JP2012130196A - 電力変換装置及び出力電圧制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】回転中の発電機に電力変換装置を接続して起動する際に、出力電圧にオーバーシュートを発生させない。
【解決手段】出力電圧Ｖｏの実効値の検出電圧ＶＲ’と目標電圧ＶＴの差分を基に差分電圧ＶＤ’を生成する。また、初期電圧Ｖｚから時間の経過とともに低下するリミット電圧ＶＬを生成する。そして、回転中の発電機１０に電力変換装置１００を接続して起動する際に、比較回路おいて最初はリミット電圧ＶＬが選択されるようにし、このリミット電圧ＶＬと三角波電圧ＶＢとがクロスするタイミング（ＶＢ＞ＶＬの区間）でサイリスタ１０１を導通させる。リミット電圧ＶＬが低下するのに伴い、サイリスタ１０１の導通区間も次第に長くなり、出力電圧Ｖｏが緩やかに上昇する。その後、出力電圧Ｖｏが上昇した段階（ＶＤ’＞ＶＬ）で、これ以降、差分電圧ＶＤ’により出力電圧Ｖｏが目標電圧ＶＴになるように制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、発電機から出力された交流電力を直流電力に変換する電力変換装置及び出力電圧制御方法に関する。

従来、発電機から出力された交流電力を整流して直流電力に変換する電力変換装置が、例えば、バッテリの充電や、車両のランプを駆動するために利用されている（特許文献１を参照）。
図９に、バッテリの充電や、車両のランプを駆動するために利用される電力変換装置１００Ａの構成を示す。以下、この電力変換装置１００Ａの構成と動作について簡単に説明する。

図９に示す電力変換装置１００Ａは、発電機１０のコイル１１から出力された交流電圧ＶＡを直流の出力電圧Ｖｏに変換して、車体負荷(バッテリ２００及びランプ等の負荷ＲＬ)に電力を供給するものであって、サイリスタ１０１、ゲート制御部１２０Ａ、抵抗Ｒ１，Ｒ２から構成される。サイリスタ１０１を介して、発電機１０からバッテリ２００及び負荷ＲＬに供給される出力電圧Ｖｏを検出するため、サイリスタ１０１のカソードとグランドとの間には、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２が直列に接続されている。これら抵抗Ｒ１と披抗Ｒ２との間の接続点Ｐには、これら抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２によって出力電圧Ｖｏを分圧して得られる電圧ＶＲが現れる。

図１０に、ゲート制御部１２０Ａの構成を示す。ゲート制御部１２０Ａは、サイリスタ１０１の導通状態の開始を制御するものであり、電圧変換回路１２１、基準電圧発生回路１２２、差動回路１２３、増幅回路１２４、三角波発生回路１２５、比較回路１２６から構成される。ここで、電圧変換回路１２１は、上記接続点Ｐに現れる電圧ＶＲを、その実効値を表す電圧ＶＲ’に変換するものである。この電圧ＶＲ’は、出力電圧Ｖｏの検出値として用いられる。

基準電圧発生回路１２２は、バッテリ２００及び負荷ＲＬに電力を供給するための目標電圧ＶＴを発生させるものである。差動回路１２３は、電圧ＶＲ’と目標電圧ＶＴとの差分電圧ＶＤ（＝ＶＲ’−ＶＴ）を生成するものである。増幅回路１２４は、差分電圧ＶＤを増幅した差分電圧ＶＤ’を出力するものである。三角波発生回路１２５は、上記発電機のコイル１１から出力された交流電圧ＶＡの各周期に対応した三角波電圧ＶＢを生成するものである。

図１１は、電力変換装置１００Ａの動作を説明するための図であり、横方向に時間の経過を示し、縦方向に、交流電圧ＶＡ、出力電圧Ｖｏ、三角波電圧ＶＢ、差分電圧ＶＤ’、ゲートパルス信号ＶＳＣＲのそれぞれを並べて示したものである。
この図に示すように、三角波電圧ＶＢは、交流電圧ＶＡの正相のサイクル期間に対応し、交流電圧ＶＡが負電圧から正電圧に転じる時点を起点として０Ｖから一定の傾きで増加し、交流電圧ＶＡが正電圧から負電圧に転じる時点でピーク電圧ＶＢＰとなった後に０Ｖとなる波形を有する。各サイクル期間での三角波電圧ＶＢのピーク電圧ＶＢＰは一定である。比較回路１２６は、差分電圧ＶＤ’と三角波電圧ＶＢとを比較し、この比較の結果に基づきサイリスタ１０１の導通タイミングを規定するパルス信号ＶＳＣＲを生成する。具体的には、三角波電圧ＶＢが電圧ＶＤ’よりも大きい区間（ＶＢ＞ＶＤ’）でパルス信号ＶＳＣＲをハイレベルとし、三角波電圧ＶＢが電圧ＶＤ’未満の電圧値の区間ではパルス信号ＶＳＣＲをローレベルとする。そして、比較回路１２６は、パルス信号ＶＳＣＲをサイリスタ１０１のゲート電極に供給する。

サイリスタ１０１は、供給されるパルス信号ＶＳＣＲがハイレベルになった時点でターンオンされる。この後、サイリスタ１０１は、供給されるパルス信号ＶＳＣＲがローレベルになると共に交流電圧ＶＡが負電圧に移行すると、サイリスタ１０１は逆バイアス状態とされてターンオフされる。このように、ゲート制御部１２０Ａは、三角波発生回路１２５で発生された三角波電圧ＶＢと、増幅回路１２４から出力された差分電圧ＶＤ’とに基づきサイリスタ１０１の導通状態を制御することにより、電力変換装置１００Ａの出力電圧Ｖｏ（実効値）が目標電圧ＶＴに一致するように制御する。

図際公開第２００７／１０２６０１号パンフレット

ところで、図９に示す電力変換装置１００Ａにおいて、この電力変換装置１００Ａを回転中の発電機１０に接続して起動すると、電力変換装置１００Ａの制御開始時に出力電圧Ｖｏ（実効値）が一気に上昇してオーバーシュートを起こすことがある。

図１２は、このような状況の具体例を示す図である。図１２に示す例は、発電機１０を始動した後、時刻ｔ１のタイミングで、発電機１０に電力変換装置１００Ａを接続し、この電力変換装置１００Ａを起動した場合の例である。同図に示すように、電力変換装置１００Ａの制御開始時には差分電圧ＶＤ’（＝ＶＲ’−ＶＴ）が小さいので、パルス信号ＶＳＣＲがハイレベル（ＯＮ）となっている期間が長くなる。その結果、バッテリ２００に交流電圧ＶＡが供給される時間（充電時間）が長くなる。出力電圧Ｖｏはバッテリ２００に交流電圧ＶＡが供給されることにより上昇するが、充電時間が長いことと、ゲート制御部１２０Ａにおける制御応答遅れ（出力電圧Ｖｏを目標電圧ＶＴに一致させるための制御の遅れ）のために、出力電圧Ｖｏが一気に上昇してしまい、図に示すように、出力電圧Ｖｏが大きくなりすぎることがある。

なお、図１２において交流電圧ＶＡの振幅が変勧しているが、これは発電機の出力が揺らいでいることを示している。一般に、始動時での発電機の出力は図１２に示したように揺らぐことが多い。また、波形が歪んでいるのは、サイリスタ１０１がオン状態のときに、発電機の出力がクランプ状態になっていることを示している。

このオーバーシュートについては、図１３（Ａ）に示すように、発電機１０の回転速度が大きい場合、すなわち、発電機１０の出力電圧及び周波数が高い場合に、この発電機１０に電力変換装置１００Ａを急に接続すると、出力電圧Ｖｏに大きなオーバーシュートが発生する。その後、時間の経過とともに、出力電圧Ｖｏ（実効値電圧）が次第に目標電圧ＶＴになるように制御される。なお、図１３（Ｂ）に示すように、発電機１０の回転速度が小さい場合、すなわち、発電機１０の出力電圧及び周波数が低い場合に、発電機１０に電力変換装置１００Ａを急に接続しても、オーバーシュートは発生しない。

このように、発電機１０の高回転中の状態において、電力変換装置１００Ａを発電機１０の出力側に急に接続した場合、電力変換装置１００Ａの出力電圧が所定の目標電圧ＶＴに制御される状態になるまでに、制御応答遅れのために電力変換装置１００Ａの出力電圧Ｖｏにオーバーシュートが発生するという問題があった。このため、例えば、負荷がランプ負荷の場合は、出力電圧Ｖｏが目標電圧ＶＴに一致するように制御が開始されるまでにランプ電圧が高くなり、ランプの発光素子が断線してしまう恐れがあった。また、高出力の発電機では、高回転時に負荷側に大きなラッシュ電流(突入電流)が流れるため、電力変換装置のスイッチング素子（例えば、サイリスタ）の電流容量を大きくする必要があった。

本発明は、斯かる実情に鑑みなされたものであり、本発明の目的は、回転中の発電機に電力変換装置を接続して起動する際に、この電力変換装置の出力電圧にオーバーシュートが発生することを回避抑できる、電力変換装置及び出力電圧制御方法を提供することにある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、本発明の電力変換装置は、発電機から出力された交流電圧を入力とし、該交流電圧を整流及び位相制御してバッテリを含む負荷に電圧を供給する電力変換装置であって、前記発電機の出力部と前記負荷との間に接続されるスイッチ部と、前記負荷に供給される電圧を所定の目標電圧に一致するように制御する制御部と、を備え、前記制御部では、前記負荷に供給される電圧と所定の目標電圧との差分電圧の信号であって前記負荷に供給される電圧を前記所定の目標電圧に一致させるように制御する第１の電圧信号を生成すると共に、当該装置の起動の際に、所定の初期電圧から時間の経過とともに次第に電圧が低下する信号であって該信号の電圧が低下するのに伴い前記負荷に供給される電圧を次第に増加させるように制御する第２の電圧信号を生成し、当該装置の起動の際に、前記第１の電圧信号と前記第２の電圧信号との大小関係に基づきいずれか一方の電圧信号を選択し、この選択した電圧信号に基づき前記スイッチ部の導通状態を制御する、ことを特徴とする。

また、本発明の電力変換装置は、前記発電機から出力された交流電圧の各周期に対応したピーク電圧一定の三角波電圧を発生する三角波発生回路と、前記負荷に供給される電圧の実効値を検出しこの実効値電圧の信号を生成する電圧変換回路と、前記実効値電圧と所定の目標電圧との差分電圧に基づき、前記スイッチ部の導通状態を制御するための第１の電圧信号を生成する差動増幅回路と、当該装置が起動し制御が開始されるともに所定の初期電圧から所定の時定数を持って次第に電圧レベルが低下する第２の電圧信号を生成するリミット電圧発生回路と、前記第１の電圧信号と前記第２の電圧信号とを比較し、大小関係によりいずれか一方の信号を選択し、該選択された信号と前記三角波電圧との比較結果に基づいて、前記スイッチ部の導通状態を制御する比較回路と、を備え、前記スイッチ部が前記発電機の出力部と前記負荷との間に接続され、前記交流電圧を整流及び位相制御して前記負荷に電圧を供給することを特徴とする。

また、本発明の電力変換装置は、前記比較回路は、前記第１の電圧信号と前記第２の電圧信号の信号レベルを比較し、信号レベルの大きい方の信号を選択し、この選択した信号と前記三角波電圧とを比較して交差するタイミングを求め、このタイミングに基づいて前記スイッチ部の導通状態を制御する信号を生成することを特徴とする。

また、本発明の電力変換装置は、前記第２の電圧信号の初期値は、当該装置の起動の際に、前記第１の電圧信号よりも大きくなるように設定され、さらに、前記所定の時定数は、当該装置の起動の際に前記負荷に供給される電圧にオーバーシュートが発生しないように設定されることを特徴とする。

また、本発明の電力変換装置は、前記交流電圧は単相交流電圧であり、前記交流電圧の正相または負相の半波のいずれか一方を前記スイッチ部により整流及び位相制御して前記負荷に直流電圧を印加することを特徴とする。

また、本発明の電力変換装置は、前記スイッチ部がサイリスタ素子であり、前記比較回路は、前記サイリスタの点弧タイミングを制御するパルス信号を出力することを特徴とする。

また、本発明の出力電圧制御方法は、発電機から出力された交流電圧を入力とし、該交流電圧を整流及び位相制御してバッテリを含む負荷に電圧を供給する電力変換装置において、前記発電機の出力部と前記負荷との間に接続に接続されたスイッチ部を介して、前記発電機から出力された交流電圧を整流及び位相制御して負荷に電圧を供給する手順と、前記負荷に供給される電圧を所定の目標電圧に一致するように制御する制御手順と、を含み、さらに、前記制御手順には、前記負荷に供給される電圧と所定の目標電圧との差分電圧の信号であって前記負荷に供給される電圧を前記所定の目標電圧に一致させるように制御する第１の電圧信号を生成する手順と、当該装置の起動の際に、所定の初期電圧から時間の経過とともに次第に電圧が低下する信号であって該信号の電圧が低下するのに伴い前記負荷に供給される電圧を次第に増加させるように制御する第２の電圧信号を生成する手順と、当該装置の起動の際に、前記第１の電圧信号と前記第２の電圧信号との大小関係に基づきいずれか一方の電圧信号を選択し、この選択した電圧信号に基づき前記スイッチ部の導通状態を制御する手順と、含むことを特徴とする。

本発明の電力変換装置においては、負荷に供給される電圧を所定の目標電圧に一致するように制御する第１の電圧信号と、負荷に供給される電圧を次第に増加させるように制御する第２の電圧信号とを生成する。そして、回転中の発電機に電力変換装置を接続して起動する際には、最初は、第２の電圧信号により出力電圧を緩やかに上昇させるように制御し、出力電圧がある程度立ち上がった後に、出力電圧を第１の電圧信号により目標電圧に一致するように制御する。
これにより、回転中の発電機に電力変換装置を接続して起動する際に、電力変換装置の出力電圧にオーバーシュートが発生することを回避できる。

本発明の実施形態に係わる電力変換装置の構成を示す図である。 図１に示すゲート制御部１２０の構成を示すブロック図である。 図１に示す電力変換装置の動作を説明するための波形図である。 三角波発生回路における三角波の発生メカニズム（方形波の生成過程）を説明するための波形図である。 三角波発生回路における三角波の発生メカニズム（スロープ部分の生成過程）を説明するための波形図である。 増幅回路における倍率係数Ｍについて説明するための図である。 リミット電圧ＶＬを生成するＣＲ回路の例を示す図である。 回転中の発電機に電力変換装置が接続された場合の起動時の動作について説明するための波形図である。 従来の電力変換装置の構成を示す図である。 図９に示すゲート制御部１２０Ａの構成を示すブロック図である。 図９に示す電力変換装置の動作を説明するための図である。 電力変換装置におけるオーバーシュートの例を示す波形図である。 発電機の回転数と電力変換装置におけるオーバーシュートについて説明するための図である。

図１に、本実施形態に係る電力変換装置１００の構成例を示す。図１において、前述の図９に示す電力変換装置１００Aの構成要素と共通する要素には同一符号を付す。

＜概要＞
図１に示す電力変換装置１００の詳細な構成と動作について説明する前に、本発明の特徴部分である、オーバーシュートの抑制動作の概要について説明しておく。
本発明の電力変換装置１００では、後述するように、回転中の発電機１０に急に接続された場合に、出力電圧Ｖｏが一気に上昇してしまうことのないように、ゲート制御部１２０においてリミット電圧ＶＬを導入する。このリミット電圧ＶＬは、図８に示すように、初期値（図の例では電圧Ｖｚ）から、時間の経過とともに次第に減少し、やがて０になる信号である。

ゲート制御部１２０では、リミット電圧ＶＬと差分電圧ＶＤ’（出力電圧Ｖｏを目標電圧ＶＴに一致させるための制御信号）とを比較し、リミット電圧ＶＬが差分電圧ＶＤ’より上にある（電圧レベルが高い）期間、すなわち、時刻ｔ１から時刻ｔ３の期間では、三角波電圧ＶＢとリミット電圧ＶＬとが交差したタイミングで、かつリミット電圧ＶＬが三角波電圧ＶＢよりも大きい区間（ＶＬ＞ＶＤ’）で、パルス信号ＶＳＣＲをハイレベル（サイリスタ１０１を導通）とする。それ以外の区間ではローレベルとする。

このようにして、電力変換装置１００の制御開始時に、最初は、パルス信号ＶＳＣＲの幅を狭くし（サイリスタ１０１の導通期間を短くし）、時間の経過とともに次第に広くする（サイリスタ１０１の導通期間を広くする）。これにより、電力変換装置１００の制御開始時において、出力電圧Ｖｏを低い電圧から目標電圧ＶＴへとゆっくり上昇させることができる。このため、電力変換装置１００の制御開始時に、出力電圧Ｖｏにオーバーシュートが発生することを回避できる。

＜電力変換装置の全体構成についての説明＞
まず、図１を参照して、本実施形態における電力変換装置１００の全体構成の例について説明する。
図１に示すように、本電力変換装置１００は、発電機のコイル１１から出力された交流電圧ＶＡを整流及び位相制御して直流の出力電圧Ｖｏに変換し、負荷（バッテリ２００及び負荷ＲＬ）に電力に供給するものである。電力変換装置１００は、サイリスタ１０１、ゲート制御部１２０、抵抗Ｒ１，Ｒ２から構成される。ここで、サイリスタ１０１は発電機１０の出力部とバッテリ２００との間に接続されている。具体的には、サイリスタ１０１のアノードは発電機１０のコイル１１の一端に接続され、そのカソードにはバッテリ２００の正側及び負荷ＲＬの一端に接続されている。バッテリ２００の負側及び負荷ＲＬの他端はグランドＧに接続されている。

また、サイリスタ１０１を介してバッテリ２００及び負荷ＲＬに供給される出力電圧Ｖｏを検出するため、サイリスタ１０１のカソードとグランドＧとの間には、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２が直列に接続される。これら抵抗Ｒ１と披抗Ｒ２との間の接続点Ｐには、これら抵抗Ｒ１と披抗Ｒ２とによって出力電圧Ｖｏを分圧して得られる電圧ＶＲが現れる。上記接続点Ｐにはゲート制御部１２０の入力部が接続され、このゲート制御部１２０の出力部はサイリスタ１０１のゲート電極に接続される。
上記構成において、この電力変換装置１００は、回転中の発電機１０の出力側に急に接続された場合に、出力電圧Ｖｏにオーバーシュートが発生することを回避できるように構成されている。

＜ゲート制御部１２０の構成の説明＞
次に、図２を用いてゲート制御部１２０の全体構成について説明する。
図２は、ゲート制御部１２０の構成例を示す図である。このゲート制御部１２０は、図２に示すように、電圧変換回路１２１、基準電圧発生回路１２２、差動回路１２３、増幅回路１２４、三角波発生回路１２５、比較回路１２６、スタート回路１３１、及びリミット電圧発生回路１３２を含んで構成される。

ここで、電圧変換回路１２１は、上記接続点Ｐに現れる電圧ＶＲを、その実効値を表す実効値電圧ＶＲ’に変換するものであり、その入力部には上記接続点Ｐが接続されると共に、その出力部は差動回路１２３の一方の入力部に接続される。この実効値電圧ＶＲ’は、上記バッテリ２００及び負荷ＲＬに供給される出力電圧Ｖｏに対応しており、出力電圧Ｖｏの検出値として取り扱われる。

基準電圧発生回路１２２は、バッテリ２００の充電（及び負荷ＲＬへ給電）するための目標電圧ＶＴを発生させるものであり、その出力部は差動回路１２３の他方の入力部に検続される。差動回路１２３は、実効値電圧ＶＲ’と目標電圧ＶＴとの差分電圧ＶＤ（＝ＶＲ’−ＶＴ）を生成するものであり、その出力部は増幅回路１２４の入力部に接続される。

増幅回路１２４は、上記差分電圧ＶＤに倍率係数（増幅度）Ｍ（＞０）を乗じて、差分電圧ＶＤがＭ倍に増幅された差分電圧ＶＤ’を出力するものであり、その出力部は比較回路１２６の第２の入力部ｂに接続される。
三角波発生回路１２５は、上記発電機のコイル１１から出力された交流電圧ＶＡの各周期に対応した三角波電圧ＶＢを生成し、生成した三角波電圧VBを比較回路１２６へ出力する。また、三角波発生回路１２６は、三角波電圧VBを出力する出力部が、比較回路１２６の第１の入力部ａに接続されている。本実施形態では、三角波電圧ＶＢは、図３の三角波電圧ＶＢに示すように、交流電圧ＶＡの正相のサイクル期間に対応し、交流電圧ＶＡが負電圧から正電圧に転じる時点を起点として０Ｖから一定の傾きで増加し、交流電圧ＶＡが正電圧から負電圧に転じる時点でピーク電圧ＶＢＰとなり、ピーク電圧ＶＢＰとなった直後に０Ｖとなる波形を有する。各サイクル期間での三角波電圧ＶＢのピーク電圧ＶＢＰは一定である。この三角波電圧ＶＢの発生メカニズムについては後述する。

スタート回路１３１は、リミット電圧発生回路１３２の入力部と接続される。このスタート回路１３１は、三角波発生回路１２５に入力される交流電圧ＶＡを監視しており、交流電圧ＶＡの入力が開始されたタイミングで、リミット電圧発生回路１３２に対し、リミット電圧ＶＬを発生させるためのスタート信号ＳＴを出力する。リミット電圧発生回路１３２は、スタート信号ＳＴが入力されると、リミット電圧ＶＬの出力を開始する。

リミット電圧発生回路１３２は、例えば、図７（Ａ）に示すようなＣＲ回路（後述するコンデンサC１１に抵抗R１１を用いて電荷を充電し、抵抗R１２を用いてコンデンサC１１に蓄積された電荷を放電するＣＲ回路）を有して構成される。このＣＲ回路では、サイリスタ１０１のアノードとグランドＧとの間に、ダイオードＤ１１、抵抗Ｒ１１、スイッチＳＷ１１、コンデンサＣ１１がこの順に直列接続される直列回路を有している。この直列回路では、ダイオードＤ１１がアノードからグランドＧに向けて順方向接続される。すなわち、ダイオードD１１は、アノードがサイリスタ１０１のアノードに接続され、カソードが接続点Q（スイッチSW１１のブレーク接点ｂ）に接続されている。また、抵抗Ｒ１１とスイッチ１１の接続点ＱからグランドＧに向けてツェナーダイオードＺＤ１１が逆方向接続される。すなわち、ツェナーダイオードZD１１は、アノードがグランドGに接続されて接地され、カソードが接続点Qに接続されている。スイッチＳＷ１１は、１ｃ接点を有するスイッチであり、共通接点ｃ１がコンデンサＣ１１の一端（正側）に接続され、ブレーク接点ｂが上記接続点Ｑに接続される。また、スイッチＳＷ１１のメーク接点ａとグランドＧとの間に抵抗Ｒ１２が接続される。そして、スイッチＳＷ１１の接点ａと抵抗Ｒ１２の接続点Ｎから、リミット電圧ＶＬの信号が出力される。

上記ＣＲ回路の構成において、スイッチＳＷ１１は、スタート回路１３１から入力されるスタート信号ＳＴにより駆動されるスイッチであり、初期状態においてはＯＦＦ状態（共通接点ｃ１とブレーク接点ｂとが接続された状態）であり、電力変換装置１００に交流電圧ＶＡが印加されると、この交流電圧ＶＡにより、ダイオードＤ１１と抵抗Ｒ１１を通して、直ちにコンデンサＣ１１が充電される（電荷が蓄積される）。このコンデンサＣ１１の充電電圧は、ツェナーダイオードＺＤ１１のツェナー電圧Ｖｚより規定される（制限される）電圧となり、また、その充電時定数は、コンデンサＣ１１の静電容量（キャパシタンス）と抵抗Ｒ１１とで規定される。なお、この充電時定数は、ダイオードＤ１１及びツェナーダイオードＺＤ１１に流すことができる許容電流を勘案して、できるだけ短くなるように抵抗Ｒ１１の抵抗値を設定し、交流電圧ＶＡが印加されると、ダイオードＤ１１１及び抵抗Ｒ１１を介して、直ちにコンデンサＣ１１をツェナー電圧Ｖｚまで急速充電するようにする。

そして、スタート回路１３１からスタート信号ＳＴが入力されると、スイッチＳＷ１１がＯＮ状態（共通接点ｃ１と接点ａとが接続された状態）になり、リミット電圧発生回路１３２は、コンデンサＣ１１の充電電位（コンデンサＣ１１の端子間電圧、初期値がツェナー電圧Ｖｚ）をリミット電圧ＶＬとして出力する。このコンデンサＣ１１に蓄積された電荷は抵抗Ｒ１２を通して次第に放電され、すなわち、リミット電圧ＶＬは、コンデンサＣ１１の静電容量と抵抗Ｒ１２の抵抗値とで規定される放電時定数を持って次第に低下し、いずれ０となる。このように、リミット電圧発生回路１３２は、コンデンサＣ１１から抵抗Ｒ１２を介しての放電によって次第に低下する接続点Ｎの電圧（コンデンサＣ１１の端子間電圧）を、リミット電圧ＶＬとして比較回路１２６に出力する。
なお、図７（Ｂ）は、時間の経過とともに、コンデンサＣ１１の電位（リミット電圧ＶＬ）が変化する様子を示しており、この図に示すように、時刻ｔ１において、電力変換装置１００に交流電圧ＶＡが印加されると、コンデンサＣ１１の電位が直ちに初期値（ツェナー電圧Ｖｚ）の電圧まで充電され、時刻ｔ２において、スタート回路１３１からスタート信号が入力されると、それ以降、コンデンサＣ１１の電位（リミット電圧ＶＬ）が放電により次第に低下し、やがて０となる。

比較回路１２６は、増幅回路１２４から入力した差分電圧ＶＤ’（出力電圧Ｖｏを目標電圧ＶＴに一致させるように制御する制御信号）と、リミット電圧発生回路１３２から入力したリミット電圧ＶＬ（出力電圧Ｖｏの上昇を制限する信号）とを比較し、この電圧ＶＤ’とリミット電圧ＶＬうちの電圧レベルが大きい方の信号を選択し、この選択した電圧（差分電圧ＶＤ’またはリミット電圧ＶＬ）と三角波電圧ＶＢを比較する。例えば、差分電圧ＶＤ’と三角波電圧ＶＢを比較する場合は、差分電圧ＶＤ’と三角波電圧ＶＢとの一致点、すなわち差分電圧ＶＤ’と三角波電圧ＶＢとが交差するクロス点のタイミングを検出する。このタイミングで、比較回路１２６は、サイリスタ１０１の導通タイミングを規定するパルス信号ＶＳＣＲをハイレベルとし、このパルス信号ＶＳＣＲをサイリスタ１０１のゲート電極に出力する。このパルス信号ＶＳＣＲのハイレベルは、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも大きい区間（ＶＢ＞ＶＤ’）において維持され、それ以外の区間ではローレベルとなる。

同様に、リミット電圧ＶＬと三角波電圧ＶＢを比較する場合は、リミット電圧ＶＬと三角波電圧ＶＢとの一致点、すなわちリミット電圧ＶＬと三角波電圧ＶＢとが交差するクロス点のタイミングを検出する。このタイミングで、比較回路１２６は、サイリスタ１０１の導通タイミングを規定するパルス信号ＶＳＣＲをハイレベルとし、このパルス信号ＶＳＣＲをサイリスタ１０１のゲート電極に出力する。このパルス信号ＶＳＣＲのハイレベルは、三角波電圧ＶＢがリミット電圧ＶＬよりも大きい区間（ＶＢ＞ＶＬ）において維持され、それ以外の区間ではローレベルとなる。

パルス信号ＶＳＣＲをゲート電極に入力するサイリスタ１０１は、パルス信号ＶＳＣＲがハイレベルになった時点でターンオンされる。この後、パルス信号ＶＳＣＲがローレベルになると共に交流電圧ＶＡが負電圧に移行すると、サイリスタ１０１は逆バイアス状態とされてターンオフされる。即ち、サイリスタ１０１は、三角波電圧ＶＢが、差分電圧ＶＤ’及びリミット電圧ＶＬの両方よりも高い区間においてオン状態とされ、それ以外の区間ではオフ状態とされる。このように、ゲート制御部１２０は、三角波発生回路１２５で発生された三角波電圧ＶＢと、増幅回路１２４から出力された差分電圧ＶＤ’と、リミット電圧発生回路１３２から出力されたリミット電圧ＶＬと、に基づきサイリスタ１０１の導通状態を制御する。

＜電力変換装置１００の通常時の動作についての説明＞
次に、図３から図６を参照して、本電力変換装置１００の通常時（定常時）の動作について説明する。なお、通常動作時には、リミット電圧ＶＬは０Ｖまで低下しており、ここでは、比較回路１２６において、差分電圧ＶＤ’と三角波電圧ＶＢのみが比較される例について説明する。なお、回転中の発電機１０に電力変換装置１００を接続した場合の起動時の動作については後述する。

図３は、電力変換装置１００における各部の波形を示す図であり、横方向に時間の経過を示し、縦方向に、交流電圧ＶＡ、三角波電圧ＶＢ及び差分電圧ＶＤ’、パルス信号ＶＳＣＲのそれぞれを並べて示したものである。
以下、図３を参照して、電力変換装置１００の通常時の動作について説明する。ゲート制御部１２０内の差動回路１２３では、基準電圧発生回路１２２で発生された目標電圧ＶＴと、電圧変換回路１２１から出力された電圧ＶＲ’とを入力し、これらの差分電圧ＶＤを生成する。増幅回路１２４は差分電圧ＶＤをＭ倍に増幅して、比較回路１２６に電圧ＶＤ’（＝Ｍ×ＶＤ）を供給する。

比較回路１２６では、リミット電圧ＶＬより差分電圧ＶＤ’が大きいため、差分電圧ＶＤ’と三角波電圧ＶＢとを比較し、この比較の結果に基づきサイリスタ１０１の導通タイミングを規定するパルス信号ＶＳＣＲを生成する。そして、比較回路１２６は、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも高い区間（ＶＢ＞ＶＤ’）でパルス信号ＶＳＣＲをハイレベルとし、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも低い区間（ＶＢ＜ＶＤ’）でパルス信号ＶＳＣＲをローレベルとして、このパルス信号ＶＳＣＲをサイリスタ１０１のゲート電極に供給する。すなわち、サイリスタ１０１は、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも高い区間（ＶＢ＞ＶＤ’）においてオン状態とされ、それ以外の区間ではオフ状態とされる。このように、ゲート制御部１２０は、三角波発生回路１２５で発生された三角波電圧ＶＢと、増幅回路１２４から出力された差分電圧ＶＤ’とに基づきサイリスタ１０１の導通状態を制御する。

ここで、サイリスタ１０１のオン状態の区間、すなわち三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも高い期間は差分電圧ＶＤ’のレベルに依存し、この差分電圧ＶＤ’のレベルは、目標電圧ＶＴに対する出力電圧Ｖｏのレベルに依存する。従って、出力電圧Ｖｏが高ければ、電圧ＶＤ’のレベルも高くなり、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’より高くなる期間が減少し、サイリスタ１０１がオン状態となる期間が減少する。この結果、出力電圧Ｖｏが目標電圧ＶＴに向けて低下する。

逆に、出力電圧Ｖｏが低ければ、差分電圧ＶＤ’のレベルも低くなり、この結果、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも高い期間が増加し、サイリスタ１０１がオン状態となる期間が増加する。この結果、出力電圧Ｖｏが目標電圧ＶＴに向けて上昇する。このように、発電機の交流電圧ＶＡの各周期において、出力電圧Ｖｏが目標電圧ＶＴに安定するようにサイリスタ１０１の導通期間が制御される。

以上により発電磯１０の回転数が低い場合を説明したが、発電機１０の回転数が高い場合には、図３（Ｂ）に示すように、発電機１０が出力する交流電圧ＶＡの振幅が大きくなると共に、その周波数も高くなるので、三角波電圧ＶＢの上昇レートが大きくなるが、その他の点では、上述の図３（Ａ）に示す発電機１０の回転数が低い場合と同様であり、出力電圧Ｖｏの実効値が目標電圧ＶＴに安定するようにサイリスタ１０１のゲート制御が実施される。

次に、図４及び図５を参照して、三角波発生回路１２５における三角波電圧ＶＢの発生メカニズムを説明する。
一般には発電機１０が出力する交流電圧の周波数は急激に変化しないので、１サイクル前の波形と現在のサイクルの波形はほとんど同じと考えることができる。例えば、図４において、波形２が現在のサイクルの波形だとすれば、波形２の半周期Ｔ２と、その１サイクル前の波形１の半周期Ｔ１とはほとんど同じである。

上述の特性を利用して、次の手順により三角波電圧ＶＢを生成する。
（手順１）図４に示すように、波形１のサイクルにおいて、発電機が出力する交流電圧ＶＡから方形波Ｓを生成する。この波形１に対応する方形波Ｓの半周期は、波形１のサイクルにおける交流電圧ＶＡの半周期Ｔ１と一致する。
（手順２）続いて、方形波Ｓの半周期Ｔ１の時間をカウントする。
（手順３）続いて、半周期Ｔ１の時間のカウント数を所定の分解能ｎで除算して、時間ｔ１（＝Ｔ１／ｎ）を得る。ここで、分解能ｎは、三角波電圧ＶＢのスロープの滑らかさを規定する量であり、分解能ｎが高い程、三角波電圧ＶＢのスロープが滑らかになる。
（手順４）続いて、三角波電圧ＶＢのピーク電圧ＶＢＰを所定の分解能ｎで除算して、電圧ｖ１（＝ＶＢＰ／ｎ）を得る。
（手順５）続いて、図５（Ｂ）に示すように、次のサイクルの波形２の立ち上がりタイミング（Ｔ２をカウントし始めるタイミング）で、上記電圧ｖ１だけ三角波電圧ＶＢを上昇させ、この三角波電圧ＶＢを上記時間ｔ１の間だけ維持する。

（手順６）同じ波形２のサイクルにおいて、上記時間ｔ１が経過したタイミングで上記電圧ｖ１だけ三角波電圧ＶＢを更に上昇させ、これを全都でｎ回繰り返すと、図５（Ｂ）に示すような階段状の波形が得られ、波形２のサイクルに対応する三角波電圧のスロープ部分に相当する階段状の波形が得られる。分解能ｎの値を大きくすれば、階段状の波形が滑らかになり、一層良好な三角波を得ることができる。
以上の手順により、１サイクル前の交流電圧ＶＡの波形を用いて、交流電圧ＶＡの各周期に対応した三角波電圧であって、ピーク電圧ＶＢＰが一定の電圧波形を生成する。

上述の三角波電圧の発生メカニズムを利用した三角波発生回路１２５は、本電力変換装置においてサイリスタ１０１の導通タイミングを制御するための三角波電圧ＶＢを生成するものであって、例えば、カウンタ部と、除算部と、波形生成部とから構成することができる。ここで、カウンタ部は、発電機が出力する第１サイクルの交流電圧波形の半周期の時間（図４の例えば波形１のサイクルにおける時間Ｔ１）をカウントするものである。除算部は、上記カウンタ部によるカウント数を所定の分解能ｎ（所定値）で除算するものである。波形生成部は、第１サイクル後の第２サイクル（図４の例えば波形２のサイクル）において上記第１サイクルでの除算部の除算結果で示される時間ｔ１の経過ごとに所定電圧ｖ１だけ上昇する階段状の電圧波形を生成するものである。この階段状の電圧波形は上記三角波電圧ＶＢの波形として出力される。

＜増幅回路１２４を導入することの技術的意味＞
次に、図６を参照して、増幅回路１２４を導入することの技術的意味を説明する。
図６（Ａ）は、増幅回路１２４の増幅度である倍率係数Ｍを「１」とした場合の三角波電圧ＶＢと差分電圧ＶＤ’（＝ＶＤ）との相対的な開係を示している。図６（Ａ）において、区間Ｗ１は、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’を上回る期間、すなわちサイリスタ１０１がオン状態に制御される期間を示す。また、図６（Ｂ）は、倍率係数Ｍを「２」に設定した場合の三角波電圧ＶＢと差分電圧ＶＤ’（＝２×ＶＤ）との相対的な関係を示している。図６（Ｂ）に示すように倍率係数Ｍを「２」に設定して差分電圧ＶＤを２倍に増幅すると、図６（Ａ）に示す区間Ｗ１と比較して、サイリスタ１０１のオン状態に対応する区間Ｗ２の変動量（ＶＤ’の変動量）が２倍になり、これにより、出力電圧Ｖｏの変動量に対してパルス信号ＶＳＣＲの応答量（感度）が２倍になる。

このことは、図６（Ｃ）に示すように、倍率係数Ｍが「１」のときの差分電圧ＶＤ’（＝ＶＤ）に対して三角波電圧のピーク電圧が相対的に半分（ＶＢ／２）になることと等価であり、出力電圧Ｖoの制御幅VWが半分になることを意味している。従って、増幅回路１２４を導入して、差分電圧ＶＤをＭ倍に増幅することにより、出力電圧Ｖｏの制御幅ＶＷが相対的にＭ分の１に小さくなるため、出力電圧Ｖｏを精度よく目標電圧ＶＴに制御できるようになる。

ここで、三角波電圧ＶＢの高さH（＝ピーク電圧ＶＰ）と、倍率係数Ｍと、目標電圧ＶＴと、出力電圧Ｖｏの制御幅VＷとの間には、Ｗが、ＶＴからＶＴ＋（Ｈ／Ｍ）の範囲の値となる関係が存在する。従って、本電力変換装置を実施する場合、所望の制御幅Ｗと目標電圧ＶＴとに応じて、上記開係を満足するように三角波電圧ＶＢの高さHと倍率係数Ｍとを適切に設定すればよい。

＜電力変換装置が回転中の発電機に接続された場合の動作についての説明＞
次に、発電機１０の回転中に、この発電機１０の出力側に電力変換装置１００が接続された場合の動作、すなわち、電力変換装置１００の起動時の動作について説明する。

図８は、回転中の発電機に電力変換装置が接続された場合の起動時の動作について説明するための図である。図８に示す例は、前述の図１２と同様に、時刻ｔ１が、回転中の発電機１０に電力変換装置１００が接続されたタイミングである。以下、図８を参照して、電力変換装置１００の起動時の動作について説明する。
時刻ｔ１において、電力変換装置１００が発電機１０に接続されると、この電力変換装置１００は起動し制御動作を開始する。そして、発電機１０から交流電圧ＶＡが入力されると、スタート回路１３１はこれを検出し、スタート信号ＳＴを生成してリミット電圧発生回路１３２に出力する。リミット電圧発生回路１３２は、スタート回路１３１からスタート信号ＳＴを入力すると、リミット電圧ＶＬの出力動作を開始する。

このリミット電圧発生回路１３２から出力されるリミット電圧ＶＬは、例えば、図７に例示したＣＲ回路により生成される。このリミット電圧ＶＬは起動時（時刻ｔ１）における初期値Ｖｚから、次第に低下し、やがて０になる信号である。一方、差分電圧ＶＤ’（＝Ｍ×（ＶＲ’−ＶＴ））については、起動直後はバッテリ２００及び負荷ＲＬにまだ電力が供給されていないため、出力電圧Ｖｏ（バッテリ２００の電圧）及び電圧ＶＲ’（出力電圧Ｖｏの検出値）は目標電圧ＶＴよりも低いため、この差分電圧ＶＤ’は負値をとる。このため、リミット電圧ＶＬの方が差分電圧ＶＤ’よりも大きく、比較回路１２６では、リミット電圧ＶＬを選択し、このリミット電圧ＶＬと三角波電圧ＶＢとを比較する。
そして、三角波電圧ＶＢがリミット電圧ＶＬよりも大きくなる区間（ＶＢ＞ＶＬ）でパルス信号ＶＳＣＲをハイレベル（サイリスタ１０１を導通）にする。なお、起動直後においては、リミット電圧ＶＬは初期値Ｖｚであり電圧レベルが高いため、三角波電圧ＶＢがリミット電圧ＶＬよりも大きくなる区間（パルス信号ＶＳＣＲがハイレベルなる期間）は短く、出力電圧Ｖｏ及び差分電圧ＶＤ’も僅かにだけ上昇する。

その後、時間の経過とともにリミット電圧ＶＬの電圧値が低下することにより、三角波電圧ＶＢがリミット電圧ＶＬよりも大きくなる区間（パルス信号ＶＳＣＲがハイレベルとなる区間）が次第に増大する。そして、時刻ｔ２において、差分電圧ＶＤ’が正の値に転じるが、この時刻ｔ２においても、リミット電圧ＶＬの方が差分電圧ＶＤ’よりも大きいため、リミット電圧ＶＬの方が選択される。
時刻ｔ２からさらに時間が経過し、リミット電圧ＶＬがさらに低下し、出力電圧Ｖｏ及び差分電圧ＶＤ’がさらに増加すると、やがて、時刻ｔ３において、差分電圧ＶＤ’の方がリミット電圧ＶＬよりも大きくなる。この時刻ｔ３以降は、リミット電圧ＶＬはさらに低下していくため、常に差分電圧ＶＤ’の方がリミット電圧ＶＬよりも大きくなる。このため、時刻ｔ３以降においては、比較回路１２６は、差分電圧ＶＤ’を選択し、この差分電圧ＶＤ’と三角波電圧ＶＢを比較することによりパルス信号ＶＳＣＲを生成するようになる。従って、時刻ｔ３以降は、電力変換装置１００では、差分電圧ＶＤ’を用いて出力電圧Ｖｏを目標電圧ＶＴに一致させる通常の制御動作に移行することになる。

このように、比較回路１２６では、時刻ｔ１から時刻ｔ３までの間は、リミット電圧ＶＬを選択し、このリミット電圧ＶＬと三角波電圧ＶＢとを比較してパルス信号ＶＳＣＲを生成する。このリミット電圧ＶＬは、最初は電圧レベルが高く、次第に小さくなる信号であるため、最初は、パルス信号ＶＳＣＲがハイレベルとなる期間が短く、リミット電圧ＶＬが低下するに従い、パルス信号ＶＳＣＲがハイレベルとなる期間が長くなる。すなわち、時間の経過とともにリミット電圧ＶＬが低下し、これに伴い、出力電圧Ｖｏが緩やかに増加することになる。

このように、電力変換装置１００では、回転中の発電機１０に接続して起動する際に、出力電圧Ｖｏの上昇のさせ方をリミット電圧ＶＬにより制御することができる。このため、出力電圧Ｖｏが一気に上昇してオーバーシュートが発生することを回避できる。また、リミット電圧ＶＬの初期値及び時定数（例えば、図７に示すＣＲ回路における放電時定数）制御することにより、出力電圧Ｖｏの適切な上昇を図れる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、ここで、本発明と上記実施形態の対応関係について補足して説明しておく。
上記実施形態において、本発明における電力変換装置は、電力変換装置１００が対応し、本発明における発電機は、発電機１０が対応し、本発明におけるスイッチ部は、サイリスタ１０１が対応する。また、本発明における制御部は、ゲート制御部１２０が対応する。また、本発明における電圧変換回路は、電圧変換回路１２１が対応し、本発明における基準電圧発生回路は、基準電圧発生回路１２２が対応し、本発明における差動増幅回路は、差動回路１２３と増幅回路１２４とが対応し、本発明における三角波発生回路は三角波発生回路１２５が対応する。また、本発明における比較回路は、比較回路１２６が対応し、本発明におけるスタート回路は、スタート回路１３１が対応し、本発明におけるリミット電圧発生回路は、リミット電圧発生回路１３２が対応する。
また、本発明における負荷に供給される電圧は、出力電圧Ｖｏが対応し、本発明における第１の電圧信号は、差分電圧ＶＤ’が対応し、本発明における第２の電圧信号は、リミット電圧ＶＬが対応し、本発明における初期電圧はツェナー電圧Ｖｚが対応する。また、本発明における目標電圧は目標電圧ＶＴが対応し、本発明における第２の電圧信号の初期電圧は、ツェナー電圧Ｖｚが対応する。

（１）そして、上記実施形態において、電力変換装置１００は、発電機１０から出力された交流電圧ＶＡを入力とし、該交流電圧ＶＡを整流及び位相制御してバッテリを含む負荷（バッテリ２００及び負荷ＲＬ）に出力電圧Ｖｏを供給する電力変換装置１００であって、発電機１０の出力部と負荷との間に接続されるサイリスタ１０１と、負荷に供給される出力電圧Ｖｏを所定の目標電圧ＶＴに一致するように制御するゲート制御部１２０と、を備え、このゲート制御部１２０では、負荷（バッテリ２００及び負荷ＲＬ）に供給される出力電圧Ｖｏと所定の目標電圧ＶＴとの差分電圧の信号であって上記負荷に供給される出力電圧Ｖｏを所定の目標電圧ＶＴに一致させるように制御する第１の電圧信号（差分電圧ＶＤ’）を生成すると共に、当該装置１００の起動の際に、所定の初期電圧（ツェナー電圧Ｖｚ）から時間の経過とともに次第に電圧が低下する信号であって該信号の電圧が低下するのに伴い上記負荷に供給される出力電圧Ｖｏを次第に増加させるように制御する第２の電圧信号（リミット電圧ＶＬ）を生成し、当該装置１００の起動の際に、第１の電圧信号（差分電圧ＶＤ’）と第２の電圧信号（リミット電圧ＶＬ）との大小関係に基づきいずれか一方の電圧信号を選択し、この選択した電圧信号に基づきサイリスタ１０１の導通状態を制御する。

このような構成の電力変換装置１００では、負荷（バッテリ２００及び負荷ＲＬ）に供給される出力電圧Ｖｏを所定の目標電圧ＶＴに一致するように制御する第１の電圧信号（差分電圧ＶＤ’）を生成する。また、当該装置１００が起動し制御が開始されるともに初期電圧（ツェナー電圧Ｖｚ）から時間の経過とともに次第に電圧レベルが低下する第２の電圧信号（リミット電圧ＶＬ）を生成する。そして、回転中の発電機１０に電力変換装置１００を接続して当該装置１００を起動する際には、最初は、第２の電圧信号（リミット電圧ＶＬ）を選択し、この第２の電圧信号（リミット電圧ＶＬ）が次第に低下するのに伴い、出力電圧Ｖｏを初期値（例えば、バッテリ２００の初期電圧）から緩やかに上昇させるように制御する。そして、出力電圧Ｖｏがある程度上昇し（目標電圧ＶＴに近づき）、第１の電圧信号（差分電圧ＶＤ’）が第２の電圧信号（リミット電圧ＶＬ）よりも大きくなったときは、これ以降、第１の電圧信号（差分電圧ＶＤ’）を選択し、出力電圧Ｖｏを第１の電圧信号（差分電圧ＶＤ’）により目標電圧ＶＴに一致するように制御する。
これにより、回転中の発電機１０に電力変換装置１００を接続して起動する際に、電力変換装置１００の出力電圧Ｖｏにオーバーシュートが発生することを回避できる。

（２）また、上記実施形態において、電力変換装置１００は、発電機１０の出力部と負荷（バッテリ２００及び負荷ＲＬ）との間に接続に接続され、交流電圧ＶＡを整流及び位相制御して負荷に出力電圧Ｖｏを供給するサイリスタ１０１と、発電機１０から出力された交流電圧ＶＡの各周期に対応したピーク電圧一定の三角波電圧ＶＢを発生する三角波発生回路１２５と、負荷に供給される出力電圧Ｖｏの実効値を検出しこの実効値電圧ＶＲ’の信号を生成する電圧変換回路１２１と、実効値電圧ＶＲ’と所定の目標電圧ＶＴとの差分電圧ＶＤに基づき、サイリスタ１０１の導通状態を制御するための第１の電圧信号（差分電圧ＶＤ’）を生成する差動増幅回路（差動回路１２３及び増幅回路１２４）と、当該装置１００が起動し制御が開始されるともに所定の初期電圧（ツェナー電圧Ｖｚ）から所定の時定数を持って次第に電圧レベルが低下する第２の電圧信号（リミット電圧ＶＬ）を生成するリミット電圧発生回路１３２と、第１の電圧信号（差分電圧ＶＤ’）と第２の電圧信号（リミット電圧ＶＬ）とを比較し、大小関係によりいずれか一方の信号を選択し、該選択された信号と三角波電圧ＶＢとの比較結果に基づいて、サイリスタ１０１の導通状態を制御する比較回路１２６と、を備える。

このような構成の電力変換装置１００では、図８に示すように、三角波発生回路１２５により、三角波電圧ＶＢを、交流電圧ＶＡと同位相でピーク値一定で生成する。また、電圧変換回路１２１により、出力電圧Ｖｏの実効値電圧ＶＲ’の信号を生成し、差動回路１２３及び増幅回路１２４により、実効値電圧ＶＲ’と目標電圧ＶＴとの差分電圧ＶＤ’（＝Ｍ×（ＶＲ’−ＶＴ））の信号を、第１の電圧信号（差分電圧ＶＤ’）として生成する。また、リミット電圧発生回路１３２により、出力電圧Ｖｏの上昇を制御するための第２の電圧信号（リミット電圧ＶＬ）を生成する。このリミット電圧ＶＬは、制御が開始されると共に初期値（ツェナー電圧Ｖｚ）から時間の経過とともに次第にレベルが低下し、やがて０になる信号である。

そして、比較回路１２６では、リミット電圧ＶＬと差分電圧ＶＤ’とを比較し、リミット電圧ＶＬの方が差分電圧ＶＤ’より電圧レベルが高い区間（ＶＬ＞ＶＤ’）、すなわち、時刻ｔ１から時刻ｔ３の期間では、三角波電圧ＶＢとリミット電圧ＶＬとが交差したタイミングで、かつリミット電圧ＶＬが三角波電圧ＶＢよりも大きい区間（ＶＢ＞ＶＬ）で、パルス信号ＶＳＣＲをハイレベル（サイリスタ１０１を導通）とする。それ以外の区間ではローレベルとする。このようにして、電力変換装置１００の制御開始時に、最初は、パルス信号ＶＳＣＲの幅を狭くし（サイリスタ１０１の導通期間を短くし）、時間の経過とともに、次第に広くする（サイリスタ１０１の導通期間を長くする）ことにより、出力電圧Ｖｏを緩やかに上昇させる。

これにより、回転中の発電機１０に電力変換装置１００を接続して起動する際に、出力電圧Ｖｏを低い電圧から目標電圧ＶＴへと緩やかに上昇させることができる。すなわち、電力変換装置１００が起動し制御を開始する際に、出力電圧Ｖｏにオーバーシュートが発生することを回避できる。このため、例えば、ランプ（照明用のランプ）にオーバーシュートによる高電圧が印加されることを抑止でき、高電圧印加によるランプ切れの発生を抑止できる。また、リミット電圧ＶＬの初期値（ツェナー電圧Ｖｚ）や、電圧レベルが低下する時間（時定数）を設定することにより、出力電圧Ｖｏの上昇のさせ方（例えば、上昇時間等）を制御することができる。さらには、電力変換装置１００の起動の際に、発電機１０から負荷側に大きなラッシュ電流（突入電流）が流れることを抑止できる。

（３）また、上記実施形態において、比較回路１２６は、第１の電圧信号（差分電圧ＶＤ’）と第２の電圧信号（リミット電圧ＶＬ）の信号レベルを比較し、信号レベルの大きい方の信号を選択し、この選択した信号と三角波電圧ＶＢとを比較して交差するタイミングを求め、このタイミングに基づいてサイリスタ１０１の導通状態を制御する信号を生成する。
このような構成の電力変換装置では、比較回路１２６が、リミット電圧ＶＬと差分電圧ＶＤ’とを比較し、信号レベルの大きい方の信号を選択して三角波電圧ＶＢと比較する。例えば、電力変換装置１００の起動時には、第２の電圧信号（リミット電圧ＶＬ）の方が第１の電圧信号（差分電圧ＶＤ’）よりも大きいので、比較回路１２６では、第２の電圧信号（リミット電圧ＶＬ）を選択して三角波電圧ＶＢと比較する。そして、三角波電圧ＶＢと第２の電圧信号（リミット電圧ＶＬ）とが交差したタイミングで、かつリミット電圧ＶＬが三角波電圧ＶＢよりも大きい区間（ＶＢ＞ＶＬ）で、パルス信号ＶＳＣＲをハイレベル（サイリスタ１０１を導通）とする。それ以外の区間ではローレベルとする。このようにして、電力変換装置１００の制御開始時に、最初は、パルス信号ＶＳＣＲの幅を狭くし（サイリスタ１０１の導通期間を短くし）、時間の経過とともに、次第に広くする（サイリスタ１０１の導通期間を長くする）ことにより、出力電圧Ｖｏを緩やかに上昇させることができる。
これにより、回転中の発電機１０に電力変換装置１００を接続して起動する際に、出力電圧Ｖｏを低い電圧から目標電圧ＶＴへとゆっくり上昇させることができる。すなわち、電力変換装置１００の制御開始時に、出力電圧Ｖｏにオーバーシュートが発生することを回避できる。

（４）また、上記実施形態において、第２の電圧信号（リミット電圧ＶＬ）の初期値（ツェナー電圧Ｖｚ）は、当該装置１００の起動の際に、第１の電圧信号（差分電圧ＶＤ‘）よりも大きくなるように設定され、さらに、上記時定数（第２の電圧信号（リミット電圧ＶＬ）の電圧レベルを次第に低下させる時定数）は、当該装置１００の起動の際に負荷に供給される出力電圧Ｖｏにオーバーシュートが発生しないように設定される。
これにより、回転中の発電機１０に電力変換装置１００を接続して起動した場合に、第２の電圧信号（リミット電圧ＶＬ）により出力電圧Ｖｏの上昇のさせ方（例えば、上昇時間等）を制御できる。このため、電力変換装置１００の出力電圧Ｖｏにオーバーシュートが発生することを回避できる。

（５）また、上記実施形態において、交流電圧ＶＡは単相交流電圧であり、交流電圧ＶＡの正相または負相の半波のいずれか一方をサイリスタ１０１により整流及び位相制御して負荷に直流電圧を印加する。
これにより、車両（例えば、２輪車）に搭載された単相発電機（回転中の発電機）に、電力変換装置１００を接続する場合に、電力変換装置１００の出力電圧Ｖｏにオーバーシュートが発生することを回避できる。

（６）また、上記実施形態において、電力変換装置１００はサイリスタ１０１を用いて構成されており、比較回路１２６は、サイリスタ１０１の点弧タイミングを制御するパルス信号ＶＣＳＲを出力する。
これにより、サイリスタ１０１を用いた電力変換装置１００において、この電力変換装置１００を、回転中の発電機１０に接続して起動した場合に、出力電圧Ｖｏにオーバーシュートが発生することを回避できる。

以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明の電力変換装置は、上述の図示例にのみ限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。

例えば、図１に示す実施形態では、発電機から出力される交流電力の正相成分についてのみサイリスタ１０１を介して負荷に電力を供給するものとし、発電機の出力を半波整流する場合を説明したが、これに限定されることなく、発電機からら出力された交流電力の負相成分について同様に半波整流することにより、全波整流するように構成することもできる。また、図１に示した実施形態では、単相の交流電力を変換するものとしたが、多相の交流電力に対しても適用することができる。

また、例えば、図１に示す実施形態では、電圧変換回路１２１において出力電圧Ｖｏの実効値を求める例について説明したが、本発明は、出力電圧Ｖｏの平均値を算出する場合にも同様に適用できるものである。出力電圧Ｖｏの平均値を生成するための構成としては公知技術を利用できる。

１０ 発電機
１１ コイル
１００，１００Ａ 電力変換装置
１０１ サイリスタ
１２０，１２０Ａ ゲート制御部
１２１ 電圧変換回路
１２２ 基準電圧発生回路
１２３ 差動回路
１２４ 増幅回路
１２５ 三角波発生回路
１２６ 比較回路
１３１ スタート回路
１３２ リミット電圧発生回路
２００ バッテリ
Ｃ１１ コンデンサ
Ｄ１１ ダイオード
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ１１，Ｒ１２ 抵抗
ＳＷ１１ スイッチ
ＶＢ 三角波電圧
ＶＤ 差分電圧
ＶＤ’ 差分電圧（第１の電圧信号）
ＶＬ リミット電圧（第２の電圧信号）
Ｖｏ 出力電圧
ＶＲ’ 実効値電圧（実効値の検出電圧）
ＶＳＣＲ ゲートパルス信号
ＶＴ 目標電圧
Ｖｚ ツェナー電圧
ＺＤ１１ ツェナーダイオード

Claims (7)

1. 発電機から出力された交流電圧を入力とし、該交流電圧を整流及び位相制御してバッテリを含む負荷に電圧を供給する電力変換装置であって、
   前記発電機の出力部と前記負荷との間に接続されるスイッチ部と、
   前記負荷に供給される電圧を所定の目標電圧に一致するように制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部では、
   前記負荷に供給される電圧と所定の目標電圧との差分電圧の信号であって前記負荷に供給される電圧を前記所定の目標電圧に一致させるように制御する第１の電圧信号を生成すると共に、
   当該装置の起動の際に、所定の初期電圧から時間の経過とともに次第に電圧が低下する信号であって該信号の電圧が低下するのに伴い前記負荷に供給される電圧を次第に増加させるように制御する第２の電圧信号を生成し、
   当該装置の起動の際に、前記第１の電圧信号と前記第２の電圧信号との大小関係に基づきいずれか一方の電圧信号を選択し、この選択した電圧信号に基づき前記スイッチ部の導通状態を制御する、
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記発電機から出力された交流電圧の各周期に対応したピーク電圧一定の三角波電圧を発生する三角波発生回路と、
   前記負荷に供給される電圧の実効値を検出しこの実効値電圧の信号を生成する電圧変換回路と、
   前記実効値電圧と所定の目標電圧との差分電圧に基づき、前記スイッチ部の導通状態を制御するための第１の電圧信号を生成する差動増幅回路と、
   当該装置が起動し制御が開始されるともに所定の初期電圧から所定の時定数を持って次第に電圧レベルが低下する第２の電圧信号を生成するリミット電圧発生回路と、
   前記第１の電圧信号と前記第２の電圧信号とを比較し、大小関係によりいずれか一方の信号を選択し、該選択された信号と前記三角波電圧との比較結果に基づいて、前記スイッチ部の導通状態を制御する比較回路と、
   を備え、
   前記スイッチ部が、前記発電機の出力部と前記負荷との間に接続され、前記交流電圧を整流及び位相制御して前記負荷に電圧を供給することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記比較回路は、
   前記第１の電圧信号と前記第２の電圧信号の信号レベルを比較し、信号レベルの大きい方の信号を選択し、この選択した信号と前記三角波電圧とを比較して交差するタイミングを求め、このタイミングに基づいて前記スイッチ部の導通状態を制御する信号を生成する
   ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記第２の電圧信号の初期値は、当該装置の起動の際に、前記第１の電圧信号よりも大きくなるように設定され、
   さらに、前記所定の時定数は、当該装置の起動の際に前記負荷に供給される電圧にオーバーシュートが発生しないように設定される
   ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
5. 前記交流電圧は単相交流電圧であり、前記交流電圧の正相または負相の半波のいずれか一方を前記スイッチ部により整流及び位相制御して前記負荷に直流電圧を印加する
   ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
6. 前記スイッチ部がサイリスタ素子であり、
   前記比較回路は、前記サイリスタの点弧タイミングを制御するパルス信号を出力する
   ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
7. 発電機から出力された交流電圧を入力とし、該交流電圧を整流及び位相制御してバッテリを含む負荷に電圧を供給する電力変換装置において、
   前記発電機の出力部と前記負荷との間に接続に接続されたスイッチ部を介して、前記発電機から出力された交流電圧を整流及び位相制御して負荷に電圧を供給する手順と、
   前記負荷に供給される電圧を所定の目標電圧に一致するように制御する制御手順と、
   を含み、
   さらに、前記制御手順には、
   前記負荷に供給される電圧と所定の目標電圧との差分電圧の信号であって前記負荷に供給される電圧を前記所定の目標電圧に一致させるように制御する第１の電圧信号を生成する手順と、
   当該装置の起動の際に、所定の初期電圧から時間の経過とともに次第に電圧が低下する信号であって該信号の電圧が低下するのに伴い前記負荷に供給される電圧を次第に増加させるように制御する第２の電圧信号を生成する手順と、
   当該装置の起動の際に、前記第１の電圧信号と前記第２の電圧信号との大小関係に基づきいずれか一方の電圧信号を選択し、この選択した電圧信号に基づき前記スイッチ部の導通状態を制御する手順と、
   含むことを特徴とする出力電圧制御方法。

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