の振幅が大きいときにはその振幅に適した程度に変換部１のダイナミックレンジを大きくし、受信した光信号の振幅が小さいときにはその振幅に適した程度に変換部１のダイナミックレンジを小さくすることができる。ダイナミックレンジが大きいほど変換部１での消費電力が多くなるので、変換部１のダイナミックレンジを波長分散に応じて調整することによって、光受信機の消費電力を削減することができる。

（実施例２）
・光受信機の説明
図４は、実施例２にかかる光受信機を示すブロック図である。図４に示すように、光受信機は、変換部１、制御部２、フロントエンド部３、デジタル信号処理部４及びモニタ部５を備えている。

フロントエンド部３は、光受信機で受信した光信号をアナログ電気信号に変換する。フロントエンド部３は、出力するアナログ電気信号のレベルを制御することができるようになっている。例えば、フロントエンド部３は、例えば光アッテネータを備えており、受信した光信号の強度を調整するようになっていてもよい。また、フロントエンド部３は、例えばトランスインピーダンスアンプなどのプリアンプを備えており、光電変換後のアナログ電気信号の強度を調整することができるようになっていてもよい。

変換部１はフロントエンド部３に接続されている。変換部１は、フロントエンド部３から出力された例えば４つのアナログ電気信号をそれぞれデジタル電気信号に変換する。つまり、変換部１はアナログデジタル変換器を備えている。このアナログデジタル変換器は、ダイナミックレンジを調整することができるようになっている。アナログデジタル変換器のダイナミックレンジは、例えばビット数を変更することにより調整することができる。従って、変換部１は、アナログデジタル変換器の例えばビット数を変更することができるようになっている。

ここで、フロントエンド部３から４つのアナログ電気信号が出力されるのは、実施例２にかかる光受信機を含む光伝送システムが、特に限定しないが、例えばＤＰ−ＱＰＳＫ変調方式を採用しているからである。このようにフロントエンド部３から出力されるアナログ電気信号の数は、光伝送システムが採用する変調方式に応じた数となる。

光伝送システムにおいて採用可能な変調方式として、ＤＰ−ＱＰＳＫ変調方式以外にも、ＤＰ−ＲＺ−ＱＰＳＫ（ＤＰ−Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ−ＱＰＳＫ）変調方式、ＤＰ−１６ＱＡＭ（ＤＰ−１６Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調方式またはＤＰ−ＯＦＤＭ変調方式などがある。また、偏波多重方式（ＤＰ）ではなく、単偏波方式（ＳＰ）の変調方式でもよいし、位相変調の多重度を増したｍＰＳＫ変調方式もしくは強度変調の多重度を増したｍＡＳＫ（ｍ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式でもよい（ｍは整数）。

デジタル信号処理部４は、変換部１で変換されたデジタル電気信号を復調し、波形歪が補償された信号を出力する。モニタ部５は、デジタル信号処理部４で復調された復調信号に基づいて光信号の伝送状態をモニタする。伝送状態をモニタした結果、モニタ部５は波長分散情報を取得する。モニタ部５は偏波分散や非線形効果量などの情報を取得してもよい。モニタ部５は、例えば光伝送システムの運用を開始するとき、または光伝送システムの運用中に適宜、光信号の伝送状態をモニタしてもよい。

制御部２は、モニタ部５により取得された波長分散に応じて変換部１のアナログデジタル変換器のダイナミックレンジを変更する。制御部２は、波長分散とともに偏波分散や非線形効果量などに応じて変換部１のアナログデジタル変換器のダイナミックレンジを変更してもよい。アナログデジタル変換器のダイナミックレンジは所定間隔のビットで定められていてもよい。この場合、制御部２は、アナログデジタル変換器のビット数を増減させることによって、アナログデジタル変換器のダイナミックレンジを変更してもよい。例えば、累積波長分散が大きいほどアナログデジタル変換器のビット数を増やしてもよい。

また、アナログデジタル変換器のダイナミックレンジはビットで定められていてもよい。この場合、制御部２は、波長分散のピーク値が閾値より大きい場合に、閾値より大きい範囲でのビット間隔を、閾値より小さい範囲でのビット間隔よりも大きくしてもよい。そうすることによって、波長分散のピーク値が閾値より大きい範囲と波長分散のピーク値が閾値より小さい範囲とで、ダイナミックレンジが異なっていてもアナログデジタル変換器のビット数を同じにすることができる。例えば、波長分散のピーク値が閾値より大きい範囲の出現割合が、波長分散のピーク値が閾値より小さい範囲の出現割合に比べて小さい場合に、出現割合の高い範囲についてはアナログデジタル変換器の分解能を高くし、出現割合の低い範囲についてはアナログデジタル変換器の分解能を低くすることができる。

制御部２は、変換部１のアナログデジタル変換器のダイナミックレンジに応じてフロントエンド部３の出力信号または変換部１への入力信号のレベルを調整してもよい。例えば、制御部２は、フロントエンド部３の光アッテネータやプリアンプを制御することによって、フロントエンド部３の出力信号または変換部１への入力信号のレベルを調整してもよい。

また、光受信機はＯＳＮＲ（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ、光信号対雑音比）モニタ部６及び局発光源７を備えていてもよい。光受信機が局発光源７を備えている場合、フロントエンド部３は、光受信機で受信した光信号と局発光源７から出力された局発光とを混合して元の信号を復号し、アナログ電気信号に変換する。制御部２は、変換部１のアナログデジタル変換器のダイナミックレンジに応じて局発光のレベルを制御してもよい。

光受信機がＯＳＮＲモニタ部６を備えている場合、ＯＳＮＲモニタ部６は、光受信機が受信した光信号をカプラなどで分岐してモニタし、ＯＳＮＲ値を制御部２に渡す。制御部２は、モニタ部５から得られる伝送状態のモニタ情報とＯＳＮＲモニタ部６からのＯＳＮＲ値とに基づいて、変換部１、フロントエンド部３及び局発光源７を制御してもよい。

実施例２によれば、実施例１と同様の効果が得られる。

（実施例３）
・光受信機の説明
図５は、実施例３にかかる光受信機を示すブロック図である。図５に示すように、光受信機は、フロントエンド部として例えば光アッテネータ（光ＡＴＴ）１１、９０°光ハイブリッド１２、例えば４個のフォトダイオード（ＰＤ）１３及び例えば４個の電気アンプ１４を備えている。４個のフォトダイオード１３は、２対のバランストＰＤ（Ｂａｌａｎｃｅｄ ＰＤ）であってもよい。

光アッテネータ１１は、光受信機で受信した光信号のパワーを調整する。９０°光ハイブリッド１２は光アッテネータ１１及び局発光源２２に接続されている。局発光源２２は、適切に光パワーを制御された局発光を出力する。９０°光ハイブリッド１２は、光アッテネータ１１の出力光（直交する２つの偏波の信号）と局発光とを混合し、各偏波の信号について直交成分Ｉ、Ｑの信号を出力する。

各フォトダイオード１３は９０°光ハイブリッド１２の、各偏波の信号の直交成分Ｉ、Ｑの信号を出力するポートに接続されている。各フォトダイオード１３は光電変換を行う。各電気アンプ１４は対応するフォトダイオード１３に接続されている。各電気アンプ１４は、各フォトダイオード１３から出力されたアナログ電気信号を増幅し、アナログ電気信号のレベルがアナログデジタル変換器１５の所定のレンジに入るようにアナログ電気信号の振幅を一定に調整する。

また、光受信機は変換部として例えばアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）１５を備えている。アナログデジタル変換器１５は各電気アンプ１４に接続されている。アナログデジタル変換器１５は、各電気アンプ１４から出力されたアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換する。アナログデジタル変換器１５として、例えばフラッシュ型アナログデジタル変換器または逐次処理型アナログデジタル変換器を用いることができる。フラッシュ型アナログデジタル変換器及び逐次処理型アナログデジタル変換器については後述する。

また、光受信機はデジタル信号処理部として例えばＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）１６を備えている。ＤＳＰ１６はアナログデジタル変換器１５に接続されている。ＤＳＰ１６は、アナログデジタル変換器１５から出力された各デジタル電気信号に対して波形歪補償処理などの種々の処理を行う。

また、光受信機はモニタ部として例えば波長分散モニタ部１７を備えている。波長分散モニタ部１７は、例えばＤＳＰ１６の一部として実現されてもよい。波長分散モニタ部１７は、ＤＳＰ１６において波形歪補償処理がなされるときに抽出される情報に基づいて累積波長分散を算出する。

また、光受信機は制御部として例えばＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ、ピーク対平均電力比）推定部１８、ＡＤＣ所要ビット数決定部１９及びデバイス制御部２０を備えている。ＰＡＰＲ推定部１８は、プロセッサがピーク対平均電力比を算出するプログラムを実行することにより、実現されてもよい。ピーク対平均電力比は、平均パワー一定値に対するピーク相対値を表す。

ＰＡＰＲ推定部１８は、波長分散モニタ部１７から送られてきた累積波長分散の情報に基づいてピーク対平均電力比を推定する。ＰＡＰＲ推定部１８は、ピーク対平均電力比を推定する際に、例えば光受信機のトランスポンダ制御部２１から現状の変調方式やボーレート（ＢａｕｄＲａｔｅ）の情報を取得してもよい。そして、ＰＡＰＲ推定部１８は、変調方式やボーレートの情報と、ピーク対平均電力比の推定用の関数またはルックアップテーブルとに基づいてピーク対平均電力比を推定してもよい。

ＡＤＣ所要ビット数決定部１９は、プロセッサがアナログデジタル変換器１５の所要ビット数を決定するプログラムを実行することにより、実現されてもよい。ＡＤＣ所要ビット数決定部１９は、ＰＡＰＲ推定部１８から送られてきたピーク対平均電力比の情報に基づいてアナログデジタル変換器１５の所要ビット数を決定する。ＡＤＣ所要ビット数決定部１９は、ピーク対平均電力比の情報と、アナログデジタル変換器１５の所要ビット数決定用の関数またはルックアップテーブルとに基づいてアナログデジタル変換器１５の所要ビット数を決定してもよい。

図６は、ピーク対平均電力比推定及び所要ビット数決定用のルックアップテーブルの一例を示す図表である。ＰＡＰＲ推定部１８は、図６に示すルックアップテーブル２６を参照することによって、例えば変調方式とボーレートと累積波長分散とに基づいてピーク対平均電力比を推定することができる。ＡＤＣ所要ビット数決定部１９は、図６に示すルックアップテーブル２６を参照することによって、例えば変調方式とボーレートと累積波長分散とに基づいてアナログデジタル変換器１５の所要ビット数を決定することができる。なお、図６には変調方式がＤＰ−ＱＰＳＫであり、ボーレートが２８Ｇｂａｕｄである場合が示されているが、ルックアップテーブル２６には、その他の変調方式やボーレートについても記述されている。

ＰＡＰＲ推定部１８は、ルックアップテーブル２６の代わりに、ピーク対平均電力比の推定用の関数を用いてもよい。ＡＤＣ所要ビット数決定部１９は、ルックアップテーブル２６の代わりに、アナログデジタル変換器１５の所要ビット数決定用の関数を用いてもよい。

図７は、累積波長分散とピーク対平均電力比との関係の一例を示す特性図である。図７に示す特性図において、プロットは実測値またはシミュレーション値である。ピーク対平均電力比の推定用の関数は、図７に示す特性図のプロット群を近似した曲線で表される。この近似した曲線の近似式は次式で表される。ただし、ｘは累積波長分散を表し、ｙはピーク対平均電力比を表す。この近似式より、累積波長分散からピーク対平均電力比を求めることができる。

図８は、種々の変調方式及びボーレートについて累積波長分散とピーク対平均電力比との関係の一例を示す特性図である。図７に示すプロット群の分布状態や近似曲線の形状は、変調方式やボーレートによって異なることがある。従って、図８に示すように、変調方式とボーレートとの組み合わせに応じて図７と同様の特性図が用意されていてもよい。そして、変調方式とボーレートとの組み合わせごとにプロット群を近似した曲線の近似式が求められていてもよい。

図９は、ピーク対平均電力比と所要ビット数との関係の一例を示す特性図である。図９に示す特性図に基づいて、上述したピーク対平均電力比の推定用の関数から求められたピーク対平均電力比に対するアナログデジタル変換器１５の所要ビット数を決定することができる。

図５に示すように、デバイス制御部２０は、ＡＤＣ所要ビット数決定部１９から送られてきたアナログデジタル変換器１５の所要ビット数の情報に基づいてアナログデジタル変換器１５のビット数を制御する。また、デバイス制御部２０は、電気アンプ１４の出力信号の振幅がアナログデジタル変換器１５のダイナミックレンジに入るように、アナログデジタル変換器１５のビット数に応じて電気アンプ１４の出力レベルを制御してもよい。電気アンプ１４として、例えば電気アンプ１４の制御電圧と出力振幅との関係が既知であるものを用いることによって、デバイス制御部２０から与えられる制御電圧に応じて電気アンプ１４の出力レベルを制御することができる。

また、デバイス制御部２０は、光アッテネータ１１の損失量や局発光源２２の出力光パワーを調整してもよい。そうすることによって、電気アンプ１４が非線形領域で動作するのを防ぐことができるので、電気アンプ１４で特性が劣化するのを抑制することができる。

・フラッシュ型アナログデジタル変換器の説明
図１０は、フラッシュ型アナログデジタル変換器について説明する図である。ここでは、出力されるデジタル値が４ビットである場合を例にして説明する。図１０において、左側の模式図３１は、フラッシュ型アナログデジタル変換器のアナログ入力電圧とデジタル出力値との関係を表している。右側の回路図３２は、フラッシュ型アナログデジタル変換器の等価回路を表している。左側の模式図３１の０〜１５の数値と右側の回路図３２の＃０〜＃１５を付したＣＯＭＰアンプ３３とは、同じ数値のもの同士で対応している。

入力端子Ｖｉｎにアナログ入力電圧が印加されると、＃０〜＃１５の各ＣＯＭＰアンプ３３は入力電圧と基準電圧とを比較し、その結果として比較信号を出力する。各ＣＯＭＰアンプ３３の基準電圧として、電源電圧ＶＥＥを抵抗分圧した電圧を用いることができる。エンコーダ３４は各ＣＯＭＰアンプ３３からの比較信号に基づいてレベルを認識する。例えば、＃１２のＣＯＭＰアンプ３３において基準電圧に対して入力電圧が最適になる場合、＃１２のＣＯＭＰアンプ３３の出力が「１」となり、他のＣＯＭＰアンプ３３の出力が「０」となる。エンコーダ３４は、＃０〜＃１５のＣＯＭＰアンプ３３の出力値に基づいて、左側の模式図３１に示すように「１１００」を出力する。このようにして、ある瞬間のアナログ電気信号の電圧がデジタル電気信号に変換される。

図１０に示すフラッシュ型アナログデジタル変換器において、ビット数は次のようにして減らされる。例えばビット数が４ビット（１６階層）から３ビット（８階層）に減る場合、例えば入力端子Ｖｉｎへのアナログ入力電圧が４ビット時の半分にされる。そして、＃８〜＃１５の８つのＣＯＭＰアンプ３３の駆動電圧がオフにされる。また、エンコーダ３４の、＃８〜＃１５の各ＣＯＭＰアンプ３３から比較信号が入力される各ポートに出力なしとして「０」の情報が与えられる。３ビット（８階層）から２ビット（４階層）に減る場合や２ビット（４階層）から１ビット（２階層）に減る場合も同様である。

なお、入力端子Ｖｉｎへのアナログ入力電圧のオフセットを調整することにより、＃０〜＃７のＣＯＭＰアンプ３３をオフにしたり、＃４〜＃１１のＣＯＭＰアンプ３３をオフにしたりすることができる。

・逐次処理型アナログデジタル変換器の説明
図１１は、逐次処理型アナログデジタル変換器について説明する図である。ここでは、出力されるデジタル値が４ビットである場合を例にして説明する。図１１において、左側の模式図４１は、逐次処理型アナログデジタル変換器のアナログ入力電圧とデジタル出力値との関係を表している。この模式図４１において、Ｃ−１〜Ｃ−８は、一番下がＣ−１であり、上に向かってＣ−２、Ｃ−３、・・・、Ｃ−８である。Ｄ−１〜Ｄ−１６についても同様である。右側の回路図４２は、逐次処理型アナログデジタル変換器の等価回路を表している。

図１１において右側の回路図４２に示すように、逐次処理型アナログデジタル変換器では、入力端子Ｖｉｎに印加されたアナログ入力電圧がサンプルホールド回路４３で保持される。ＳＡＲ（Ｓｕｃｃｅｓｉｖｅ Ａｐｐｒｏｘｉｍａｔｉｏｎ Ｒｅｇｉｓｔｅｒ）論理回路４６はＮビットレジスタ４５の値を設定する。Ｎは整数であるが、図１１に示す例では４である。

まず、ＳＡＲ論理回路４６はＮビットレジスタ４５の最上位ビットを「１」とし、その他のビットを「０」に設定する。Ｎビットデジタルアナログ変換器（ＮビットＤＡＣ）４４は、Ｎビットレジスタ４５に設定されたデジタル値をアナログ電圧に変換する。ＣＯＭＰアンプ４７は、Ｎビットデジタルアナログ変換器４４の出力電圧とサンプルホールド回路４３の出力電圧とを比較する。その比較結果に基づいて、ＳＡＲ論理回路４６は、サンプルホールド回路４３の出力電圧の方が大きければＮビットレジスタ４５の最上位ビットを「１」で確定し、サンプルホールド回路４３の出力電圧の方が小さければＮビットレジスタ４５の最上位ビットを「０」で確定する。

次いで、ＳＡＲ論理回路４６は、Ｎビットレジスタ４５の最上位ビットよりも一つ下の位のビットを「１」として同様の比較を行い、最上位ビットよりも一つ下の位のビットの値を確定する。これをＮビットレジスタ４５の最下位ビットまで繰り返す。例えば、入力端子Ｖｉｎへのアナログ入力電圧が左側の模式図４１の＃１２のレベルである場合、まずＣＯＭＰアンプ４７における１回目の比較によってアナログ入力電圧がＡ−１レンジに含まれるかＡ−２レンジに含まれるかが決まる。ここでは、Ａ−２レンジに含まれることが確定する。次いで、ＣＯＭＰアンプ４７における２回目の比較によってアナログ入力電圧がＢ−３レンジに含まれるかＢ−４レンジに含まれるかが決まる。ここでは、Ｂ−４レンジに含まれることが確定する。次いで、ＣＯＭＰアンプ４７における３回目の比較によってアナログ入力電圧がＣ−７レンジに含まれるかＣ−８レンジに含まれるかが決まる。ここでは、Ｃ−７レンジに含まれることが確定する。最後に、ＣＯＭＰアンプ４７における４回目の比較によってアナログ入力電圧がＤ−１３レンジに含まれるかＤ−１４レンジに含まれるかが決まる。ここでは、Ｄ−１３レンジに含まれることが確定する。このようにして、ある瞬間のアナログ電気信号の電圧がデジタル電気信号に変換される。

図１１に示す逐次処理型アナログデジタル変換器において、ビット数は次のようにして減らされる。例えばビット数が４ビット（１６階層）から３ビット（８階層）に減る場合、例えば入力端子Ｖｉｎへのアナログ入力電圧が４ビット時の半分にされる。そして、Ｎビットデジタルアナログ変換器４４の出力電圧の振幅が４ビット時の半分に設定される。また、Ｎビットレジスタ４５のシフト量が４ビット時の半分に設定される。このような設定によって、例えば、Ａ−２、Ｂ−３、Ｂ−４、Ｃ−５〜Ｃ−８及びＤ−９〜Ｄ−１６の各レンジに対する比較処理を省略することができる。つまり、４ビット時の逐次処理の半分のステップ数でアナログデジタル変換を実現することができる。３ビット（８階層）から２ビット（４階層）に減る場合や２ビット（４階層）から１ビット（２階層）に減る場合も同様である。

なお、入力端子Ｖｉｎへのアナログ入力電圧のオフセットを調整することにより、Ａ−１、Ｂ−１、Ｂ−２、Ｃ−１〜Ｃ−４及びＤ−１〜Ｄ−８の各レンジに対する比較処理を省略するようにしてもよい。

・光受信方法の説明
図１２は、実施例３にかかる光受信方法を示すフローチャートである。図１２に示すように、光伝送システムの運用が開始され、光受信機が稼働されると、光受信機はデバイス制御部２０により、光電変換後のアナログ電気信号のレベルがアナログデジタル変換器１５の所定のレンジに入るように、電気アンプ１４の出力振幅を一定に調整する（ステップＳ１１）。

次いで、光受信機は、ＤＳＰ１６で波形歪補償処理などの種々の処理を行う際に抽出された情報に基づいて波長分散モニタ部１７により累積波長分散をモニタする（ステップＳ１２）。次いで、光受信機は、ＰＡＰＲ推定部１８によりピーク対平均電力比を推定する（ステップＳ１３）。次いで、光受信機は、ＡＤＣ所要ビット数決定部１９によりアナログデジタル変換器１５の所要ビット数を算出する（ステップＳ１４）。

次いで、光受信機は、デバイス制御部２０によりアナログデジタル変換器１５の所要ビット数が現状の値と同じであるか否かを判断する（ステップＳ１５）。アナログデジタル変換器１５の所要ビット数が現状の値と同じである場合（ステップＳ１５：Ｙｅｓ）、ステップＳ１２に戻り、ステップＳ１２以降の制御動作を繰り返す。アナログデジタル変換器１５の所要ビット数が現状の値と同じでない場合（ステップＳ１５：Ｎｏ）、光受信機は、デバイス制御部２０によりアナログデジタル変換器１５の所要ビット数が現状の値よりも小さいか否かを判断する（ステップＳ１６）。

アナログデジタル変換器１５の所要ビット数が現状の値よりも小さい場合の一例として、例えば累積波長分散が０ｐｓ／ｎｍ付近まで低減した場合などが挙げられる。アナログデジタル変換器１５の所要ビット数が現状の値よりも大きい場合の一例として、例えば累積波長分散が０ｐｓ／ｎｍ付近から増えた場合などが挙げられる。

アナログデジタル変換器１５の所要ビット数が現状の値よりも小さい場合（ステップＳ１６：Ｙｅｓ）、光受信機は、デバイス制御部２０により電気アンプ１４の出力レベルを、ステップＳ１４で算出されたアナログデジタル変換器１５の所要ビット数分に相当する比率で低減する（ステップＳ１７）。次いで、光受信機は、デバイス制御部２０により光アッテネータ１１の損失量すなわち出力レベル、及び局発光の光パワーすなわち局発光源２２の出力レベルを制御する（ステップＳ１８）。次いで、光受信機は、デバイス制御部２０によりアナログデジタル変換器１５のビット数を削減する（ステップＳ１９）。そして、ステップＳ１２に戻り、ステップＳ１２以降の制御動作を繰り返す。

一方、アナログデジタル変換器１５の所要ビット数が現状の値よりも小さくない場合（ステップＳ１６：Ｎｏ）、光受信機は、デバイス制御部２０によりアナログデジタル変換器１５のビット数を増大させる（ステップＳ２０）。次いで、光受信機は、デバイス制御部２０により電気アンプ１４の出力レベルを、ステップＳ１４で算出されたアナログデジタル変換器１５の所要ビット数分に相当する比率で増大させる（ステップＳ２１）。次いで、光受信機は、デバイス制御部２０により光アッテネータ１１の出力レベル及び局発光源２２の出力レベルを制御する（ステップＳ２２）。そして、ステップＳ１２に戻り、ステップＳ１２以降の制御動作を繰り返す。

実施例３によれば、実施例１と同様の効果が得られる。

（実施例４）
・光受信機の説明
図１３は、実施例４にかかる光受信機を示すブロック図である。図１３に示すように、実施例４にかかる光受信機は、実施例３にかかる光受信機において、電気アンプ出力信号振幅モニタ部２７を備えている。電気アンプ出力信号振幅モニタ部２７は電気アンプ１４の出力端に接続されている。電気アンプ出力信号振幅モニタ部２７は、各電気アンプ１４の出力信号の振幅をモニタする。デバイス制御部２０は、アナログデジタル変換器１５の所要ビット数と、電気アンプ出力信号振幅モニタ部２７による各電気アンプ１４の出力信号の振幅モニタ値とに基づいて、電気アンプ１４の出力レベルを制御してもよい。その他の構成は実施例３と同様である。

・光受信方法の説明
図１４は、実施例４にかかる光受信方法を示すフローチャートである。図１４に示すように、実施例４にかかる光受信方法が実施例３にかかる光受信方法と異なるのは、ステップＳ１１とステップＳ１２との間、ステップＳ１６とステップＳ１７との間及びステップＳ２０とステップＳ２１との間にそれぞれ、光受信機が、電気アンプ出力信号振幅モニタ部２７により各電気アンプ１４の出力信号の振幅をモニタするという制御動作（ステップＳ２３、ステップＳ２４、ステップＳ２５）が挿入されていることである。

ステップＳ１１の後にステップＳ２３を行うことによって、ステップＳ１１で調整された各電気アンプ１４の出力振幅が適切に調整されていることを確認することができる。ステップＳ２４の後にステップＳ１７を行うことによって、ステップＳ２４でモニタされた各電気アンプ１４の出力信号の振幅に応じて電気アンプ１４の出力レベルを適切に低減することができる。ステップＳ２５の後にステップＳ２１を行うことによって、ステップＳ２５でモニタされた各電気アンプ１４の出力信号の振幅に応じて電気アンプ１４の出力レベルを適切に増大させることができる。

なお、ステップＳ１１の前にステップＳ２３を行ってもよい。そうすれば、各電気アンプ１４の出力信号の振幅に応じて電気アンプ１４の出力振幅を適切に調整することができる。また、ステップＳ２４の前にステップＳ１７を行ってもよい。そうすれば、ステップＳ１７で各電気アンプ１４の出力レベルが適切に低減されていることを確認することができる。また、ステップＳ２５の前にステップＳ２１を行ってもよい。そうすれば、ステップＳ２１で各電気アンプ１４の出力レベルが適切に増大していることを確認することができる。

実施例４によれば、実施例１と同様の効果が得られる。

（実施例５）
・光受信機の説明
図１５は、実施例５にかかる光受信機を示すブロック図である。図１５に示すように、実施例５にかかる光受信機は、実施例３にかかる光受信機において、ＡＤＣ入力信号振幅モニタ部２８を備えている。ＡＤＣ入力信号振幅モニタ部２８はアナログデジタル変換器１５の入力端に接続されている。ＡＤＣ入力信号振幅モニタ部２８は、アナログデジタル変換器１５への入力信号の振幅をモニタする。デバイス制御部２０は、アナログデジタル変換器１５の所要ビット数と、ＡＤＣ入力信号振幅モニタ部２８によるアナログデジタル変換器１５への入力信号の振幅モニタ値とに基づいて、電気アンプ１４の出力レベルを制御してもよい。その他の構成は実施例３と同様である。

・光受信方法の説明
図１６は、実施例５にかかる光受信方法を示すフローチャートである。図１６に示すように、実施例５にかかる光受信方法が実施例３にかかる光受信方法と異なるのは、ステップＳ１１とステップＳ１２との間、ステップＳ１６とステップＳ１７との間及びステップＳ２０とステップＳ２１との間にそれぞれ、光受信機が、ＡＤＣ入力信号振幅モニタ部２８によりアナログデジタル変換器１５への入力信号の振幅をモニタするという制御動作（ステップＳ２６、ステップＳ２７、ステップＳ２８）が挿入されていることである。

ステップＳ１１の後にステップＳ２６を行うことによって、ステップＳ１１で調整された各電気アンプ１４の出力振幅が適切に調整されていることを確認することができる。ステップＳ２７の後にステップＳ１７を行うことによって、ステップＳ２７でモニタされたアナログデジタル変換器１５への入力信号の振幅に応じて電気アンプ１４の出力レベルを適切に低減することができる。ステップＳ２８の後にステップＳ２１を行うことによって、ステップＳ２５でモニタされたアナログデジタル変換器１５への入力信号の振幅に応じて電気アンプ１４の出力レベルを適切に増大させることができる。

なお、ステップＳ１１の前にステップＳ２６を行ってもよい。そうすれば、アナログデジタル変換器１５への入力信号の振幅に応じて電気アンプ１４の出力振幅を適切に調整することができる。また、ステップＳ２７の前にステップＳ１７を行ってもよい。そうすれば、ステップＳ１７で各電気アンプ１４の出力レベルが適切に低減されていることを確認することができる。また、ステップＳ２８の前にステップＳ２１を行ってもよい。そうすれば、ステップＳ２１で各電気アンプ１４の出力レベルが適切に増大していることを確認することができる。

実施例５によれば、実施例１と同様の効果が得られる。

（実施例６）
・光受信機の説明
図１７は、実施例６にかかる光受信機を示すブロック図である。図１７に示すように、実施例６にかかる光受信機は、実施例３にかかる光受信機において、電気アンプ出力信号振幅モニタ部２７及びＡＤＣ入力信号振幅モニタ部２８を備えている。すなわち、実施例６は実施例４と実施例５とを組み合わせたものである。

・光受信方法の説明
図１８及び図１９は、実施例６にかかる光受信方法を示すフローチャートである。図１８及び図１９に示すように、実施例６にかかる光受信方法が実施例３にかかる光受信方法と異なるのは、ステップＳ１１とステップＳ１２との間、ステップＳ１６とステップＳ１７との間及びステップＳ２０とステップＳ２１との間にそれぞれ、次の２つの制御動作が挿入されていることである。

挿入されている制御動作のうち１番目の動作では、光受信機は、電気アンプ出力信号振幅モニタ部２７及びＡＤＣ入力信号振幅モニタ部２８により各電気アンプ１４の出力信号の振幅及びアナログデジタル変換器１５への入力信号の振幅をモニタする（ステップＳ２９、ステップＳ３１、ステップＳ３３）。２番目の動作では、光受信機は、デバイス制御部２０により各電気アンプ１４の出力信号の振幅モニタ値及びアナログデジタル変換器１５への入力信号の振幅モニタ値をクロスチェックする（ステップＳ３０、ステップＳ３２、ステップＳ３４）。

ステップＳ１１の後にステップＳ２９及びステップＳ３０を行うことによって、ステップＳ１１で調整された各電気アンプ１４の出力振幅が適切に調整されていることを確認することができる。ステップＳ３１及びステップＳ３２の後にステップＳ１７を行うことによって、各電気アンプ１４の出力信号の振幅及びアナログデジタル変換器１５への入力信号の振幅に応じて電気アンプ１４の出力レベルを適切に低減することができる。ステップＳ３３及びステップＳ３４の後にステップＳ２１を行うことによって、各電気アンプ１４の出力信号の振幅及びアナログデジタル変換器１５への入力信号の振幅に応じて電気アンプ１４の出力レベルを適切に増大させることができる。

なお、ステップＳ１１の前にステップＳ２９及びステップＳ３０を行ってもよい。そうすれば、各電気アンプ１４の出力信号の振幅及びアナログデジタル変換器１５への入力信号の振幅に応じて電気アンプ１４の出力振幅を適切に調整することができる。また、ステップＳ３１及びステップＳ３２の前にステップＳ１７を行ってもよい。そうすれば、ステップＳ１７で各電気アンプ１４の出力レベルが適切に低減されていることを確認することができる。また、ステップＳ３３及びステップＳ３４の前にステップＳ２１を行ってもよい。そうすれば、ステップＳ２１で各電気アンプ１４の出力レベルが適切に増大していることを確認することができる。

実施例６によれば、実施例１と同様の効果が得られる。

上述した実施例１〜６に関し、さらに以下の付記を開示する。

（付記１）光信号に基づいて生成されたアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換する際のダイナミックレンジを変更可能な変換部と、前記光信号の波長分散に基づいて前記変換部のダイナミックレンジを変更する制御部と、を備えることを特徴とする光受信機。

（付記２）前記光信号を前記アナログ電気信号に変換するフロントエンド部と、前記変換部で変換されたデジタル電気信号を復調するデジタル信号処理部と、前記デジタル信号処理部で復調された復調信号の波長分散をモニタするモニタ部と、を備え、前記変換部は、前記フロントエンド部で変換されたアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換し、前記制御部は、前記モニタ部でモニタした波長分散に応じて前記変換部のダイナミックレンジを変更することを特徴とする付記１に記載の光受信機。

（付記３）前記変換部のダイナミックレンジは所定間隔のビットで定められ、前記ビット数を増減させることで、前記ダイナミックレンジを変更することを特徴とする付記１または２に記載の光受信機。

（付記４）前記変換部のダイナミックレンジはビットで定められ、前記モニタ部でモニタした波長分散のピーク値が閾値より大きい場合、閾値より大きい範囲でのビット間隔を、閾値より小さい範囲でのビット間隔よりも大きくすることを特徴とする付記２に記載の光受信機。

（付記５）前記モニタ部でモニタした波長分散と信号の振幅の関係に応じて前記変換部のダイナミックレンジを変更することを特徴とする付記２または４に記載の光受信機。

（付記６）前記制御部は、前記変換部のダイナミックレンジに応じて前記変換部への入力信号のレベルを調整することを特徴とする付記１〜５のいずれか一つに記載の光受信機。

（付記７）光信号をアナログ電気信号に変換し、前記アナログ電気信号をデジタル電気信号に変換し、前記デジタル電気信号を復調し、復調された復調信号の波長分散をモニタし、前記アナログ電気信号を前記デジタル電気信号に変換する際のダイナミックレンジを前記波長分散に応じて変更することを特徴とする光受信方法。

（付記８）前記ダイナミックレンジは所定間隔のビットで定められ、前記ビット数を増減させることで、前記ダイナミックレンジを変更することを特徴とする付記７に記載の光受信方法。

（付記９）前記ダイナミックレンジはビットで定められ、前記波長分散のピーク値が閾値より大きい場合、閾値より大きい範囲でのビット間隔を、閾値より小さい範囲でのビット間隔よりも大きくすることを特徴とする付記７に記載の光受信方法。

（付記１０）前記波長分散と信号の振幅の関係に応じて前記ダイナミックレンジを変更することを特徴とする付記７〜９のいずれか一つに記載の光受信方法。

（付記１１）前記ダイナミックレンジを変更する際に、変更後の前記ダイナミックレンジに合わせて前記アナログ電気信号のレベルを調整することを特徴とする付記７〜１０のいずれか一つに記載の光受信方法。

１，１５ 変換部
２，１８，１９，２０ 制御部
３，１１，１２，１３，１４ フロントエンド部
４，１６ デジタル信号処理部
５，１７ モニタ部

Claims (6)

1. 光信号に基づいて生成されたアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換する際のダイナミックレンジを変更可能な変換部と、
   前記光信号の波長分散に基づいて前記変換部のダイナミックレンジを変更する制御部と、
   を備えることを特徴とする光受信機。
2. 前記光信号を前記アナログ電気信号に変換するフロントエンド部と、
   前記変換部で変換されたデジタル電気信号を復調するデジタル信号処理部と、
   前記デジタル信号処理部で復調された復調信号の波長分散をモニタするモニタ部と、
   を備え、
   前記変換部は、前記フロントエンド部で変換されたアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換し、
   前記制御部は、前記モニタ部でモニタした波長分散に応じて前記変換部のダイナミックレンジを変更することを特徴とする請求項１に記載の光受信機。
3. 前記変換部のダイナミックレンジは所定間隔のビットで定められ、前記ビット数を増減させることで、前記ダイナミックレンジを変更することを特徴とする請求項１または２に記載の光受信機。
4. 前記変換部のダイナミックレンジはビットで定められ、前記モニタ部でモニタした波長分散のピーク値が閾値より大きい場合、閾値より大きい範囲でのビット間隔を、閾値より小さい範囲でのビット間隔よりも大きくすることを特徴とする請求項２に記載の光受信機。
5. 前記モニタ部でモニタした波長分散と信号の振幅の関係に応じて前記変換部のダイナミックレンジを変更することを特徴とする請求項２または４に記載の光受信機。
6. 光信号をアナログ電気信号に変換し、
   前記アナログ電気信号をデジタル電気信号に変換し、
   前記デジタル電気信号を復調し、
   復調された復調信号の波長分散をモニタし、
   前記アナログ電気信号を前記デジタル電気信号に変換する際のダイナミックレンジを前記波長分散に応じて変更することを特徴とする光受信方法。

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