JP2012147528A

JP2012147528A - 交流電源装置

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Publication number: JP2012147528A
Application number: JP2011002351A
Authority: JP
Inventors: Kazuaki Mino; 和明三野; Yasuhiro Okuma; 康浩大熊; Kazuo Kuroki; 一男黒木
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2011-01-07
Filing date: 2011-01-07
Publication date: 2012-08-02
Anticipated expiration: 2031-01-07
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Abstract

【課題】従来の交流電源では、リアクトルの電流がＩＧＢＴを介して還流している時に直列接続されたＩＧＢＴをオンすると、還流中のＩＧＢＴは交流電源の電圧で逆回復し、逆回復遮断時に大きなサージ電圧が発生し、ノイズ発生量が増加すると共に逆回復損失が大きくなる。
【解決手段】コンデンサ直列回路と双方向スイッチ直列回路と、を交流電源と並列接続し、コンデンサ直列回路内部の直列接続点と双方向スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に別の双方向スイッチを接続し、ＩＧＢＴがオンしてダイオード動作のＩＧＢＴを逆回復させる時の電圧及びＩＧＢＴがオンオフする時の電圧を、第１ステップとして交流電源電圧の半分程度の電圧とし、第２ステップとして交流電源電圧そのものとする。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流入力電圧を電圧制御又は電力制御して負荷へ交流電圧又は交流電力を供給する交流電源装置に関する。

図８に、特許文献１に示された従来の交流電源回路を示す。図８（ａ）は交流電源Ｖｓより低い交流電圧を出力する降圧形交流チョッパ回路図で、図８（ｂ）は交流電源Ｖｓより高い交流電圧を出力する昇圧形交流チョッパ回路図である。
まず図８（ａ）について説明する。逆阻止形ＩＧＢＴＳ１ａとＳ１ｂを逆並列接続した第１の双方向スイッチと、逆阻止形ＩＧＢＴＳ２ａとＳ２ｂを逆並列接続した第２の双方向スイッチとを直列接続した双方向スイッチ直列回路と、交流電源Ｖｓと、コンデンサＣｉと並列接続し、第２の双方向スイッチと並列に負荷ＬＤを接続したいわゆる降圧形交流チョッパ回路である。

このような構成において、交流電源Ｖｓの極性が正の時、ＩＧＢＴＳ１ａをオンすると負荷には交流電源と同じ電圧が印加され、ＩＧＢＴＳ１ａをオフしＩＧＢＴＳ２ｂをオンすると負荷電圧は零となる。また、交流電源Ｖｓの電圧の極性が負の時、ＩＧＢＴＳ１ｂをオンすると負荷ＬＤには交流電源と同じ電圧が印加され、ＩＧＢＴＳ１ｂをオフしＩＧＢＴＳ２ａをオンすると負荷電圧は零となる。これらのスイッチング動作においては、ＩＧＢＴがオフする時にＩＧＢＴに印加される電圧は電源電圧と同じになる。このようなスイッチング動作を高周波で行い、オンとオフの比率を調整することにより、負荷ＬＤには交流電源Ｖｓと周波数が同じで電圧が低い所望の交流電圧が印加される。

次に図８（ｂ）について説明する。逆阻止形ＩＧＢＴＳ４ａとＳ４ｂを逆並列接続した第４の双方向スイッチと、逆阻止形ＩＧＢＴＳ５ａとＳ５ｂを逆並列接続した第５の双方向スイッチとを直列接続した双方向スイッチ直列回路と、コンデンサＣｏと、負荷ＬＤとが並列接続され、第５の双方向スイッチと並列に交流電源ＶｓとリアクトルＬとの直列回路が接続されたいわゆる昇圧形交流チョッパ回路である。このような構成において、交流電源Ｖｓの極性が正の時、ＩＧＢＴＳ５ａをオンするとリアクトルＬにエネルギーが蓄積され、ＩＧＢＴＳ５ａをオフしＩＧＢＴＳ４ｂをオンするとリアクトルＬのエネルギーはＩＧＢＴＳ４ｂを介してコンデンサＣｏに正方向に充電され、交流電源Ｖｉの電圧より高い電圧となる。この時、ＩＧＢＴＳ５ａの電圧はコンデンサＣｏと同じ電圧となる。

また、交流電源Ｖｓの電圧の極性が負の時、ＩＧＢＴＳ５ｂをオンするとリアクトルＬにエネルギーが蓄積され、ＩＧＢＴＳ５ｂをオフしＩＧＢＴＳ４ａをオンするとリアクトルＬのエネルギーはＩＧＢＴＳ４ａを介してコンデンサＣｏに負方向に充電される。この時、ＩＧＢＴＳ５ｂの電圧はコンデンサＣｏと同じ電圧となる。このようなスイッチング動作を高周波で行い、オンとオフの比率を調整することにより、負荷ＬＤには交流電源Ｖｓと周波数が同じで電圧が高い所望の電圧が印加される。

これらのスイッチング動作においては、ＩＧＢＴに印加される電圧及び負荷に印加される電圧波形は、以下となる。降圧形交流チョッパ回路の場合は交流電源電圧と零との間を変化する電圧で、昇圧形交流チョッパ回路の場合は昇圧された負荷電圧と零との間を変化する電圧で、いずれも電圧変化率（ｄｖ／ｄｔ）の大きい高速のスイッチング波形となる。

特許第３２１６７５９号公報

上述のように、いずれの回路構成の場合も、リアクトルの電流がＩＧＢＴを介して還流又は出力コンデンサを充電している時に直列接続されたＩＧＢＴをオンすると、還流中のＩＧＢＴは交流電源Ｖｓの電圧又は交流出力コンデンサＣｏの電圧でダイオードと同様の逆回復動作となる。交流電源電圧又は交流出力電圧が数百ボルト以上と高い場合には、ＩＧＢＴが高速で逆回復することになり、ＩＧＢＴ逆回復遮断時に大きなサージ電圧が発生し、ノイズ発生量が増加すると共に逆回復損失が大きくなる。また、スイッチング素子のスイッチング時の電圧変化量は交流電源電圧又は交流出力電圧にサージ電圧が加算された電圧となり、同様にノイズ発生量が大きく且つスイッチング損失が大きくなる。この結果、ＩＧＢＴの耐圧はこの電圧に耐える高耐圧品が必要となり、また冷却装置が大型化する問題が生じる。
従って、本発明の課題は、逆回復を緩やかにしてノイズ発生量を低減すると共に逆回復時の損失を低減すること及びスイッチング時のノイズ発生量及びスイッチング損失を低減することである。

上述の課題を解決するために、第1の発明においては、コンデンサを２個直列接続したコンデンサ直列回路と、第1及び第２の双方向スイッチを２個直列接続した第１の双方向スイッチ直列回路と、を交流電源と並列に接続し、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記第1の双方向スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第３の双方向スイッチを、前記第1の双方向スイッチ又は前記第２の双方向スイッチと並列に負荷を、各々接続し、前記交流電源と基本波周波数が等しく且つ電圧の低い交流電圧を前記負荷に供給する。

第２の発明においては、第１の発明における前記コンデンサ直列回路と中間タップ付変圧器巻線を並列接続し、前記中間タップと前記コンデンサ直列回路内部の接続点とを接続する。

第３の発明においては、第１又は第２の発明における前記第１〜第3の双方向スイッチをオンオフ制御し、交流電源の各半サイクル期間を高周波ＰＷＭ制御によりパルス列化するに際し、各パルスはコンデンサ直列回路の一方のコンデンサ電圧を出力する第１ステップ波形と前記コンデンサ直列回路全体の電圧を出力する第２ステップ波形との合成波形として出力する制御手段を備える。

第４の発明においては、コンデンサを２個直列接続したコンデンサ直列回路と、第1及び第２の双方向スイッチを２個直列接続した双方向スイッチ直列回路とを負荷と並列に接続し、前記コンデンサ直列回路内部の接続点と前記双方向スイッチ直列回路内部の接続点との間に第３の双方向スイッチを、前記第1の双方向スイッチ又は前記第２の双方向スイッチと並列に交流電源とリアクトルとの直列回路を、各々接続し、前記交流電源と基本波周波数が等しく且つ電圧が高い交流電圧を前記負荷に供給する。

第５の発明においては、第４の発明における前記コンデンサ直列回路と中間タップ付変圧器巻線とを並列接続し、前記中間タップと前記コンデンサ直列回路内部の接続点とを接続する。

第６の発明においては、第４又は第５の発明における前記第１〜第3の双方向スイッチをオンオフ制御し、交流電源の各半サイクル期間を高周波ＰＷＭ制御により前記リアクトル電流を制御し、前記コンデンサ直列回路を電流パルスで充電し、前記交流電源の電圧よりも高い電圧を得るに際し、各電流パルスはコンデンサ直列回路の一方のコンデンサを充電する第１期間と前記コンデンサ直列回路全体を充電する第２期間とを備える。

第７の発明においては、コンデンサを２個直列接続した第1のコンデンサ直列回路と、第1及び第２の双方向スイッチを２個直列接続した第１の双方向スイッチ直列回路と、交流電源とを並列に接続し、前記第1のコンデンサ直列回路内部の接続点と前記第1の双方向スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第３の双方向スイッチを接続した降圧形交流チョッパ回路と、コンデンサを２個直列接続した第２のコンデンサ直列回路と、第４及び第５の双方向スイッチを２個直列接続した第２の双方向スイッチ直列回路とを負荷と並列に接続し、前記第２のコンデンサ直列回路内部の接続点と前記第２の双方向スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第６の双方向スイッチを接続した昇圧形交流チョッパ回路と、を備え、前記第1の双方向スイッチ直列回路内部の直列接続点と前記第２の双方向スイッチ直列回路内部の直列接続点との間にリアクトルを、第１の双方向スイッチ直列回路の一端と第２の双方向スイッチ直列回路の一端とを、各々接続し、前記降圧形交流チョッパ回路の動作により前記交流電源と基本波周波数が等しく且つ電圧が前記交流電源より低い交流電圧を負荷に供給し、前記昇圧形交流チョッパ回路の動作により前記交流電源と基本波周波数が等しく且つ電圧が前記交流電源より高い交流電圧を前記負荷に供給する。

第８の発明においては、第７の発明における前記第1のコンデンサ直列回路と第1の中間タップ付変圧器とを、前記第２のコンデンサ直列回路と第２の中間タップ付変圧器とを、各々並列接続し、前記第1の中間タップ付変圧器巻線の中間タップと前記第1のコンデンサ直列回路内部の直列接続点とを、前記第２の中間タップ付変圧器巻線の中間タップと前記第２のコンデンサ直列回路内部の直列接続点とを、各々接続する。

第９の発明においては、第７又は第８の発明における前記第１〜第3の双方向スイッチをオンオフ制御し、交流電源の各半サイクル期間を高周波ＰＷＭ制御によりパルス列化するに際し、各パルスは第1のコンデンサ直列回路の一方のコンデンサ電圧を出力する第１ステップ波形と前記第1のコンデンサ直列回路全体の電圧を出力する第２ステップ波形との合成波形として出力する第1の制御手段を備える。

第１０の発明においては、第７〜第９の発明における前記第４〜第６の双方向スイッチをオンオフ制御し、交流電源の各半サイクル期間を高周波ＰＷＭ制御により前記リアクトル電流を制御し、前記第２のコンデンサ直列回路を電流パルスで充電し、前記交流電源の電圧よりも高い電圧を得るに際し、各電流パルスは第2のコンデンサ直列回路の一方のコンデンサを充電する第１期間と前記コンデンサ直列回路全体を充電する第２期間とを有する第２の制御手段を備える。

本発明では、ＩＧＢＴがオンしてダイオード動作のＩＧＢＴを逆回復させる時の電圧及びＩＧＢＴ(スイッチング素子)がオンオフする時の電圧を第１ステップとして交流電源電圧又は交流出力電圧の半分程度の電圧とし、第２ステップとして交流電源電圧又は交流出力電圧そのものとしている。このため、ダイオード動作のＩＧＢＴの逆回復時又はＩＧＢＴ(スイッチング素子)オフ時にスイッチング素子に印加される電圧を小さく抑制することができる。
この結果、ダイオード動作のＩＧＢＴの逆回復時の電圧が低い電圧となり、逆回復時のサージ電圧が低く抑制され、逆回復損失が低減する。さらにＩＧＢＴ(スイチング素子)のスイッチング時の電圧変化量が半分程度となり、ノイズ発生量が低減する。

本発明の第１の実施例を示す回路図である。図１の動作波形例１である。図１の動作波形例２である。本発明の第２の実施例を示す回路図である。本発明の第３の実施例を示す回路図である。図５の動作波形例である。本発明の第４の実施例を示す回路図である。従来例を示す回路図である。

本発明の要点は、双方向スイッチを直列接続した双方向スイッチ直列回路とコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路とを交流電源と並列接続し、双方向スイッチ直列回路内部の直列接続点とコンデンサ直列回路内部の直列接続点との間にさらに双方向スイッチを接続した降圧形交流チョッパ回路構成で、スイッチング時にスイッチング素子に印加される電圧として交流電源の半分を第１ステップで印加し、第２ステップで交流電源電圧そのものが印加されるように制御している点である。

また、双方向スイッチを直列接続した双方向スイッチ直列回路とコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路を負荷と並列接続し、双方向スイッチ直列回路のいずれかの双方向スイッチと並列に交流電源とリアクトルの直列回路を接続した昇圧形交流チョッパ回路構成で、スイッチング時にスイッチング素子に印加される電圧として負荷電圧の半分を第１ステップで印加し、第２ステップで負荷電圧そのものが印加されるように制御している点である。

図１に、本発明の第1の実施例を示す。逆阻止形ＩＧＢＴＳ１ａとＳ１ｂを逆並列接続した第１の双方向スイッチと、逆阻止形ＩＧＢＴＳ２ａとＳ２ｂを逆並列接続した第２の双方向スイッチとを直列接続した双方向スイッチ直列回路と、コンデンサＣ１とＣ２を直列接続したコンデンサ直列回路と、交流電源Ｖｓとを並列接続し、双方向スイッチ直列回路内部の直列接続点とコンデンサ直列回路内部の直列接続点との間に逆阻止形ＩＧＢＴＳ３ａとＳ３ｂを逆並列接続した第３の双方向スイッチを、第２の双方向スイッチと並列に負荷ＬＤを接続した降圧形交流チョッパ回路である。また、コンデンサＣ１とＣ２の電圧は、電圧検出器ＶＤ１を介して、制御回路ＣＮＴに接続される。

この様な構成における動作図を図２及び図３に示す。図２は交流電源Ｖｓの極性が正の場合の動作例、図３は交流電源Ｖｓの極性が負の場合の動作例である。いずれの場合も負荷ＬＤに供給される交流電圧の基本波周波数は、交流電源の周波数と同じである。図２から判るように負荷ＬＤの電流がＩＧＢＴＳ２ｂを介して還流しているモードでＩＧＢＴＳ３ａをオンさせるとＩＧＢＴＳ２ｂがコンデンサＣ２の電圧で逆回復してオフとなると共に負荷ＬＤにはコンデンサＣ２の電圧が印加される。次にＩＧＢＴＳ１ａをオンさせるとＩＧＢＴＳ３ａがコンデンサＣ１の電圧で逆回復してオフとなり、負荷ＬＤにはコンデンサＣ１の電圧とＣ２の電圧の和（交流電源電圧）が印加される。

この状態から、ＩＧＢＴＳ１ａをオフさせると、負荷ＬＤにはコンデンサＣ２の電圧がＩＧＢＴＳ３ａを介して供給される。次にＩＧＢＴＳ３ａをオフし、ＩＧＢＴＳ２ｂをオンさせると、負荷電流はＩＧＢＴＳ２ｂで還流し、負荷ＬＤの電圧は零となる。これらの動作の結果、負荷ＬＤに印加される電圧波形は図示のようにスイッチング過程で、一旦コンデンサＣ２の電圧を経由して電源電圧又は零電圧となる。ここで、ＩＧＢＴＳ３ａをオンした後ＩＧＢＴＳ１ａをオンさせるまでの時間差、及びＩＧＢＴＳ１ａをオフしてからＩＧＢＴＳ３ａをオフさせるまでの時間差は、ＩＧＢＴのスイッチング時間より少し長い時間であれば良く、およそ数マイクロ秒で良い。また、コンデンサＣ１とＣ２は交流電源電圧を２分割する役割を持たせるため、ほぼ等しい静電容量とする。従って、図２に示すように交流電源電圧をＶｉとすると、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧はＶｉ／２となる。

電圧検出器ＶＤ１はコンデンサＣ１とＣ２の電圧差を検出し、これを制御回路ＣＮＴ１に送り、制御回路ＣＮＴ１ではこの差が大きくなった場合には装置を停止させ、保護する。
交流電源Ｖｓの極性が正の場合、ＩＧＢＴＳ２ｂを逆回復させる場合はコンデンサＣ２の放電量が多いのでコンデンサＣ２の電圧が低くなるが、ＩＧＢＴＳ３ａを逆回復させる場合はコンデンサＣ１の放電量が多いのでコンデンサＣ１の電圧が低くなる。従って、逆回復させための電荷はほぼ同じとなる。ＩＧＢＴＳ３ａをオンした後ＩＧＢＴＳ１ａをオンさせるまでの時間、及びＩＧＢＴＳ１ａをオフしてからＩＧＢＴＳ３ａをオフさせるまでの時間を大きくすればコンデンサＣ２の電圧はＣ１の電圧より低下する。

図３は交流電源Ｖｓの極性が負の場合の動作例である。図３から判るように負荷ＬＤの電流がＩＧＢＴＳ２ａを介して還流しているモードでＩＧＢＴＳ３ｂをオンさせるとＩＧＢＴＳ２ａがコンデンサＣ２の電圧で逆回復してオフとなると共に負荷ＬＤにはコンデンサＣ２の電圧が印加される。次にＩＧＢＴＳ１ｂをオンさせるとＩＧＢＴＳ３ｂがコンデンサＣ１の電圧で逆回復してオフとなり、負荷ＬＤにはコンデンサＣ１の電圧とＣ２の電圧の和（交流電源電圧）が印加される。この状態から、ＩＧＢＴＳ１ｂをオフさせると、負荷ＬＤにはコンデンサＣ２の電圧がＩＧＢＴＳ３ｂを介して供給される。次にＩＧＢＴＳ３ｂをオフし、ＩＧＢＴＳ２ａをオンさせると、負荷電流はＩＧＢＴＳ２ａで還流し、負荷ＬＤの電圧は零となる。

これらの動作の結果、負荷ＬＤに印加される電圧は図示のようにスイッチング過程で、一旦コンデンサＣ２の電圧を経由して電源電圧又は零電圧となる。ＩＧＢＴＳ３ｂをオフした後ＩＧＢＴＳ１ｂをオンさせるまでの時間、及びＩＧＢＴＳ１ｂをオフしてからＩＧＢＴＳ３ｂをオフさせるまでの時間を大きくすれば、コンデンサＣ１の電圧に比べてＣ２の電圧は低下する。また、負荷電圧は双方向スイッチ１と２のオンオフの比率を変えることにより調整できることは、従来と同様である。

図４に、本発明の第２の実施例を示す。第１の実施例との違いは、コンデンサＣ１、Ｃ２と並列に中間タップ付変圧器ＢＡＬの巻線が接続されている点である。
第１の実施例での説明のように、交流電源Ｖｓの極性が正の場合、ＩＧＢＴＳ３ａをオンした後ＩＧＢＴＳ１ａをオンさせるまでの時間、及びＩＧＢＴＳ１ａをオフしてからＩＧＢＴＳ３ａをオフさせるまでの時間を大きくすればコンデンサＣ２の電圧はＣ１の電圧より低下する。また、交流電源Ｖｓの極性が負の場合、ＩＧＢＴＳ３ｂをオフした後ＩＧＢＴＳ１ｂをオンさせるまでの時間、及びＩＧＢＴＳ１ｂをオフしてからＩＧＢＴＳ３ｂをオフさせるまでの時間を大きくすれば、コンデンサＣ１の電圧に比べてＣ２の電圧は低下する。

このコンデンサＣ１の電圧とＣ２の電圧との電圧差が大きすぎると、本発明の目的である逆回復時の損失低減とノイズ低減の効果が低下してしまう。本実施例は、この課題を解決するための実施例である。中間タップ付の変圧器ＢＡＬをコンデンサＣ１とＣ２との直列回路と並列接続し、中間タップとコンデンサ直列回路内部の直列接続点とを接続することにより、双方向スイッチの制御状態に影響されずに、各コンデンサ電圧を均等にすることができる。ここで、タップ位置を調整することにより、各双方向スイッチへの印加電圧の調整と発生損失の調整が可能となる。

図５に、本発明の第３の実施例を示す。交流電源Ｖｓの電圧Ｖｉを昇圧して、交流電源電圧より高い電圧を負荷ＬＤに供給する回路である。逆阻止形ＩＧＢＴＳ４ａとＳ４ｂを逆並列接続して構成した第４の双方向スイッチと逆阻止形ＩＧＢＴＳ５ａとＳ５ｂを逆並列接続して構成した第５の双方向スイッチとを直列接続した第２の双方向スイッチ直列回路と、コンデンサＣ３とＣ４を直列接続した第２のコンデンサ直列回路と、負荷ＬＤとが並列接続される。また、第２の双方向スイッチ直列回路内部の直列接続点と第２のコンデンサ直列回路内部の直列接続点との間に逆阻止形ＩＧＢＴＳ６ａとＳ６ｂを逆並列接続して構成した第６の双方向スイッチを、第５の双方向スイッチと並列に交流電源ＶｓとリアクトルＬ１を、各々接続する。コンデンサＣ３とＣ４の電圧は電圧検出器ＶＤ２を介して制御回路ＣＮＴ２に入力される。

この様な構成における動作を図６に示す。交流電源Ｖｓの極性が正の場合の動作図である。ＩＧＢＴＳ５ａをオンすると、交流電源Ｖｓ→リアクトルＬ１→ＩＧＢＴＳ５ａの経路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される。次にＩＧＢＴＳ５ａをオフして、ＩＧＢＴＳ６ａをオンすると、リアクトルＬ１の電流はコンデンサＣ４に充電される。次にＩＧＢＴ６ａをオフしてＩＧＢＴＳ４ｂをオンするとリアクトルＬ１の電流は、ＩＧＢＴＳ４ｂ→コンデンサＣ３→コンデンサＣ４→交流電源Ｖｓ→リアクトルＬ１の経路でコンデンサＣ３とＣ４を充電する。次にＩＧＢＴＳ４ｂをオフしてＩＧＢＴＳ６ａをオンするとコンデンサＣ４が充電される。
これらの動作の結果、第２の双方向スイッチ直列回路内部の直列接続点Ｕの電圧波形は負荷電圧の半分の電圧で段差を持った波形となる。

交流電源Ｖｓの極性が負の場合の動作も同様である。ＩＧＢＴＳ５ｂをオンすると、交流電源Ｖｓ→ＩＧＢＴＳ５ｂ→リアクトルＬ１の経路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される。次にＩＧＢＴＳ５ｂをオフして、ＩＧＢＴＳ６ｂをオンすると、リアクトルＬ１の電流はコンデンサＣ４に充電される。次にＩＧＢＴ６ｂをオフしてＩＧＢＴＳ４ａをオンするとリアクトルＬ１の電流は、交流電源Ｖｓ→コンデンサＣ４→コンデンサＣ３→ＩＧＢＴＳ４ａ→リアクトルＬ１の経路でコンデンサＣ４とＣ３を充電する。次にＩＧＢＴＳ４ａをオフしてＩＧＢＴＳ６ｂをオンするとコンデンサＣ４が充電される。これらの動作の結果、第２の双方向スイッチ直列回路内部の直列接続点Ｕの電圧波形は図６の波形を負側に反転させた負荷電圧の半分の電圧で段差を持った波形となる。

この構成においても、第２のコンデンサ直列回路と並列に中間タップ付の変圧器を接続し、コンデンサ直列回路内部の直列接続点と中間タップを接続することにより、コンデンサＣ３とＣ４の電圧をバランスさせることができる。電圧検出器ＶＤ２はコンデンサＣ３とＣ４の電圧アバランスを検出して制御回路ＣＮＴ２に入力され、装置を保護する。その他の動作は、実施例１及び２と同様である。また、負荷電圧は双方向スイッチ４と５のオンオフの比率を変えることにより調整できることは、従来と同様である。

図７に、本発明の第４の実施例を示す。図１の降圧形交流チョッパ回路と図５の昇圧形交流チョッパ回路を組合せて、負荷に交流電源電圧より低い電圧から高い電圧まで広範囲の交流電圧を供給するようにしたものである。
降圧形交流チョッパ回路部は、逆阻止形ＩＧＢＴＳ１ａとＳ１ｂを逆並列接続した第１の双方向スイッチと、逆阻止形ＩＧＢＴＳ２ａとＳ２ｂを逆並列接続した第２の双方向スイッチとを直列接続した第１の双方向スイッチ直列回路と、コンデンサＣ１とＣ２を直列接続した第１のコンデンサ直列回路と、交流電源Ｖｓとを並列接続し、双方向スイッチ直列回路内部の直列接続点とコンデンサ直列回路内部の直列接続点との間に逆阻止形ＩＧＢＴＳ３ａとＳ３ｂを逆並列接続した第３の双方向スイッチを、接続し、第１の双方向スイッチ直列回路内部の直列接続点がリアクトルＬ１の一方の端子に接続される。

昇圧形交流チョッパ回路部は、逆阻止形ＩＧＢＴＳ４ａとＳ４ｂを逆並列接続して構成した第４の双方向スイッチと逆阻止形ＩＧＢＴＳ５ａとＳ５ｂを逆並列接続して構成した第５の双方向スイッチとを直列接続した第２の双方向スイッチ直列回路と、コンデンサＣ３とＣ４を直列接続した第２のコンデンサ直列回路と、負荷ＬＤとが並列接続され、第２の双方向スイッチ直列回路内部の直列接続点と第２のコンデンサ直列回路内部の直列接続点との間に逆阻止形ＩＧＢＴＳ６ａとＳ６ｂを逆並列接続して構成した第６の双方向スイッチを、接続し、第２の双方向スイッチ直列回路内部の直列接続点がリアクトルＬ１の他端に接続された構成である。第１のコンデンサ直列回路と並列に第１の中間タップ付変圧器を、第２のコンデンサ直列回路と並列に第２の中間タップ付変圧器を接続する構成は、第１〜第３の実施例と同様に適用できる。

この様な構成において、降圧動作は、第４の双方向スイッチをオンさせた状態で、実施例１又は２と同様に双方向スイッチ１〜３をオンオフ制御させることより、負荷ＬＤには交流電源電圧より低い交流電圧が供給される。また、昇圧動作は、第１の双方向スイッチをオンさせた状態で、双方向スイッチ４〜６を実施例３と同様にオンオフ制御することにより、交流電源電圧より高い交流電圧が負荷ＬＤに供給される。
尚、上記実施例には双方向スイッチとして逆阻止形ＩＧＢＴを逆並列接続した例を示したが、ダイオードと逆耐圧のないスイッチ素子を組合せた構成でも実現可能である。
また、出力電圧制御をベースに説明したが、電力制御でも同様に実現できる。

本発明は、交流電源電圧を降圧又は昇圧して負荷に供給する電源回路に関するものであり、交流電圧調整器（ＡＶＲ）、交流電力調整器（ＡＰＲ）などへの適用が可能である。

Ｖｓ・・・交流電源ＬＤ・・・負荷
Ｃｉ，Ｃｏ、Ｃ１〜Ｃ４・・・コンデンサＬ１・・・リアクトル
Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ、Ｓ３ａ、Ｓ３ｂ・・・逆阻止形ＩＧＢＴ
Ｓ４ａ、Ｓ４ｂ、Ｓ５ａ、Ｓ５ｂ、Ｓ６ａ、Ｓ６ｂ・・・逆阻止形ＩＧＢＴ
ＶＤ１、ＶＤ２・・・電圧検出器ＣＮＴ１、ＣＮＴ２・・・制御回路
ＢＡＬ・・・中間タップ付変圧器

Claims

コンデンサを２個直列接続したコンデンサ直列回路と、第1及び第２の双方向スイッチを２個直列接続した第１の双方向スイッチ直列回路と、を交流電源と並列に接続し、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記第1の双方向スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第３の双方向スイッチを、前記第1の双方向スイッチ又は前記第２の双方向スイッチと並列に負荷を、各々接続し、前記交流電源と基本波周波数が等しく且つ電圧の低い交流電圧を前記負荷に供給することを特徴とする交流電源装置。
前記コンデンサ直列回路と中間タップ付変圧器巻線を並列接続し、前記中間タップと前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点とを接続することを特徴とする請求項１に記載の交流電源装置。
前記第１〜第3の双方向スイッチをオンオフ制御し、交流電源の各半サイクル期間を高周波ＰＷＭ制御によりパルス列化するに際し、各パルスはコンデンサ直列回路の一方のコンデンサ電圧を出力する第１ステップ波形と前記コンデンサ直列回路全体の電圧を出力する第２ステップ波形との合成波形として出力する制御手段を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の交流電源装置。
コンデンサを２個直列接続したコンデンサ直列回路と、第1及び第２の双方向スイッチを２個直列接続した第１の双方向スイッチ直列回路とを負荷と並列に接続し、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記第1の双方向スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第３の双方向スイッチを、前記第1の双方向スイッチ又は前記第２の双方向スイッチと並列に交流電源とリアクトルとの直列回路を、各々接続し、前記交流電源と基本波周波数が等しく且つ電圧が高い交流電圧を前記負荷に供給することを特徴とする交流電源装置。
前記コンデンサ直列回路と中間タップ付変圧器巻線とを並列接続し、前記中間タップと前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点とを接続することを特徴とする請求項４に記載の交流電源装置。
前記第１〜第３の双方向スイッチをオンオフ制御し、交流電源の各半サイクル期間を高周波ＰＷＭ制御により前記リアクトル電流を制御し、前記コンデンサ直列回路を電流パルスで充電し、前記交流電源の電圧よりも高い電圧を得るに際し、各電流パルスはコンデンサ直列回路の一方のコンデンサを充電する第１期間と前記コンデンサ直列回路全体を充電する第２期間とを備える制御手段とすることを特徴とする請求項４又は５に記載の交流電源装置。
コンデンサを２個直列接続した第1のコンデンサ直列回路と、第1及び第２の双方向スイッチを２個直列接続した第１の双方向スイッチ直列回路と、交流電源とを並列に接続し、前記第1のコンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記第1の双方向スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第３の双方向スイッチを接続した降圧形交流チョッパ回路と、コンデンサを２個直列接続した第２のコンデンサ直列回路と、第４及び第５の双方向スイッチを２個直列接続した第２の双方向スイッチ直列回路とを負荷と並列に接続し、前記第２のコンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記第２の双方向スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第６の双方向スイッチを接続した昇圧形交流チョッパ回路と、を備え、前記第1の双方向スイッチ直列回路内部の直列接続点と前記第２の双方向スイッチ直列回路内部の直列接続点との間にリアクトルを、第１の双方向スイッチ直列回路の一端と第２の双方向スイッチ直列回路の一端とを、各々接続し、前記降圧形交流チョッパ回路の動作により前記交流電源と基本波周波数が等しく且つ電圧が前記交流電源より低い交流電圧を負荷に供給し、前記昇圧形交流チョッパ回路の動作により前記交流電源と基本波周波数が等しく且つ電圧が前記交流電源より高い交流電圧を前記負荷に供給することを特徴とする交流電源装置。
前記第1のコンデンサ直列回路と第1の中間タップ付変圧器巻線とを、前記第２のコンデンサ直列回路と第２の中間タップ付変圧器巻線とを、各々並列接続し、前記第1の中間タップ付変圧器巻線の中間タップと前記第1のコンデンサ直列回路内部の直列接続点とを、前記第２の中間タップ付変圧器巻線の中間タップと前記第２のコンデンサ直列回路内部の直列接続点とを、各々接続することを特徴とする請求項７に記載の交流電源装置。
前記第１〜第3の双方向スイッチをオンオフ制御し、交流電源の各半サイクル期間を高周波ＰＷＭ制御によりパルス列化するに際し、各パルスは第1のコンデンサ直列回路の一方のコンデンサ電圧を出力する第１ステップ波形と前記第1のコンデンサ直列回路全体の電圧を出力する第２ステップ波形との合成波形として出力する第1の制御手段を備えることを特徴とする請求項７又は８に記載の交流電源装置。
前記第４〜第６の双方向スイッチをオンオフ制御し、交流電源の各半サイクル期間を高周波ＰＷＭ制御により前記リアクトル電流を制御し、前記第２のコンデンサ直列回路を電流パルスで充電し、前記交流電源の電圧よりも高い電圧を得るに際し、各電流パルスは第2のコンデンサ直列回路の一方のコンデンサを充電する第１期間と前記コンデンサ直列回路全体を充電する第２期間とを有する第２の制御手段を備えることを特徴とする請求項７〜９のいずれか1項に記載の交流電源装置。