JP2012165261A - 電力増幅回路とこの回路を有する通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 回路規模が比較的小さいＣＦＲ回路をＥＥＲ方式の電力増幅回路５に実装できるようにする。
【解決手段】 本発明は、ＥＥＲ方式の電力増幅回路５に関する。この電力増幅回路５は、ＩＱベースバンド信号の振幅成分に対応するスカラー量（例えば、瞬時電力Ｐ＝Ｉ^２＋Ｑ^２）を算出する算出部１２と、ＩＱベースバンド信号の位相成分を抽出して高周波に変調する位相変調部１３と、スカラー量の上限を所定の閾値相当に制限するＣＦＲ処理部１４と、位相変調部１３が出力する位相変調信号を入力信号とし、上限が制限されたスカラー量に応じた振幅変調信号を電源電圧として動作するパワーアンプ１６とを備える。
【選択図】 図３

Description

本発明は、ＣＦＲ（Crest Factor Reduction）機能が付加された包絡線除去・復元（ＥＥＲ）方式の電力増幅回路と、この回路を有する通信装置に関するものである。

例えば、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex ：直交周波数分割多重）方式やＷ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）方式のような、複数の搬送波を用いて送信信号を変調する方式では、搬送波の位相が重なり合って大きなピーク電力を持つ信号になることがある。
その一方で、電力増幅器（パワーアンプ）には優れた線形性が要求されるが、最大出力を超えるレベルの信号が入力されると、出力が飽和して非線形歪みが増大する。

このため、大きなピーク電力の信号を非線形増幅器に入力すると出力信号に非線形歪みが生じ、受信側における受信特性の劣化や帯域外輻射の原因となる。
ピーク電力に対して非線形歪みを増大させないためには、ダイナミックレンジの広い電力増幅器が必要となるが、頻繁には出現しないピーク電力のためにダイナミックレンジを広げると、時間軸上の波形の平均電力と短時間のピーク電力との比（ＰＡＰＲ：Peak to Average Power Ratio）が大きくなり、電力効率が悪くなる。

従って、出現頻度が低い大きなピーク電力の信号については、そのまま増幅器に入力するよりも入力前に抑制する方が合理的である。そこで、電力増幅前のＩＱベースバンド信号のピーク電力を抑制するため、所定の閾値を超えるピーク電力のＩＱベースバンド信号に対して瞬間的に逆向きの振幅を与えるクリッピング処理を行う場合がある。
この処理は、時間軸上でインパルス状の信号を逆向きに印加する処理であるから、周波数軸上では、広い周波数帯域のノイズが印加されるのと同じこととなる。そのため、クリッピングのみを単純に行った場合には、帯域外にノイズを生じさせるという問題がある。

そこで、かかる帯域外輻射の問題に対処するため、ＮＳ−ＣＦＲ（Noise Shaping-Crest Factor Reduction）及びＰＣ−ＣＦＲ（Peak Cancellation - Crest Factor Reduction）と呼ばれるピーク電力抑制回路が知られている。
このうち、ＮＳ−ＣＦＲは、瞬時電力が閾値を超えるＩＱベースバンド信号のピーク成分に対して、ローパスフィルタやＦＩＲ（Finite Impulse Response ）フィルタ等でフィルタリングを行って帯域制限し、この帯域制限後のピーク成分を元のＩＱベースバンド信号から減算するものである（特許文献１参照）。

また、ＰＣ−ＣＦＲは、クリッピングしても帯域外輻射を生じさせないための基本関数を予め設定しておき、瞬時電力が閾値を超えるＩＱベースバンド信号のピーク成分にその基本関数を乗算したものを、元のＩＱベースバンド信号から減算するものである（特許文献２及び３参照）。

一方、パワーアンプのドレイン電圧を入力側の電力に応じて変化させることにより、固定電圧の場合の動作時に生じる電力ロスを減らして高周波増幅器を高効率化する技術として、包絡線除去・復元（Envelope Elimination and Restoration：以下、「ＥＥＲ」という。）方式の電力増幅回路や、包絡線追跡（Envelope Tracking：以下、「ＥＴ」という。）方式の電力増幅回路が知られている（特許文献４参照）。

このうち、ＥＥＲ方式では、入力変調信号を位相成分と振幅成分に分離（ポーラ変調）し、位相成分を一定振幅でパワーアンプに入力して常に効率が最大となる飽和付近で動作させる。これに対して、振幅成分は、高効率に電力増幅されて強度変調された電力(変調電源)としてパワーアンプに供給される。
このように動作させることで、パワーアンプが乗算器として動作して位相成分と振幅成分が合成され、バックオフによらない高効率で増幅された出力変調信号が得られる。

ＥＴ方式も、入力変調信号の振幅成分を高効率に電力増幅し、強度変調された電力としてパワーアンプに供給する点は、ＥＥＲ方式と同様である。
両者の違いは、ＥＥＲ方式では、振幅一定の位相変調信号のみをパワーアンプに入力することにより、パワーアンプを飽和動作させるのに対して、ＥＴ方式では、振幅成分と位相成分の双方を含む入力変調信号をパワーアンプにそのまま入力し、パワーアンプを線形動作させる点にある。

ＥＴ方式では、パワーアンプが線形動作するので飽和動作するＥＥＲ方式よりも効率は低下するものの、振幅成分に応じた必要最小限の電力が供給されるので、パワーアンプを入力変調信号の振幅に無関係な固定電圧で用いる場合に比べて高効率となる。
また、ＥＴ方式では、振幅成分と位相成分とを合成して復元するためのタイムラグが緩和されるので、ＥＥＲ方式に比べて実装し易いという利点もある。

特許第３９５４３４１号公報 特許第３８５３５０９号公報 特開２００４−１３５０８７号公報（図１〜図６） 特開２００８−１９３６３３号公報

ＩＱベースバンド信号に生じる大きなピーク電力をＣＦＲ回路で抑制した上で、その抑制後のＩＱベースバンド信号から生成した入力変調信号をＥＥＲ方式やＥＴ方式の電力増幅回路に入力すれば、パワーアンプの電力効率を相乗的に高めることができる。
しかし、この場合、ＩＱベースバンド信号のＩ成分とＱ成分のそれぞれに逆向きの振幅を与える回路構成となるので、乗算器、加算器及び遅延回路などのＣＦＲ回路の構成要素がＩ成分とＱ成分のそれぞれに必要となり、回路規模が大きくなるという問題がある。

本発明は、かかる従来の問題点に鑑み、回路規模が比較的小さいＣＦＲ回路をＥＥＲ方式の電力増幅回路に実装できるようにして、パワーアンプを効果的に高効率化できる電力増幅回路を安価に実現することを目的とする。

（１） 本発明の電力増幅回路は、ＥＥＲ方式の電力増幅回路であって、ＩＱベースバンド信号の振幅成分に対応するスカラー量を算出する算出部と、前記ＩＱベースバンド信号の位相成分を抽出して高周波に変調する位相変調部と、前記スカラー量の上限を所定の閾値相当に制限するＣＦＲ処理部と、前記位相変調部が出力する位相変調信号を入力信号とし、上限が制限された前記スカラー量に応じた振幅変調信号を電源電圧として動作するパワーアンプと、を備えていることを特徴とする。

本発明の電力増幅回路によれば、ＣＦＲ処理部が、ＩＱベースバンド信号の振幅成分に対応するスカラー量の上限を所定の閾値相当に制限し、パワーアンプが、位相変調部が出力する位相変調信号を入力信号とし、上限が制限されたスカラー量に応じた振幅変調信号を電源電圧として動作するので、ＩＱベースバンド信号のピーク変動に伴ってパワーアンプの電源電圧が大きく変動することがなく、パワーアンプの電力効率を効果的に高めることができる。

また、本発明の電力増幅回路によれば、ＩＱベースバンド信号の振幅成分に対応するスカラー量の上限を所定の閾値相当に制限するＣＦＲ処理部を採用しているので、１つのスカラー量に逆向きの相殺信号を与える回路構成で足りる。
従って、ＩＱベースバンド信号のＩ成分とＱ成分のそれぞれに減算を行ってピーク電力を制限する従来のＣＦＲ回路と比べて、フィルタ、乗算器、加減算器及び遅延回路などの構成要素が少なくなり、回路規模の小さいＣＦＲ回路を採用することができる。

（２） 本発明の電力増幅回路において、前記算出部が算出する前記スカラー量は、ＩＱベースバンド信号の振幅成分に対応するものであれば特に限定されないが、例えば、前記ＩＱベースバンド信号の瞬時電力（Ｐ＝Ｉ^２＋Ｑ^２）を採用することができる。
（３） また、本発明の電力増幅回路において、前記ＣＦＲ処理部は、閾値を超える前記スカラー量のピーク成分に対してフィルタリングを行って帯域制限し、この帯域制限後のピーク成分を元の前記スカラー量から減算する、ＮＳ−ＣＦＲ回路により構成することができる。

（４） 更に、本発明の電力増幅回路において、前記ＣＦＲ処理部は、クリッピングによる帯域外輻射を生じさせないための基本関数を予め保持しており、閾値を超える前記スカラー量のピーク成分に前記基本関数を乗算したものを元の前記スカラー量から減算する、ＰＣ−ＣＦＲ回路により構成することもできる。

（５） 上記ＰＣ−ＣＦＲ回路を採用する場合、前記基本関数は、前記ＩＱベースバンド信号の周波数帯域内とその帯域外の双方の周波数成分を有する相殺用パルスよりなることが好ましい。
その理由は、帯域外の周波数成分をも有する相殺用パルスは、帯域内の周波数成分のみを有する相殺用パルスに比べて、より短時間で変化する鋭いパルス状の信号にすることができるからである。この場合、ＣＦＲ処理によって新たなピーク波形が生じるのを防止することができ、スカラー量のピークをより確実に抑制することができる。

（６） また、上記ＰＣ−ＣＦＲ回路を採用する場合、前記基本関数は、前記ＩＱベースバンド信号をその周波数ごとの平均電力に対応して相殺可能な相殺用パルスよりなることが好ましい。
その理由は、かかる相殺用パルスを採用すれば、各々の周波数帯域における電力がＣＦＲ処理によって必要以上に変動するのが防止され、周波数帯域ごとに平均電力が異なるＩＱベースバンド信号の場合でも、ＳＮＲを悪化させずに適切にスカラー量の振幅を制限できるようになるからである。

（７） 本発明の電力増幅回路において、前記ＣＦＲ処理部で用いる閾値を、前記ＩＱベースバンド信号の平均電力が変動する可能性のある所定の制御周期ごとに更新する閾値更新部を更に備えていることが好ましい。
この場合、閾値更新部が、ＣＦＲ処理部で用いる閾値を所定の制御周期ごとに更新するので、時間帯によってＩＱベースバンド信号の平均電力が変動しても、ＣＦＲ処理部におけるスカラー量の振幅制限を確実に実行することができる。

このため、ＩＱベースバンド信号の平均電力が所定の制御周期ごとに大きく変動する場合でも、電力増幅回路に入力する振幅変調信号のＰＡＰＲを小さくでき、パワーアンプの電力効率を確実に向上することができる。
（８） 本発明の通信装置は、本発明の電力増幅回路（上述の（１）〜（７）のいずれか１つに記載の電力増幅回路）が搭載された送信機を有するものであり、本発明の電力増幅回路と同様の作用効果を奏する。

以上の通り、本発明によれば、回路規模が比較的小さいＣＦＲ回路をＥＥＲ方式の電力増幅回路に実装できるので、パワーアンプを効果的に高効率化できる電力増幅回路を安価に実現することができる。

第１実施形態に係る無線通信システムの全体構成図である。 基地局装置のＯＦＤＭ送信機の要部を示す機能ブロック図である。 第１実施形態に係る電力増幅回路の機能ブロック図である。 第１実施形態に係るＣＦＲ処理部（ＮＳ−ＣＦＲ回路）の機能ブロック図である。 ＩＱベースバンド信号と閾値との関係を示すＩＱ平面の座標図である。 ＩＱベースバンド信号の瞬時電力と逐次更新される閾値の時間的変化の一例を示すグラフである。 ＬＴＥのダウンリンクフレームのフレーム構成図である。 無線通信システムの変形例を示す全体構成図である。 第２実施形態に係るＣＦＲ処理部（ＰＣ−ＣＦＲ回路）の機能ブロック図である。 相殺用パルスの生成方法を示す波形図である。 第３実施形態に係る無線通信システムの全体構成図である。 基地局装置のＯＦＤＭ送信機の要部を示す機能ブロック図である。 第３実施形態に係るＣＦＲ処理部（ＰＳ−ＣＦＲ回路）の機能ブロック図である。 パルス生成部の機能ブロック図である。 基本バルスのバリエーションを示す時間領域のグラフである。

以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態を説明する。
〔第１実施形態〕
〔無線通信システム〕
図１は、本発明を好適に適用可能な、第１実施形態に係る無線通信システムの全体構成図である。
図１に示すように、本実施形態の無線通信システムは、基地局装置（ＢＳ：Base Station）１と、この装置１のセル内で当該装置１と無線通信を行う複数の移動端末（ＭＳ：Mobile Station）２とから構成されている。

この無線通信システムでは、基地局装置１と移動端末２との間の変調方式として、ＯＦＤＭ方式が採用されている。この方式は、送信データを多数の搬送波（サブキャリア）に乗せるマルチキャリアのデジタル変調方式であり、各サブキャリアは互いに直交しているため、周波数軸で重なりが生じる程に密にデータを並べられる利点がある。

また、本実施形態の無線通信システムは、ＬＴＥ（Long Term Evolution ）方式が適用される携帯電話用のシステムよりなり、各基地局装置１と移動端末２との間においてＬＴＥ方式に準拠した通信が行われる。
もっとも、本発明を適用可能な無線通信システムはＬＴＥに限られるものではなく、Ｗ−ＣＤＭＡを採用してもよい。

〔ＬＴＥのダウンリンクフレーム〕
図７は、ＬＴＥのダウンリンクフレームの構造を示す図である。図中、縦軸方向は周波数を示しており、横軸方向は時間を示している。
図７に示すように、ダウンリンク（ＤＬ）フレームを構成する合計１０個のサブフレーム（subframe♯０〜♯９）は、それぞれ２つのスロット（slot♯０とslot♯１）により構成されており、１つのスロットは７個のＯＦＤＭシンボルにより構成されている（Normal Cyclic Prefixの場合）。

また、図中、データ伝送の上での基本単位であるリソースブロック（ＲＢ：Resource Block）は、周波数軸方向に１２サブキャリア、時間軸方向に７ＯＦＤＭシンボル（１スロット）として定められている。
従って、例えば、ＤＬフレームの周波数帯域幅が５ＭＨｚに設定されている場合には、３００個のサブキャリアが配列されるので、リソースブロックは、周波数軸方向に２５個配置される。

なお、１つのサブフレームの送信時間は１ｍｓであり、本実施形態では、１つのサブフレームを構成する２つのスロットがそれぞれ７個のＯＦＤＭシンボルを含むので、１つのＯＦＤＭシンボルの送信周期（シンボル周期）は、１／１４ｍｓ（＝約０．０７１ｍｓ）となっている。

図７に示すように、各サブフレームの先頭には、基地局装置１が移動端末２に対し、下り通信に必要な情報を送信するための制御チャネルが割り当てられている。
この制御チャネルには、ＤＬ制御情報や、当該サブフレームのリソース割当情報、ハイブリッド自動再送要求（ＨＡＲＱ：Hybrid Automatic Report Request）による受信成功通知（ＡＣＫ：Acknowledgement）、受信失敗通知（ＮＡＣＫ：Negative Acknowledgement）等が格納される。

図７に示すＤＬフレームにおいて、ＰＢＣＨ（Physical Broadcast CHannel）は、ブロードキャスト送信によってシステムの帯域幅等を端末装置に通知するための同報チャネルであり、０番目（♯０）及び６番目（♯５）のサブフレームには、基地局装置１やセルを識別するための信号である、第１同期信号（Ｐ−ＳＣＨ：Primary Synchronization CHannel）及び第２同期信号（Ｓ−ＳＣＨ：Secondary Synchronization CHannel）が割り当てられている。

また、上記の各チャネルが割り当てられていない他の領域（図７中でハッチングのない領域）のリソースブロックは、ユーザデータ等を格納するためのＤＬ共有通信チャネル（ＰＤＳＣＨ：Physical Downlink Shared CHannel）として用いられる。
上記ＰＤＳＣＨに格納されるユーザデータの割り当てについては、各サブフレームの先頭に割り当てられている上記制御チャネル内のリソース割当情報で規定されており、移動端末２は、このリソース割当情報により、自己に対するデータがサブフレーム内に格納されているか否かを判断できる。

〔送信機の構成〕
図２は、基地局装置１のＯＦＤＭ送信機３の要部を示す機能ブロック図である。
この送信機３は、送信用プロセッサ４と電力増幅回路５とを備えている。送信用プロセッサ４は、例えば、１又は複数のメモリやＣＰＵを内部に有するＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array ）により構成されている。

上記ＦＰＧＡは、プロセッサの出荷時や基地局装置１の製造時等において、各種の論理回路に対する構成情報を予め設定（コンフィギュレーション）可能である。かかる設定作業を経ることにより、図２に示す各機能部６〜８が構成されている。
すなわち、本実施形態の送信用プロセッサ４は、左から順に、Ｓ／Ｐ変換部６、マッピング部７、及び、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）部８を含んでいる。

送信用プロセッサ４に入力されたシリアルの信号列は、Ｓ／Ｐ（シリアルパラレル）変換部６において複数の信号列に変換される。変換された各パラレルの信号列は、マッピング部７において、所定の振幅と位相の組み合わせからなる複数のサブキャリア信号ｆ１，ｆ２，……ｆｎに変換される。
この各サブキャリア信号ｆ１，ｆ２，……ｆｎは、ＩＦＦＴ部８によって時間軸上で互いに直交するベースバンド信号としてのＩ信号及びＱ信号に変換される。このＩＱ信号（Ｉin，Ｑin）は、後段の電力増幅回路５に入力される。

〔電力増幅回路の構成〕
図３は、第１実施形態に係る電力増幅回路５の機能ブロック図である。
本実施形態の電力増幅回路５は、前記ＥＥＲ方式を採用しており、入力側のＩＱ信号からその振幅情報（エンベロープ）を抽出し、これをパワーアンプ１６の電源電圧として印加することにより、パワーアンプ１６をほぼ飽和に近い状態で動作させるものである。

図３に示すように、この電力増幅回路５は、具体的には、ポーラ変調部１１、ＣＦＲ処理部１４、ドレイン電圧変調部１５及びパワーアンプ１６を備えている。
このうち、ポーラ変調部１１は、直交座標形式のＩＱベースバンド信号から振幅成分と位相成分に分離するものであり、ＩＱベースバンド信号の電力算出部１２と位相変調部１３とから構成されている。

電力算出部１２は、入力側のＩ信号とＱ信号（Ｉin，Ｑin）の２乗和よりなるＩＱベースバンド信号の瞬時電力Ｐ（＝Ｉ^２＋Ｑ^２）を算出するものである。算出された瞬時電力Ｐは後段のＣＦＲ処理部１４に入力される。
位相変調部１３は、ＩＱベースバンド信号の位相成分を抽出する抽出回路と、抽出した位相成分をＲＦ（Radio Frequency ）の高周波に変調する変調器と、変調信号の振幅を一定にするリミッター等よりなり、位相変調部１３が出力する位相変調信号はＲＦラインを通じてパワーアンプ１６に入力される。

ＣＦＲ処理部１４は、電力算出部１２から入力された瞬時電力Ｐが所定の閾値Ｐthを超えないようにその上限を制限するＣＦＲ回路よりなるが、その詳細は後述する。
ドレイン電圧変調部１５は、ＣＦＲ処理部１４によって上限が制限されたＩＱベースバースト信号の瞬時電力Ｐを増幅する増幅器（例えばＤ級アンプ）と、増幅信号の最大値を保持するピークホールド回路等よりなり、瞬時電力Ｐに応じた振幅変調信号を出力する。

パワーアンプ１６は、例えば、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）型のトランジスタよりなる。
パワーアンプ１６は、位相変調部１３からの位相変調信号をゲート端子への入力信号とし、ドレイン電圧変調部１５からの振幅変調信号をドレイン端子への電源電圧として常にほぼ飽和付近で動作する。これにより、パワーアンプ１６が乗算器として動作し、位相変調信号と振幅変調信号が合成されて、高効率で増幅された出力変調信号が得られる。

〔ＣＦＲ処理部の構成〕
図４は、第１実施形態に係るＣＦＲ処理部（ＮＳ−ＣＦＲ回路）１４の機能ブロック図である。
図４に示すように、このＣＦＲ処理部１４は、補正信号算出部２０、フィルタ２１、乗算器よりなるスケーリング部２２、加減算器２３、遅延部２４、平均算出部２５及び閾値更新部２６を含む。

補正信号算出部２０は、電力算出部１２から入力された瞬時電力Ｐと、その時点で保持している閾値Ｐthとを比較し、瞬時電力Ｐが閾値Ｐthよりも大きい場合に、その差分ΔＰを出力する。また、補正信号算出部２０は、瞬時電力Ｐが閾値Ｐth以下の場合にはゼロを出力する。
補正信号算出部２０が出力した差分ΔＰは、それぞれ、後段のローパスフィルタやＦＩＲフィルタ等よりなるフィルタ２１により帯域制限（ノイズシェーピング）され、更にその後段のスケーリング部２２によって振幅調整されて加減算器２３に入力される。

遅延部２４は、補正信号算出部２０その他の演算部における演算処理の時間だけ、瞬時電力Ｐの信号出力タイミングを遅延させる。
そして、加減算器２３は、遅延された瞬時電力Ｐから帯域制限された補正信号ΔＰを減算することにより、瞬時電力の出力信号Ｐoutを出力する。この減算により、閾値Ｐthを超える瞬時電力Ｐについては、閾値Ｐth相当の瞬時電力Ｐに補正される。また、閾値Ｐth以下の瞬時電力Ｐについては、補正されずにそのまま出力される。

図５は、上記の信号処理を行った場合のＩＱベースバンド信号と閾値Ｐthとの関係を示すＩＱ平面の座標図である。
この図５に示すように、本実施形態のＣＦＲ処理部１４による信号処理は、ＩＱベースバンド信号の瞬時電力Ｐの外周側をカットするクリッピング処理である。このため、電力増幅回路５のパワーアンプ１６に印加するドレイン電圧のＰＡＰＲが低下するので、パワーアンプ１６の電力効率を向上させることができる。

〔電力増幅回路の効果〕
本実施形態の電力増幅回路５によれば、ＣＦＲ処理部１４が、ＩＱベースバンド信号の振幅成分に対応するスカラー量である瞬時電力Ｐ（＝Ｉ^２＋Ｑ^２）の上限を所定の閾値Ｐth相当に制限し、パワーアンプ１６が、位相変調部１３からの位相変調信号を入力信号とし、上限が制限された瞬時電力Ｐに応じた振幅変調信号を電源電圧として動作する。
従って、ＩＱベースバンド信号に大きなピーク変動があっても、それに伴ってパワーアンプ１６の電源電圧が大きく変動することがなく、パワーアンプ１６の電力効率を効果的に高めることができる。

また、本実施形態の電力増幅回路５によれば、図３に示すように、電力算出部１２とドレイン電圧変調部１５の間にＣＦＲ処理部１４を配置し、ＩＱベースバンド信号の瞬時電力Ｐの上限を所定の閾値Ｐth相当に制限した上で、制限後の瞬時電力Ｐout をドレイン電圧変調部１５に供給する回路配置となっている。
このため、図４に示すように、瞬時電力Ｐに逆向きの相殺信号を与えるための回路構成として、フィルタ２１、乗算器２２、加減算器２３及び遅延回路２４を１つだけ実装すれば足りる。

従って、ＩＱベースバンド信号のＩ成分とＱ成分のそれぞれに減算を行ってピーク電力を制限するＣＦＲ回路と比べて、上記の構成要素が少なくて済み、回路規模の小さいＣＦＲ回路を採用することができ、パワーアンプ１６を効果的に高効率化できる電力増幅回路５を安価に実現することができる。

〔閾値更新部について〕
図４に戻り、平均算出部２５は、送信電力が大きく変動し得る最小の時間単位であるＯＦＤＭシンボルのシンボル周期を、平均電力を算出する制御周期として取得している。
また、平均算出部２５は、電力算出部１２からＩＱベースバンド信号の瞬時電力Ｐを取得しており、その瞬時電力Ｐを上記シンボル周期内で平均化することにより、シンボル周期ごとのＩＱベースバンド信号の平均電力Ｐave を算出し、これを閾値更新部２６に出力する。

閾値更新部２６は、平均算出部２５から取得したシンボル周期ごとの平均電力Ｐave に所定の倍率を乗算した値を、そのシンボル周期における閾値Ｐthとして採用する。例えば、ＩＱベースバンド信号のピーク電力Ｐpeakと平均電力Ｐave との比率を６ｄＢに絞る場合には、上記所定の倍率は２倍となる。
閾値更新部２６は、上記のようにしてシンボル周期ごとに閾値Ｐthを算出して当該閾値Ｐthを動的に更新し、その更新した閾値Ｐthを補正信号算出部２０に出力する。

そして、補正信号算出部２０は、閾値更新部２６から取得した閾値Ｐthを用いて、電力算出部１２が算出した瞬時電力Ｐの大小を判定し、瞬時電力Ｐが更新後の閾値Ｐthを超えているか否かを判定する。
図６は、ＩＱベースバンド信号の瞬時電力Ｐと逐次更新される閾値Ｐthの時間的変化の一例を示すグラフである。

図６に示すように、本実施形態では、ＣＦＲ処理部１４で用いる閾値Ｐthが、シンボル周期（１／１４ｍｓ）ごとに算出した平均電力Ｐave に基づいて逐次算出され、そのシンボル周期ごとに更新される。
このため、例えば、移動端末２による通話量の変動に対応して、ＩＱベースバンド信号の平均電力Ｐave が変動してもクリッピング処理が適切に行われることになるので、ＰＡＰＲの低減によるパワーアンプ１６の電力効率の向上を、有効に確保することができる。

また、本実施形態によれば、閾値Ｐthを更新する制御周期として、送信電力が変動し得る最小の時間単位であるＯＦＤＭのシンボル周期を採用しているので、閾値Ｐthを正確かつ迅速に更新できるという利点もある。
もっとも、ＬＴＥでは、リソースブロック（図７参照）がユーザ割当の最小単位になっているので、このリソースブロックの送信周期である７ＯＦＤＭシンボル（１スロット）を、閾値Ｐthを更新する制御周期として採用することにしてもよい。

〔無線通信システムの変形例〕
図８は、無線通信システムの変形例を示す全体構成図である。
図８に示すように、この変形例の無線通信システムでは、基地局装置１に、ＣＰＲＩ（Common Public Radio Interface）を介してＲＲＨ２７が接続されている。基地局装置１は、ＲＲＨ２７との間で同期を確立するための同期信号２８を、光ファイバを通じてＲＲＨ２７に送出している。この同期信号２８は、ＯＦＤＭのシンボル周期と同期する１ｍｓ周期のクロック信号よりなる。

第１実施形態や後述の各実施形態の電力増幅回路５を有する送信機３は、上記ＲＲＨ２７に搭載することにしてもよい。
この場合、外部装置である基地局装置１から取得した同期信号２８からシンボル周期を生成し、生成したシンボル周期を平均算出部２５（図４参照）に出力することにより、シンボル周期ごとに閾値Ｐthを更新可能なＣＦＲ処理部１４が得られる。

〔第２実施形態〕
第１実施形態では、電力増幅回路５のＣＦＲ処理部１４がＮＳ−ＣＦＲ回路で構成されていたが、ＣＦＲ処理部１４をＰＣ−ＣＦＲ回路で構成することにしてもよい。
図９は、第２実施形態に係るＣＦＲ処理部（ＰＣ−ＣＦＲ回路）１４の機能ブロック図である。図９に示すように、このＣＦＲ処理部１４は、補正信号算出部３０、比較部３１、パルス保持部３２、乗算器３３、加減算器３４、遅延部３５、平均算出部３６及び閾値更新部３７を含む。

補正信号算出部３０は、電力算出部１２から入力された瞬時電力Ｐと、その時点で保持している閾値Ｐthとを比較し、瞬時電力Ｐが閾値Ｐthよりも大きい場合に、その差分ΔＰを乗算器３３に出力する。
比較部３１は、電力算出部１２で算出された瞬時電力Ｐと閾値Ｐthとを比較し、瞬時電力Ｐが閾値Ｐthよりも大きい場合に、相殺用パルスＳの出力指令をパルス保持部３２に発する。

パルス保持部３２は、後述の合成パルスよりなる相殺用パルスＳ（図１０参照）を一時的に保持する、デュアルポートＲＡＭ等よりなるメモリを有しており、比較部３１から指令を受けた場合、保持している相殺用パルスＳを乗算器３３に出力する。
また、パルス保持部３２は、比較部３１から指令を受けてない場合は、乗算器３３にゼロを出力する。従って、閾値Ｐthを超えている瞬時電力Ｐについては、Ｐｃ＝ΔＰ×Ｓとして算出される相殺信号Ｐｃが加減算器３４に入力される。

遅延部３５は、補正信号算出部３０その他の演算部における演算処理の時間だけ、瞬時電力Ｐの信号時間を遅延させる。
そして、加減算器３４は、遅延された瞬時電力Ｐから相殺信号Ｐｃを減算することにより、瞬時電力の出力信号Ｐoutを出力する。この減算により、閾値Ｐthを超える瞬時電力Ｐについては、閾値Ｐth相当の瞬時電力Ｐに補正される。また、閾値Ｐth以下の瞬時電力Ｐについては、補正されずにそのまま出力される。

なお、図９に示すように、第２実施形態のＣＦＲ処理部１４にも、平均算出部３６と閾値更新部３７が設けられているが、これらは、第１実施形態（図４）のＣＦＲ処理部１４に設けられた平均算出部２５及び閾値更新部２６と同様の処理を行う機能部である。

〔相殺用パルスについて〕
図１０は、相殺用パルスＳの生成方法を示す波形図である。
図１０に示すように、本実施形態の相殺用パルスＳは、基本パルスＳａと補助パルスＳｂとを合成した合成パルスよりなる。
なお、図１０においては、基本パルスＳａの時間波形と周波数スペクトルが左上枠内に示され、補助パルスＳｂの時間波形と周波数スペクトルが左下枠内に示されている。また、相殺用パルスＳの時間波形と周波数スペクトルが右枠内に示されている。

上記基本パルスＳａは、特許文献３（特開２００４−１３５０７８号公報）の場合と同様に、下り信号の送信に使用する帯域（以下、「使用帯域」ということがある。）Ｂに含まれる複数本（例えば、Ｎ本とする。）の搬送波を、振幅を１／Ｎにしかつ位相を０にして、前記ＩＦＦＴ部８に入力して得られたＳｉｎｃ波形よりなるものである。この場合、ＩＦＦＴ部８の出力には実部Ｉだけが出現し、虚部Ｑはゼロになる。

このように、基本パルスＳａは、ＩＱベースバンド信号の周波数帯域Ｂに含まれる複数本のサブキャリアに対して、その信号の場合と同じＩＦＦＴ部８で逆フーリエ変換を行って得られた実部Ｉの波形（Ｓｉｎｃ波形）である。
従って、基本パルスＳａの周波数帯域は使用帯域Ｂと一致しており、閾値Ｐthを超える瞬時電力Ｐの増分ΔＰに基本パルスａを乗算した相殺信号を用いて瞬時電力Ｐをクリッピングしても、使用帯域Ｂの外部に不要な周波数成分は発生しない。

しかし、上記基本パルスＳａでは、送信に使用する周波数帯域Ｂ内の信号成分のみを用いているので、図１０の左上枠内の時間波形に示すように、その時間軸上のパルス幅を余り細くすることができない。
このため、上記基本パルスＳａのみを相殺用パルスＳとして採用し、それを増分ΔＰに乗算して求めた相殺信号Ｐｃで瞬時電力Ｐを相殺すると、相殺信号Ｐｃがピーク時以降の電力波形と干渉して新たなピーク波形が生成され、ピーク電力を確実に抑制できない場合がある。

そこで、本実施形態では、使用帯域Ｂ外の帯域でも、ある程度のピーク電力の抑制を適切に行えるようにするため、基本パルスＳａの他に補助パルスＳｂを定義し、この補助パルスＳｂを基本パルスＳａに合成したものを相殺用パルスＳとして採用している。
この補助パルスＳｂは、図１０の左下枠内の時間波形に示すように、基本パルスＳａのピークが立つ時間において急峻に立ち上がり、基本パルスＳａよりも細幅の非常に細いデルタ関数に近いパルス波形よりなる。

従って、補助パルスＳｂの周波数スペクトルは、使用帯域Ｂを含む非常に広い帯域（以下、「広範帯域」ということがある。）Ｂｗになっている。
このように、本実施形態の相殺用パルスＳは、従来の基本パルスＳａに上記補助パルスＳｂを合成した合成パルスよりなるので、図１０の右枠内の周波数スペクトルに示すように、ＩＱベースバンド信号の周波数帯域Ｂだけでなく、その帯域Ｂから外れた広範帯域Ｂｗの周波数成分を有している。

〔各パルスのピークレベル〕
また、本実施形態では、基本パルスＳａのピークレベルをαとし、補助パルスＳｂのピークレベルをβとすると、０．０３≦β／α≦０．１を満足するように、それらのレベルα，βの比率を設定している。以下、その理由について説明する。

上記の通り、補助パルスＳｂの周波数成分は、ＩＱベースバンド信号の使用帯域Ｂから外れた広範帯域Ｂｗに渡っているので、補助パルスＳｂを含む合成パルスを用いて求めた相殺信号Ｐｃを瞬時電力Ｐから減算すると、広い周波数帯域Ｂｗに渡ってノイズが印加されるのと同じ結果となる。
このため、基本パルスＳａと補助パルスＳｂのレベルを適切に設定しないと、使用帯域Ｂにおける通信品質（ＥＶＭ）が悪化したり、使用帯域Ｂの帯域外に高レベルのノイズが発生したりする可能性がある。

ここで、例えばＬＴＥにおいて、使用帯域ＢにおけるＥＶＭが４０ｄＢを確保することが要請され、また、近隣チャネル漏洩電力比については、電波法上で６０ｄＢを確保することが要請されているとする。
従って、補助パルスＳｂの合成によって使用帯域Ｂに許容される電力低下は、最大で２０ｄＢであり、これを電圧に換算すると０．１となる。よって、補助パルスＳｂのピークレベル（電圧）の比率β／αは、最大で０．１まで許容可能である。

一方、補助パルスＳｂのピークレベルが小さ過ぎると、相殺信号Ｐｃの減算によって生じる新たなピーク波形を適切にキャンセルできない恐れがあるが、補助パルスＳｂのピークレベル（電圧）の比率β／αは、最小で０．０３程度あれば、新たなピーク波形をキャンセルできることが判明している。
以上から、各パルスＳ１，Ｓ２のピークレベルα，βについては、０．０３≦β／α≦０．１を満足するように、それらのレベルα，βの比率を設定すればよいということになる。

本実施形態のＣＦＲ処理部１４によれば、ＩＱベースバンド信号の周波数帯域Ｂ内の周波数成分だけでなく、その帯域外の周波数成分をも有する相殺用パルスＳ（図１０参照）を閾値Ｐthからの増分ΔＰに乗算して得られた相殺信号Ｐｃを、瞬時電力Ｐに減算する。
このため、帯域外の周波数成分に影響する相殺信号Ｐｃの減算により、新たなピーク波形が生じるのを防止でき、ＩＱベースバンド信号のピーク電力をより確実に抑制することができる。

〔第３実施形態〕
図１１は、第３実施形態に係る無線通信システムの全体構成図である。また、図１２は、その場合の基地局装置１のＯＦＤＭ送信機３の要部を示す機能ブロック図である。
本実施形態においても、ＬＴＥ方式に基づく無線通信システムが採用されている。この方式の基地局装置１では、例えば５ＭＨｚ単位でダウンリンクフレームの周波数帯域を設定可能であり、セル内の各移動端末２に下り信号を送信する場合において、その周波数帯域ごとに送信電力を変更可能になっている。

本実施形態の基地局装置１では、２種類の周波数帯域Ｂ１，Ｂ２でダウンリンクフレームを送信する場合を例示しており、周波数が小さい方の第１帯域Ｂ１の送信電力が大きく設定され、周波数が大きい方の第２帯域Ｂ２での送信電力が小さく設定されている。
このため、図１１に破線で示すように、送信電力が大きい第１帯域Ｂ１の下り信号が届く通信エリアＡ１は、送信電力が小さい第２帯域Ｂ２の下り信号が届く通信エリアＡ２よりも遠方でかつ広範囲になっている。

上記通信エリアＡ１，Ａ２が重複するエリア内では、移動端末２が第１及び第２帯域Ｂ１，Ｂ２が双方で通信可能となるので、通話量が多い場合でも移動端末２の通信が確実に行われることになる。

本実施形態では、基地局装置１が２種類の周波数帯域Ｂ１，Ｂ２で下り信号を送信する場合を想定しているので、図１２に示すように、サブキャリアが第１帯域Ｂ１に含まれる第１信号Ｉ１，Ｑ１と、サブキャリアが第２帯域Ｂ２に含まれる第２信号Ｉ２，Ｑ２とがＩＦＦＴ部８から出力される。
この第１信号Ｉ１，Ｑ１と第２信号Ｉ２，Ｑ２は、後段の電力増幅回路５に入力され、この回路５において所定の信号処理が施される。

〔ＣＦＲ処理部の構成〕
図１３は、第３実施形態に係るＣＦＲ処理部（ＰＣ−ＣＦＲ回路）１４の機能ブロック図である。図１３に示すように、本実施形態のＣＦＲ処理部１４（図１３）が第２実施形態のＣＦＲ処理部（図９）と異なる点は、周波数帯域ごとの平均電力に対応して瞬時電力Ｐを相殺可能な相殺用パルスＳを生成する、パルス生成部４０を備えている点にある。

以下、第２実施形態と共通する構成及び機能は図面に同一符号を付して説明を省略し、第２実施形態との相違点について重点的に説明する。
なお、以下において、第１信号Ｉ１，Ｑ１と第２信号Ｉ２，Ｑ２の合成信号を単に「ＩＱベースバンド信号」或いは「ＩＱ信号」というものとする。
また、第１信号Ｉ１，Ｑ１の瞬時電力をＰ１とし、第２信号Ｉ２，Ｑ２の瞬時電力をＰ２とし、ＩＱベースバンド信号の瞬時電力をＰ（＝Ｐ１＋Ｐ２）とする。

本実施形態のＣＦＲ処理部１４の前段には、瞬時電力Ｐを算出する電力算出部１２の他に、第１算出部４１と第２算出部４２が設けられている。
このうち、第１算出部４１は、第１信号Ｉ１，Ｑ１のＩ成分とＱ成分の２乗和よりなる第１信号Ｉ１，Ｑ１の瞬時電力Ｐ１（＝Ｉ１^２＋Ｑ１^２）を算出する。第２算出部４２は、第２信号Ｉ２，Ｑ２のＩ成分とＱ成分の２乗和よりなる第２信号Ｉ２，Ｑ２の瞬時電力Ｐ２（＝Ｉ２^２＋Ｑ２^２）を算出する。

〔パルス生成部の構成〕
図１４は、パルス生成部４０の機能ブロック図である。
このパルス生成部４０は、第１及び第２帯域Ｂ１，Ｂ２ごとに予め求められた合成パルスＳ１，Ｓ２に、その帯域Ｂ１，Ｂ２ごとの平均電力の相対比率Ｃ１，Ｃ２をそれぞれ乗算して総和をとることにより、前記相殺用パルスＳを生成するものであり、比率算出部４３、波形記憶部４４及び乗加算部４５を有している。

このうち、波形記憶部４４は、周波数帯域Ｂ１，Ｂ２ごとの合成パルスＳ１，Ｓ２を記憶するメモリ等の記憶装置よりなる。この合成パルスＳ１，Ｓ２は、第２実施形態の場合と同様に、基本パルスＳａと補助パルスＳｂ（図４）とを合成したものである。
すなわち、第１帯域Ｂ１用の合成パルスＳ１は、第１帯域Ｂ１に含まれる複数本のサブキャリアに対して、送信信号の場合と同じＩＦＦＴ部８で逆フーリエ変換を行って得られた実部Ｉの波形よりなる基本パルスＳａに、補助パルスＳｂを合成したものである。

また、第２帯域Ｂ２用の合成パルスＳ２は、第２帯域Ｂ２に含まれる複数本のサブキャリアに対して、送信信号の場合と同じＩＦＦＴ部８で逆フーリエ変換を行って得られた実部Ｉの波形よりなる基本パルスＳａに、補助パルスＳｂを合成したものである。
もっとも、本実施形態において、補助パルスＳｂを考慮せずに、基本パルスＳａのみから各周波数帯域Ｂ１，Ｂ２のパルスＳ１，Ｓ２を構成することにしてもよい。

比率算出部４３には、第１算出部４１が算出する第１信号Ｉ１，Ｑ１の瞬時電力Ｐ１と、第２算出部４２が算出する第２信号Ｉ２，Ｑ２の瞬時電力Ｐ２がそれぞれ入力される。
比率算出部４３は、これらの瞬時電力Ｐ１，Ｐ２を用いて、周波数帯域Ｂ１，Ｂ２ごとの平均電力の相対比率Ｃ１，Ｃ２を、次式に基づいて算出する。
Ｃ１＝Σ√Ｐ１／（Σ√Ｐ１＋Σ√Ｐ２）
Ｃ２＝Σ√Ｐ２／（Σ√Ｐ１＋Σ√Ｐ２）

上記算出式に示すように、周波数帯域Ｂ１，Ｂ２ごとの平均電力の相対比率Ｃ１，Ｃ２は、その周波数帯域Ｂ１，Ｂ２ごとの瞬時電力Ｐ１，Ｐ２の平方根√Ｐ１，√Ｐ２を所定のサンプリング周期で累積し、その累積値Σ√Ｐ１，Σ√Ｐ２を、各周波数帯域Ｂ１，Ｂ２の累積値の総和（Σ√Ｐ１＋Σ√Ｐ２）で除算することによって求められる。

比率算出部４３は、送信電力が大きく変動し得る最小の時間単位であるＯＦＤＭシンボルのシンボル周期を制御周期として取得しており、このシンボル周期内において上記相対比率Ｃ１，Ｃ２の算出を実行するようになっている。
このようにすれば、ＩＱベースバンド信号の平均電力が余り変動しない安定状態で相対比率Ｃ１，Ｃ２を算出できるので、正確な相対比率Ｃ１，Ｃ２が得られるという効果がある。

もっとも、 ＬＴＥでは、リソースブロック（図７参照）がユーザ割当の最小単位になっているので、このリソースブロックの送信周期である７ＯＦＤＭシンボル（１スロット）を、相対比率Ｃ１，Ｃ２を算出する際の制御周期として採用することにしてもよい。

乗加算部４５は、２つの乗算器４６，４７と１つの加算器４８とを含む。このうち、乗算器４６は、第１帯域Ｂ１に対応する相対比率Ｃ１にその帯域Ｂ１用のパルスＳ１を乗算し、乗算器４７は、第２帯域Ｂ２に対応する相対比率Ｃ２にその帯域Ｂ２用のパルスＣ２を乗算する。
また、加算器４８は、各乗算器４６，４７の乗算結果を加算して相殺用パルスＳを生成し、このパルスＳをＣＦＲ処理部１４のパルス保持部３２に出力する。すなわち、乗加算部４５は、次の式に基づいて相殺用パルスＳを生成する。
Ｓ＝Ｃ１×Ｓ１＋Ｃ２×Ｓ２

本実施形態の乗加算部４５は、比率算出部４３で算出された相対比率Ｃ１，Ｃ２を所定の閾値と比較してその変動を判定しており、相対比率Ｃ１，Ｃ２が閾値を超える程度に変動した場合にのみ、その変動後の相対比率Ｃ１，Ｃ２を用いた乗算及び総和を実行し、その結果生成された相殺用パルスＳをパルス保持部３２に出力する。
このため、相対比率Ｃ１，Ｃ２がある程度変動しない限り、乗加算部４５が乗算及び総和を実行せず、パルス保持部３２が従前の相殺用パルスＳを維持する。従って、相殺用パルスＳを愚直に毎回生成する場合に比べて、回路の演算負荷を低減することができる。

上記相殺用パルスＳは、第１帯域Ｂ１に対応する第１信号Ｉ１，Ｑ１の平均電力の相対比率Ｃ１に、その帯域Ｂ１用の合成パルスＳ１を乗算したものと、第２帯域Ｂ２に対応する第２信号Ｉ２，Ｑ２の平均電力の相対比率Ｃ２に、その帯域Ｂ２用の合成パルスＳ２を乗算したものとを、加算したものになっている。
このため、上記相殺用パルスＳを増分ΔＰに乗算した相殺信号Ｐｃを元の瞬時電力Ｐから減算しても、第１及び第２帯域Ｂ１，Ｂ２ごとの平均電力に対応して瞬時電力Ｐの振幅が相殺されることになる。

従って、本実施形態のＣＦＲ処理部１４によれば、第１及び第２帯域Ｂ１，Ｂ２における平均電力に差がある場合でも、平均電力が小さい方の帯域Ｂ２の送信電力が、相殺信号Ｐｃの減算によって必要以上に低下することがなく、周波数帯域Ｂ１，Ｂ２ごとに平均電力が異なるＩＱベースバンド信号の瞬時電力Ｐの場合でも、ＳＮＲを悪化させずに適切にクリッピング処理することができる。

〔基本パルスのバリエーション〕
図１５は、基本バルスＳａのバリエーションを示す時間領域のグラフである。図１５において、（ａ）はＳｉｎｃ波形、（ｂ）はチェビシェフ波形、（ｃ）はテーラー波形である。
これらの波形は、数学的には、すべて次の式（１）で表すことができ、Ｓｉｎｃ波形の場合にはａｎ＝ｎπとなっている。

ここで、絶対値の最大値を含み振幅値がゼロになるまでの区間（図１５のハッチングで示す区間）をメインローブ区間ということにすると、Ｓｉｎｃ波形の場合には、サイドローブの振幅が比較的大きくなるため、メインローブ区間のエネルギー局在率を余り向上させることができない。
これに対して、チェビシェフ波形では、振幅値＝０となるｘの解を構成する数列ａｎの値を調整することで、サイドローブの振幅を小さくできるが、この場合には振幅が減衰しなくなる。

そこで、テーラー波形では、数列ａｎの始めの数点（例えばａ１とａ２）の値をチェビシェフ波形のものを使用し、それ以降の点の値をＳｉｎｃ波形のものを使用しており、これにより、サイドローブの振幅抑制と減衰特性の双方を達成している。
従って、基本パルスＳａを定義する所定の時間区間Ｔにおける全エネルギー（振幅の２乗）に対する、メインローブ区間のエネルギー局在率を比較すると、Ｓｉｎｃ波形の場合には９１％であり、チェビシェフ波形の場合には９３％であり、テーラー波形の場合には約９５％になり、テーラー波形が最も有利となる。

なお、上記所定の時間区間Ｔは、メモリ上に記録されている波形のサンプル時間であって、上限数のサンプル点に対応する時間である。例えば、ＬＴＥの場合には、１シンボル周期（１／１４ｍｓ）に含まれるサンプル数は２０４８であるから、仮に時間領域で４倍のオーバーサンプリングを行うと仮定すると、基本パルスＳａの波形を定義するのに必要なサンプル点の上限数は、２０４８×４＝８１９２個になる。

ＰＣ−ＣＦＲ回路に使用可能な基本パルスＳａを、メインローブ区間の所定の時間区間Ｔに対するエネルギー局在率の数値範囲で特定すると、当該エネルギー局在率は８５％〜９９％であることが好ましい。
その理由は、エネルギー局在率が１００％になると、基本パルスＳａがインパルス（デルタ関数）となって、帯域制限がある本発明に適用できなくなり、局在率が８５％未満の場合は、パルス形状が鈍化し過ぎて使用できなくなるからである。

以上から、ＰＣ−ＣＦＲ回路に使用可能な基本パルスＳａの技術的特徴を列挙すると、次のようになる。
特徴１：基本パルスＳａは、所定の時間区間Ｔ（例えば、１シンボル周期）における全エネルギー（振幅の２乗）に対するメインローブ区間のエネルギー局在率が、８５％〜９９％の波形により構成できる。

特徴２：基本パルスＳａを数学的に記述すると、時間領域において対称性を持つ前記式（１）で表される波形よりなる。
特徴３：より具体的には、基本パルスＳａは、Ｓｉｎｃ波形、チェビシェフ波形又はテーラー波形よりなる。このうち、Ｓｉｎｃ波形は、帯域内の複数本の搬送波を、振幅が同一でかつ位相をゼロにして逆フーリエ変換して得られる実部（Ｉ信号）の波形よりなる。

〔その他の変形例〕
今回開示した実施形態は例示であって制限的なものではない。本発明の権利範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲の構成と均等の範囲内での全ての変更が含まれる。
例えば、本発明の電力増幅回路５は、ＬＴＥ方式だけでなく、Ｗ−ＣＤＭＡ方式に準拠した通信装置にも採用することができる。

このＷ−ＣＤＭＡ方式では、クローズドループ送信電力制御によって基地局装置１の送信電力を制御するようになっており、この制御周期が送信制御の最小時間単位となっている。具体的には、この制御周期は、１無線フレーム周期１０ｍｓの１５分の１（＝約０．６６７ｍｓ）である。そこで、本発明の電力増幅回路５をＷ−ＣＤＭＡ方式の送信機に使用する場合には、閾値Ｐthを更新する場合の制御周期として、クローズドループ送信電力制御の制御周期を採用すればよい。

また、ドレイン電圧変調部１５の入力信号は、ＩＱベースバンド信号の振幅成分に対応するスカラー量であればよく、同信号の瞬時電力Ｐに限定されない。
例えば、上記スカラー量は、ＩＱベースバンド信号の振幅情報そのものである瞬時電力Ｐの平方根で定義してもよいし、Ｉ成分の絶対値とＱ成分の絶対値の和で定義してもよい。この場合、ＣＦＲ処理部１４は、定義されたスカラー量に対してクリッピング処理を行うＣＦＲ回路で構成すればよい。

１ 基地局装置
２ 移動端末
３ 送信機
４ 送信用プロセッサ
５ 電力増幅回路
１２ 電力算出部
１３ 位相変調部
１４ ＣＦＲ処理部
１５ ドレイン電圧変調部
１６ パワーアンプ

Claims (8)

1. ＥＥＲ（Envelope Elimination and Restoration）方式の電力増幅回路であって、
   ＩＱベースバンド信号の振幅成分に対応するスカラー量を算出する算出部と、
   前記ＩＱベースバンド信号の位相成分を抽出して高周波に変調する位相変調部と、
   前記スカラー量の上限を所定の閾値相当に制限するＣＦＲ（Crest Factor Reduction）処理部と、
   前記位相変調部が出力する位相変調信号を入力信号とし、上限が制限された前記スカラー量に応じた振幅変調信号を電源電圧として動作するパワーアンプと、
   を備えていることを特徴とする電力増幅回路。
2. 前記算出部が算出する前記スカラー量は前記ＩＱベースバンド信号の瞬時電力である請求項１に記載の電力増幅回路。
3. 前記ＣＦＲ処理部は、閾値を超える前記スカラー量のピーク成分に対してフィルタリングを行って帯域制限し、この帯域制限後のピーク成分を元の前記スカラー量から減算する、ＮＳ−ＣＦＲ（Noise Shaping-Crest Factor Reduction）回路よりなる請求項１又は２に記載の電力増幅回路。
4. 前記ＣＦＲ処理部は、クリッピングによる帯域外輻射を生じさせないための基本関数を予め保持しており、閾値を超える前記スカラー量のピーク成分に前記基本関数を乗算したものを元の前記スカラー量から減算する、ＰＣ−ＣＦＲ（Peak Cancellation - Crest Factor Reduction）回路よりなる請求項１又は２に記載の電力増幅回路。
5. 前記基本関数は、前記ＩＱベースバンド信号の周波数帯域内とその帯域外の双方の周波数成分を有する相殺用パルスよりなる請求項４に記載の電力増幅回路。
6. 前記基本関数は、前記ＩＱベースバンド信号の周波数帯域ごとの平均電力に対応して前記スカラー量を相殺可能な相殺用パルスよりなる請求項４又は５に記載の電力増幅回路。
7. 前記ＣＦＲ処理部で用いる閾値を、前記ＩＱベースバンド信号の平均電力が変動する可能性のある所定の制御周期ごとに更新する閾値更新部を更に備えている請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力増幅回路。
8. 請求項１に記載の前記電力増幅回路が搭載された送信機を有することを特徴とする通信装置。

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