JP2012191731A

JP2012191731A - モータの制御装置

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Publication number: JP2012191731A
Application number: JP2011052201A
Authority: JP
Inventors: Seiji Shimono; 聖仁下野
Original assignee: Fujitsu General Ltd
Current assignee: Fujitsu General Ltd
Priority date: 2011-03-09
Filing date: 2011-03-09
Publication date: 2012-10-04

Abstract

【課題】ＰＷＭ制御されたモータにおいて、コイルに接続された端子の電圧が基準電圧を超えるときの回転子の位置を正しく行なってモータを制御する方法及びその装置を提供する。
【解決手段】制御装置を、前回の位置検出結果から基準位置を生成する手段と、この基準位置とモータの回転数から次回位置検出時刻を推定する手段と、次回位置検出推定時刻と前記ＰＷＭ制御信号のオンの設定位置との位相差を算出する手段と、前記次回位置検出推定時刻がＰＷＭ制御信号のオンの設定位置にあるか否かを判定する手段と、次回位置検出推定時間がＰＷＭ制御信号のオンの設定位置にない場合は、次回位置検出推定時刻がＰＷＭ制御信号のオンの中央となるように前記位相差分だけ位相をずらすために任意のキャリア１個の周期を変更する手段としてとして機能させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によるセンサレスＤＣモータの制御装置において、回転子の位置検出の安定性を向上させ、位置検出の誤差によって生じる乱調、騒音、振動などを防止又は低減するモータの制御装置に関するものである。

図４は、ＰＷＭ制御によるセンサレスＤＣモータの駆動回路を示す回路図である。
この図４において、モータ１は、ＰＷＭ駆動信号を生成するインバータ２に接続され、このインバータ２はＰＷＭ制御信号を出力するＰＷＭ信号発生器９に接続されている。
前記ＰＷＭ制御信号発生器９はＰＷＭ制御信号を生成するためのキャリア信号と出力電圧指令信号を出力する制御装置４に接続され、この制御装置４には、モータ１の位置検出信号を得るためのモータ１のＵ相端子７Ｕ、Ｖ相端子７Ｖ、Ｗ相端子７Ｗの電圧Ｕｖ、Ｖｖ、Ｗｖと基準電圧Ｂを比較する比較器５U、５Ｖ、５Wの出力が接続されるとともに、直流電源３のプラス側が接続されている。

前記インバータ２は、図５に示すように直流電源３のプラス側とマイナス側の間にそれぞれ一対のスイッチング素子６Upと６Un、６Vpと６Vn、６Wpと６Wnが接続されており、それぞれのスイッチング素子６Up、６Un、６Vp、６Vn、６Wp、６Wnのゲート端子に前記ＰＷＭ信号発生器９の対応する出力が接続されている。

前記インバータ２を構成するスイッチング素子６Upと６Unの接続点がモータ１のＵ相端子７Ｕに、スイッチング素子６Vpと６Vnの接続点がモータ１のＶ相端子７Ｖに、スイッチング素子６Wpと６Wnの接続点がモータ１のＷ相端子７Ｗに接続されている。
なお、前記スイッチング素子６Up、６Un、６Vp、６Vn、６Wp、６Ｗｎは、バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ、ＭＯＳ−ＦＥＴ、サイリスタや絶縁ゲートバイポーラトランジスタなどを含む総称であり、モータの出力や仕様によって適当なものが選択される。

以上のような構成において、モータ１のＵ相端子７Ｕ、Ｖ相端子７Ｖ、Ｗ相端子７Ｗの電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが比較器５Ｕ、５Ｖ、５Ｗによって基準電圧Ｂと比較され、その結果が回転子の位置情報として制御装置４に入力される。
制御装置４は、比較器５Ｕ、５Ｖ、５Ｗからの前記位置情報に基づいて、図７に示すようなＰＷＭ制御信号を生成するための、例えば三角波からなる適当な周期Ｃのキャリア信号及び電圧指令信号をＰＷＭ信号発生器９に出力する。

ＰＷＭ信号発生器９は、モータ１を回転制御するＰＷＭ駆動信号のデューティ比を決定する各相毎の電圧指令信号Ｖｃとキャリア信号とを比較し、キャリア信号が電圧指令信号Ｖｃ以上になると立上り、電圧指令信号Ｖｃ以下になると立下る図７に示すような矩形のＰＷＭ制御信号をインバータ２に出力する。

インバータ２は、ＰＷＭ信号発生器９からのＰＷＭ制御信号に従って、スイッチング素子６Up、６Un、６Vp、６Vn、６Wp、６Ｗｎをオン・オフ制御して、モータ１のＵ相端子７Ｕ、Ｖ相端子７Ｖ、Ｗ相端子７ＷにＰＷＭ駆動信号を出力してモータ１を回転させる。

以下、モータ１の回転制御について説明する。
スイッチング素子６Upのゲートには、制御装置４からＰＷＭ信号発生器９を介して、図８（ａ）に示す電気角０〜１２０度の期間にＰＷＭ制御信号が与えられ、スイッチング素子６Vpのゲートには、図８（ｂ）に示すように、電気角１２０〜２４０度の期間にＰＷＭ制御信号が与えら、スイッチング素子６Wpのゲートには、図８（ｃ）に示すように、電気角２４０〜３６０度の期間にＰＷＭ制御信号が与えられる。

スイッチング素子６Unのゲートには、図８（ｄ）に示すように、スイッチング素子６Upの電気角１８０度遅れの期間にＰＷＭ制御信号が与えられ、スイッチング素子６Vnのゲートには、図８（ｅ）に示すように、スイッチング素子６Vpの電気角１８０度遅れの期間にＰＷＭ制御信号が与えられ、スイッチング素子６Wnのゲートには、図８（ｆ）に示すように、スイッチング素子６Wpの電気角１８０度遅れの期間にＰＷＭ制御信号が与えられる。

ＰＷＭ制御による１２０度通電方式では、以上のスイッチング素子６Up、６Un、６Vp、６Vn、６Wp、６Wnに与えられるＰＷＭ制御信号は、始まりの電気角０〜３０度と終わりの電気角９０〜１２０度の期間がオン・オフを繰り返す櫛歯状波形で、中間の電気角３０〜９０度の期間は平坦なプラス波形となっており、以下で説明する閉回路を構成する１対のスイッチング素子の一方が櫛歯状波形に、他方が平坦なプラス波形となるように制御されている。
この櫛歯状の波形のデューティ比を変化させて印加電圧を制御して所望の回転数に制御する。

電気角０〜６０度の期間には、スイッチング素子６Upと６Vnが導通して電源３のプラス側→スイッチング素子６Up→Ｕ相コイル８Ｕ→Ｖ相コイル８Ｖ→スイッチング素子６Vn→電源３のマイナス側の閉回路が構成されて電流が流れる。
同様にして、電気角６０〜１２０度の期間には、スイッチング素子６Upと６Wnが導通してＵ相コイル８ＵからＷ相コイル８Ｗの方向に、電気角１２０〜１８０度の期間には、スイッチング素子６Vpと６Wnが導通してＶ相コイル８ＶからＷ相コイル８Ｗの方向に、電気角１８０〜２４０度の期間には、スイッチング素子６Vpと６Unが導通してＶ相コイル８ＶからＵ相コイル８Ｕの方向に、電気角２４０〜３００度の期間には、スイッチング素子６Wpと６Unが導通してＷ相コイル８ＷからＵ相コイル８Ｕの方向に、電気角３００〜３６０度の期間には、スイッチング素子６Wpと６Vnが導通してＷ相コイル８ＷからＶ相コイル８Ｖの方向にそれぞれ電流が流れる。
これによって、各コイル８Ｕ、８Ｖ、８Ｗによる回転磁界が発生して回転子を誘導し、モータが所定の方向に回転する。

以下、回転子の位置検出について説明する。
１２０度通電方式によるＰＷＭ駆動制御のセンサレスＤＣモータは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の固定子コイルのうちいずれか駆動信号が印加されていない固定子コイルに、図６に示すような誘起電圧Ｖが現れる。この誘起電圧Ｖを基準電圧Ｂと比較して基準電圧Ｂと一致する点（図６の点Ｅ、Ｆ）を検出することにより回転子の位置を検出し、この位置情報に基づいてＰＷＭ駆動信号を生成して所望の回転数にモータを制御するように構成されている（特許文献１）。

以下、Ｕ相端子７Ｕに現れる電圧Ｖｕの波形について、図８（ｇ）に基づいて説明する。
Ｕ相端子７Ｕには、電圧が印加されていない電気角１２０〜１８０度の期間と電気角３００〜３６０度の期間に誘起電圧Ｖｕが現れるが、Ｖ相コイル８ＶとＷ相コイル８Ｗの直列回路に電圧が印加されているので、３つのコイルの中性点１０に櫛歯状の電圧が印加されており、これによりU相端子７Ｕにも図８（ｇ）に示すような櫛歯波形が現れる。
同様に、Ｖ相端子７Ｖには電気角６０〜１２０度の期間と電気角２４０〜３００度の期間に図８（ｈ）に示すように変化する櫛歯波形が現れ、Ｗ相端子７Ｗには電気角０〜６０度の期間と電気角１８０〜２４０度の期間に図８（ｉ）に示すように変化する櫛歯波形が現れる。

次に、回転子の位置検出について、Ｕ相端子７Ｕを例にとって説明する。
回転子の位置検出は、Ｕ相端子７Ｕに駆動電圧が印加されていないときのＵ相コイル８Ｕに現れる誘起電圧Ｖｕによって検出することができるが、ＰＷＭ制御の場合には前述のとおりＵ相端子７Ｕの電圧ＶｕにはＰＷＭ駆動信号に影響された櫛歯状の電圧が現れる。
この櫛歯状の電圧が現れたＵ相端子７Ｕの電圧Ｖｕと基準電圧Ｂを比較して、例えば、図８（ｇ）の電気角３３０〜３６０度の期間に現れるＵ相端子７Ｕの電圧Ｖｕが基準電圧Ｂと一致する点を回転子の位置として検出する。基準電圧Ｂは、例えば抵抗により電源３の電圧を１／２に分圧した電圧が使用される。

図９（ａ）（ｂ）に電気角３３０〜３６０度の期間におけるＵ相端子７Ｕの電圧Ｖｕの部分拡大図を示す。
Ｕ相端子７Ｕに現れる電圧Ｖｕは、徐々に上昇する櫛歯状の電圧波形となる。
これを利用して回転子の位置を検出するために、Ｕ相端子７Ｕに現れる電圧Ｖｕと基準電圧Ｂとを比較器５Ｕで比較し、Ｕ相端子７Ｕに現れる電圧Ｖｕが基準電圧Ｂと一致した点を検出する。
また、Ｕ相端子７Ｕに現れる電圧Ｖｕには、１５０〜１８０度の期間にも３３０〜３６０度のときとは極性が反対の電圧が現れており、電圧Ｖｕと基準電圧Ｂとを比較器５Ｕで比較し、Ｕ相端子７Ｕに現れる電圧Ｖｕが基準電圧Ｂと一致した点を検出する。
Ｖ相端子７Ｖ及びＷ相端子７Ｗについても、同様の電圧が電気角で１２０度ずつずれて発生し、同様の方法で位置検出が行なわれ、電気角の３６０度の間に位置検出が６回行なわれる。

特開昭５９−１３９８８３号公報。

以上のＰＷＭ駆動制御のセンサレスＤＣモータでは、図８（ｇ）（ｈ）（ｉ）に示すように、電圧が印加されていない端子にもＰＷＭ駆動信号の影響を受けた櫛歯状の波形が現れており、図９（ａ）に示すように、Ｕ相端子７Ｕの櫛歯状の電圧ＶｕがＵ相コイル８Ｕに現れている期間に基準電圧Ｂと一致したときは正しく位置検出信号を得ることができる。

ところが、Ｕ相端子７Ｕの櫛歯状の電圧ＶｕがＰＷＭ駆動信号の影響を受けて現れていない期間には、図９（ｂ）に破線で示すＵ相コイル８Ｕの誘起電圧Ｖｕが基準電圧Ｂに一致したとき、Ｕ相端子７Ｕの電圧Ｖｕは０であり、その点を検出することができない。
この場合は、次にＰＷＭ制御信号がオンとなった立上りのタイミングでＵ相端子７Ｕの電圧Ｖｕが基準電圧Ｂを超えるので、その超えた点をもって比較器が検出信号を出力する。
このため、Ｕ相端子７Ｕの電圧Ｖｕが基準電圧Ｂを超える点がＰＷＭ駆動信号の影響を受けて現れない期間にあたる場合には、回転子の位置検出に誤差が生じてしまい、乱調、騒音、振動などの原因となるという問題点があった。

本発明は、上述のような問題点に鑑みなされたもので、モータ固定子の各相の端子の電圧Ｖｕが基準電圧Ｂを超える点がＰＷＭ制御信号のオフの期間にあたるような場合にも、その点を予測することにより誤差を低減した回転子の位置の検出を行ない、乱調、騒音、振動を防止又は低減することができるモータ制御装置を提供するものである。

本発明の請求項１は、回転子と複数相のコイルからなる固定子とを有し、前記固定子にＰＷＭ制御による制御電圧を順次印加して回転制御を行い、制御電圧が印加されていない非通電相のコイルに誘起される電圧と基準電圧とを比較して一致した時刻を回転子の位置検出時刻とし、この回転子の位置検出時刻を制御装置に帰還して前記回転制御を行なうセンサレスＤＣモータの制御装置において、前記制御装置を、前回の位置検出時刻とモータの回転数から次回位置検出時刻を推定する手段と、この次回位置検出推定時刻と前記ＰＷＭ制御信号のオンの設定位置との位相差を算出する手段と、次回位置検出推定時刻がＰＷＭ制御信号のオンの設定位置となるように前記位相差分だけ位相をずらすために推定した次回位置検出時間より前のキャリアの周期を変更する手段として機能させるようにしたことを特徴とするモータの制御装置である。

本発明の請求項２は、回転子と複数相のコイルからなる固定子とを有し、前記固定子にＰＷＭ制御による制御電圧を順次印加して回転制御を行い、制御電圧が印加されていない非通電相のコイルに誘起される電圧と基準電圧とを比較して一致した時刻を回転子の位置検出時刻とし、この回転子の位置検出時刻を制御装置に帰還して前記回転制御を行なうセンサレスＤＣモータの制御装置において、回転子の位置検出があったとき、当該位置検出時刻におけるＰＷＭ制御のキャリア信号の先頭の時刻を取得する基準時刻検出手段と、前記基準時刻検出手段の検出結果、及び前記位置検出時刻に基づいて、ＰＷＭ制御のキャリア信号の先頭から位置検出までの時間を算出する位置検出時間算出手段と、モータの回転数と極数に基づいて２つの位置検出時刻の間の時間を算出する理論区間時間算出手段と、前記基準時刻検出手段、位置検出時間算出手段及び理論区間時間算出手段の検出結果に基づいて、前記基準時刻から将来における直近の位置検出までの時間を算出する次回位置検出推定時間算出手段と、前記次回位置検出推定時間算出手段での算出結果と、モータの制御指令電圧及びＰＷＭ制御のキャリア信号の周波数に基づいて将来における直近の位置検出推定時刻である次回位置検出推定時刻がＰＷＭ信号のオン区間に到来するか否かを判定する判定手段と、前記判定手段により次回位置検出推定時刻とＰＷＭ信号のオン区間に到来しない場合に、次回位置検出推定時刻がＰＷＭ制御のキャリア波形の中心との位相差を算出する手段と、当該位相差に基づいてキャリア信号の一部の周期を変更する手段としてとして機能させるようにしたことを特徴とするモータの制御装置である。

本発明の請求項３は、回転子と複数相のコイルからなる固定子とを有し、前記固定子にＰＷＭ制御による制御電圧を順次印加して回転制御を行い、制御電圧が印加されていない非通電相のコイルに誘起される電圧と基準電圧とを比較して一致した時刻を回転子の位置検出時刻とし、この回転子の位置検出時刻を制御装置に帰還して前記回転制御を行なうセンサレスＤＣモータの制御装置において、前記モータの制御装置は、回転子の位置検出があったとき、当該位置検出時刻におけるＰＷＭ制御のキャリア信号の先頭の時刻を取得する基準時刻検出手段と、前記基準時刻検出手段の検出結果、及び前記位置検出時刻に基づいて、ＰＷＭ制御のキャリア信号の先頭から位置検出までの時間を算出する位置検出時間算出手段と、モータの回転数と極数に基づいて２つの位置検出時刻の間の時間を算出する理論区間時間算出手段と、前記基準時刻検出手段、位置検出時間算出手段及び理論区間時間算出手段の検出結果に基づいて、前記基準時刻から将来における直近の位置検出までの時間を算出する次回位置検出推定時間算出手段と、前記次回位置検出推定時間算出手段での算出結果と、モータの制御指令電圧及びＰＷＭ制御のキャリア信号の周波数に基づいて将来における直近の位置検出推定時刻である次回位置検出推定時刻がＰＷＭ信号のオン区間の中心の前側で到来するか、後側で到来するか、又はオン区間の中心で到来するかを判定する手段と、前記判定手段により次回位置検出推定時刻とＰＷＭ信号のオン区間に到来しない場合は、次回位置検出推定時刻がＰＷＭ制御のキャリア波形の中心との位相差を算出する手段と、前記判定手段の結果に応じて前記位相差の算出方法を変える手段と、当該位相差に基づいてキャリア信号の一部の周期を変更する手段としてとして機能させるようにしたことを特徴とするモータの制御装置である。

本発明の請求項４は、請求項３記載のモータの制御装置において、位相差の算出方法を変える手段は、次回位置検出推定時刻がＰＷＭ信号のオン区間の中心の前側で到来する場合には、位相差＝（キャリア周期Ｃ／２）−余剰時間Ｓにより算出し、次回位置検出推定時刻がＰＷＭ信号のオン区間の中心の後側で到来する場合には、位相差＝余剰時間Ｓ−（キャリア周期Ｃ／２）により算出し、次回位置検出推定時刻がＰＷＭ信号のオン区間の中心で到来する場合には算出しないものである。

請求項１及び２記載の発明によれば、次回位置検出推定時間がＰＷＭ制御信号のオンの設定位置となるようにキャリアの周期を変更することにより、常にＰＷＭ制御信号のオンの設定位置で正しく回転子の位置検出ができるので回転子の位置検出の誤差がなく、乱調、騒音、振動などを防止又は低減できるという効果を有する。

請求項３及び４記載の発明によれば、判定手段の結果に応じて前記位相差の算出方法を変える手段を設けたので、位相差の算出が簡単になり、また位相差の算出が必要ない場合には算出しないので、制御装置への負担を軽減することができるという効果を有する。

本発明による方法を説明するための、推定した次回位置検出時間が三角波の後半に属する場合のキャリアとＰＷＭ制御信号の波形図であり、（ａ）は処理前の波形図、（ｂ）は処理後の波形図である。本発明による方法を説明するための、推定した次回位置検出時間が三角波の前半に属する場合のキャリアとＰＷＭ制御信号の波形図であり、（ａ）は処理前の波形図、（ｂ）は処理後の波形図である。本発明のＰＷＭ制御信号の位置を移動させる工程を示すフローチャートで、メインのフローチャートである。本発明のＰＷＭ制御信号の位置を移動させる工程を示すフローチャートで、理論区間時間の算出処理のフローチャートである。本発明のＰＷＭ制御信号の位置を移動させる工程を示すフローチャートで、次回位置検出までのキャリア数と余剰時間の算出処理のフローチャートである。本発明のＰＷＭ制御信号の位置を移動させる工程を示すフローチャートで、余剰時間＞キャリア周期／２である場合のパラメータ設定処理のフローチャートである。本発明のＰＷＭ制御信号の位置を移動させる工程を示すフローチャートで、余剰時間＜キャリア周期／２である場合のパラメータ設定処理のフローチャートである。本発明のＰＷＭ制御信号の位置を移動させる工程を示すフローチャートで、余剰時間＝キャリア周期／２である場合のパラメータ設定処理のフローチャートである。ＰＷＭ制御によるセンサレスＤＣモータの制御回路を示す回路図である。インバータの詳細を示す回路図である。従来の回転子の位置検出において、回転子の位置と誘起電圧の関係を示す図である。制御装置４からＰＷＭ信号発生器９へ出力されるキャリア波形を示す波形図である。ＰＷＭ制御信号と各相の端子に現れる電圧を示す波形図であり、（ａ）はスイッチング素子６Upの駆動信号、（ｂ）はスイッチング素子６Vpの駆動信号、（ｃ）はスイッチング素子６Wpの駆動信号、（ｄ）はスイッチング素子６Unの駆動信号、（ｅ）はスイッチング素子６Vnの駆動信号、（ｆ）はスイッチング素子６Wnの駆動信号、（ｇ）はＵ相の電圧Ｖｕ、（ｈ）はＶ相の電圧Ｖｖ、（ｉ）はＷ相の電圧Ｖｗのそれぞれの波形図である。従来の方法により回転子の位置検出を行なう期間の端子に現れる電圧波形の拡大図で、（ａ）は位置検出が正常な場合の波形図、（ｂ）は位置検出が異常な場合の波形図ある。

前述したように、各相の端子には櫛歯状の電圧が現れておりＰＷＭ制御信号のオンの期間に基準電圧Ｂを超えたときは正確な検出信号を得ることができるが、ＰＷＭ制御信号のオフの期間には端子に現れる電圧が基準電圧Ｂを超える点を正確に検出することができない。
本発明では、ＰＷＭ制御信号のオフ期間に検出すべき位置がくると推定される場合に、ＰＷＭ制御信号のオンの期間を移動して、回転子の位置検出を正しく行なう。ＰＷＭ制御信号のオンの期間の移動は、推定した次回位置検出時間より前のキャリアの周期を変更することにより行なう。

次に、本発明の実施例を説明する。
本発明のモータの制御装置の回路は、基本的な構成は図４に示した従来例と共通であり、この従来例と共通な部分については説明を省略する。
本発明のモータの制御装置が従来の回路構成と相違するのは、制御装置４を、前回の位置検出結果から基準位置を生成する手段と、この基準位置とモータの回転数から次回位置検出時刻を推定する手段と、この次回位置検出推定時刻と前記ＰＷＭ制御信号のオンの設定位置との位相差を算出する手段と、前記次回位置検出推定時刻がＰＷＭ制御信号のオンの設定位置にあるか否かを判定する手段と、次回位置検出推定時間がＰＷＭ制御信号のオンの設定位置にない場合は、次回位置検出推定時刻がＰＷＭ制御信号のオンの中央となるように前記位相差分だけ位相をずらすために次回位置検出推定時刻より前の任意のキャリア１個の周期を変更する手段として機能させる点である。

以下、本発明の実施例として、キャリアの周期を変更する工程について、図１（ａ）（ｂ）、図２（ａ）（ｂ）、図３（ａ）〜（ｆ）に基づいてＵ相を例として詳しく説明する。
なお、工程（Ｓ０）〜（Ｓ６）までは、推定される次回位置検出時刻が三角波のどこに属するかに拘らず共通である。また、Ｓはステップを表し、それに続く数字はステップの番号を表す。

（Ｓ０）制御装置４が比較器５Ｕから位置検出信号の入力を受けたことをもってキャリアの周期を変更する処理が開始される。
（Ｓ１）制御装置４が比較器５Ｕから位置検出信号の入力を受けた時刻である位置検出時刻Ｔｉ１を取得する。
（Ｓ２）制御装置４は、当該位置検出信号の入力時点のキャリア信号におけるキャリアの先頭の時刻（以下、基準時刻と呼ぶ）Ｔｉ０を取得し、基準時刻Ｔｉ０と位置検出時刻Ｔｉ１から位置検出時間ｔ１を算出する。
（Ｓ３）制御装置４は、直近の位置検出から推測される次の位置検が行なわれるまでの時間間隔である理論区間時間ｔ２を算出する。

この理論区間時間ｔ２の算出は、図３（ｂ）に示すとおりである。
（Ｓ３１）比較器５Ｕから入力される位置検出信号の時間間隔に基づいて算出されるモータの回転数とモータの局数から理論周波数＝（回転数×（極数／２））を算出する。
（Ｓ３２）理論周波数からさらに理論電気角周期＝（１／理論周波数）を算出する。
（Ｓ３３）理論区間時間ｔ２＝理論電気角周期×（６０／３６０）を算出する。

（Ｓ４）制御装置４において、理論区間時間ｔ２が算出されると、次にこれまでに算出された位置検出時間ｔ１及び理論区間時間ｔ２より、次回位置検出位置推定時間ｔ３＝ｔ１＋理論区間時間ｔ２を算出する。
（Ｓ５）次回位置検出推定時間ｔ３が算出されると、次に制御装置４は、基準時刻Ｔｉ０から次回位置検出推定時刻Ｔｉ３までのキャリア数と後述する余剰時間Ｓを算出する。

この余剰時間Ｓの算出は、図３（ｃ）に示すとおりである。
（Ｓ５１）ＰＷＭ信号を生成するキャリア信号の周期Ｃは一定であるため、キャリア数Ｎ＝次回位置検出推定時間ｔ３／キャリア周期Ｃを算出する。ここで算出するキャリア数Ｎは、余りを除いた整数値をとる。
（Ｓ５２）余剰期間Ｓ＝次回位置検出推定時間ｔ３−（キャリア周期Ｃ×キャリア数Ｎ）を算出する。余剰時間は工程Ｓ５１でのキャリア数Ｎの算出結果の余りに該当する。

（Ｓ６）余剰時間Ｓが算出されると、次に制御装置４は、この余剰時間Ｓとキャリア周期Ｃ／２とを比較する。その比較結果に基づいて以下に説明する３通り（Ｓ７、Ｓ８、Ｓ９）のいずれかのパラメータ処理が行なわれる。
（Ｓ７）工程Ｓ６の比較により余剰時間Ｓがキャリア周期Ｃ／２より大きい場合、換言すると、図１（ａ）にあるように次回位置検出予測時刻Ｔｉ３がキャリアの頂点より後ろにある場合、図３（ｄ）に示す以下の処理が行なわれる。
（Ｓ７１）余剰時間Ｓがキャリア周期Ｃ／２より大きい場合、余剰時間Ｓからキャリア周期Ｃ／２を減じることにより位相差Ｄを算出する。
（Ｓ７２）変更キャリア周期Ｃ´＝（キャリア周期Ｃ＋（余剰時間Ｓ−キャリア周期Ｃ／２））を算出する。
（Ｓ７３）次キャリア変更フラグをＴＲＵＥに設定、つまり次キャリア変更の実行フラグを設定する。

（Ｓ８）工程Ｓ６の比較により余剰時間Ｓがキャリア周期Ｃ／２より小さい場合、換言すると、図２（ａ）にあるように次回位置検出予測時刻Ｔｉ３がキャリアの頂点より前にある場合、図３（ｅ）に示す以下の処理が行なわれる。
（Ｓ８１）余剰時間Ｓがキャリア周期Ｃ／２より小さい場合、キャリア周期／２から余剰時間Ｓを減じることにより位相差Ｄを算出する。
（Ｓ８２）変更キャリア周期Ｃ´＝（キャリア周期Ｃ−（余剰時間Ｓ−キャリア周期Ｃ／２））を算出する。
（Ｓ８３）次キャリア変更フラグをＴＲＵＥに設定、つまり次キャリア変更の実行フラグを設定する。

（Ｓ９）工程Ｓ６の比較により余剰時間Ｓがキャリア周期Ｃ／２と等しい場合、換言すると、次回位置検出予測時刻Ｔｉ３がキャリアの頂点にある場合、図３（ｆ）に示す以下の処理が行なわれる。
（Ｓ９１）次キャリア周期変更フラグをＦＡＬＳＥに設定、つまり次キャリア周期変更の実行フラグを非設定とする。

（Ｓ１０）Ｓ７〜Ｓ９でパラメータの設定が行なわれると、制御装置４は、次キャリア変更フラグを判定し、判定結果に基づいてＴＲＵＥの場合は以下の処理を実行し、ＦＡＬＳＥの場合は以下の処理をせずに終了（Ｓ１３）する。
（Ｓ１１）パラメータの設定において、キャリア変更フラグが「ＴＲＵＥ」である場合には、制御装置４は、変更キャリア周期Ｃ´の基づいて、図１（ｂ）又は図２（ｂ）に示すように、直近の位置検出時点のキャリアの次のキャリアについて１つのキャリアの周期を変更する。
（Ｓ１２）次キャリア変更フラグを「ＦＡＬＳＥ」に設定する。
（Ｓ１３）制御装置４によるキャリアの周期の変更処理を終了する。
そして、この周期を変更されたキャリアによりＰＷＭ制御信号のオンの期間が形成され、このＰＷＭ制御信号のオンの期間の中心で推定した次回位置検出時間Ｔｉ３が到来して正しく位置検出を行なう。

以上で説明したキャリアの周期変更の処理は、Ｕ相の電気角１５０〜１８０度の期間、電気角３３０〜３６０度の期間、Ｖ相の電気角９０〜１２０度の期間、電気角２７０〜３００度の期間、Ｗ相の３０〜６０度の期間、２１０〜２４０度の期間のそれぞれの相の誘起電圧により位置検出を行い、電気角３６０度の間に６回の上述のキャリア周期変更の処理が行なわれる。
これにより正しく又は誤差を低減した６回の位置信号に従って、センサレスＤＣモータが駆動制御され、乱調、騒音、振動を防止又は低減する。

以上の実施例では、推定した次回位置検出時刻Ｔｉ３がキャリアの前半にある場合にキャリア周期を小さくし、後半にある場合にはキャリア周期を大きくするようにしたが、本発明はこれに限られるものではなく、常に小さくするようにしても良いし、常に大きくするようにしても良い。この場合、推定した次回位置検出時刻Ｔｉ３がキャリアの中心に一致した場合も含めて一つのフローで同一の計算によって処理することができ、フローは単純化することができるが、常にキャリア周期の変更処理を行なうため、制御装置４への負荷は増大する。

１…モータ、２…インバータ、３…直流電源、４…制御装置、５Ｕ、５V、５Ｗ…比較器、６Ｕｐ、６Ｕｎ、６Ｖｐ、６Ｖｎ、６Ｗｐ、６Ｗｎ…スイッチング素子、７Ｕ…Ｕ相端子、７Ｖ…Ｖ相端子、７Ｗ…Ｗ相端子、８Ｕ…Ｕ相コイル、８Ｕ…Ｖ相コイル、８Ｗ…Ｗ相コイル、９…ＰＷＭ信号発生器。

Claims

回転子と複数相のコイルからなる固定子とを有し、前記固定子にＰＷＭ制御による制御電圧を順次印加して回転制御を行い、制御電圧が印加されていない非通電相のコイルに誘起される電圧と基準電圧とを比較して一致した時刻を回転子の位置検出時刻とし、この回転子の位置検出時刻を制御装置に帰還して前記回転制御を行なうセンサレスＤＣモータの制御装置において、
前記制御装置を、
前回の位置検出時刻とモータの回転数から次回位置検出時刻を推定する手段と、
この次回位置検出推定時刻と前記ＰＷＭ制御信号のオンの設定位置との位相差を算出する手段と、
次回位置検出推定時刻がＰＷＭ制御信号のオンの設定位置となるように前記位相差分だけ位相をずらすために推定した次回位置検出時間より前のキャリアの周期を変更する手段として機能させるようにしたことを特徴とするモータの制御装置。
回転子と複数相のコイルからなる固定子とを有し、前記固定子にＰＷＭ制御による制御電圧を順次印加して回転制御を行い、制御電圧が印加されていない非通電相のコイルに誘起される電圧と基準電圧とを比較して一致した時刻を回転子の位置検出時刻とし、この回転子の位置検出時刻を制御装置に帰還して前記回転制御を行なうセンサレスＤＣモータの制御装置において、
回転子の位置検出があったとき、当該位置検出時刻におけるＰＷＭ制御のキャリア信号の先頭の時刻を取得する基準時刻検出手段と、
前記基準時刻検出手段の検出結果、及び前記位置検出時刻に基づいて、ＰＷＭ制御のキャリア信号の先頭から位置検出までの時間を算出する位置検出時間算出手段と、
モータの回転数と極数に基づいて２つの位置検出時刻の間の時間を算出する理論区間時間算出手段と、
前記基準時刻検出手段、位置検出時間算出手段及び理論区間時間算出手段の検出結果に基づいて、前記基準時刻から将来における直近の位置検出までの時間を算出する次回位置検出推定時間算出手段と、
前記次回位置検出推定時間算出手段での算出結果と、モータの制御指令電圧及びＰＷＭ制御のキャリア信号の周波数に基づいて将来における直近の位置検出推定時刻である次回位置検出推定時刻がＰＷＭ信号のオン区間に到来するか否かを判定する判定手段と、
前記判定手段により次回位置検出推定時刻とＰＷＭ信号のオン区間に到来しない場合に、次回位置検出推定時刻がＰＷＭ制御のキャリア波形の中心との位相差を算出する手段と、
当該位相差に基づいてキャリア信号の一部の周期を変更する手段としてとして機能させるようにしたことを特徴とするモータの制御装置。
ータの制御装置。
回転子と複数相のコイルからなる固定子とを有し、前記固定子にＰＷＭ制御による制御電圧を順次印加して回転制御を行い、制御電圧が印加されていない非通電相のコイルに誘起される電圧と基準電圧とを比較して一致した時刻を回転子の位置検出時刻とし、この回転子の位置検出時刻を制御装置に帰還して前記回転制御を行なうセンサレスＤＣモータの制御装置において、
前記モータの制御装置は、
回転子の位置検出があったとき、当該位置検出時刻におけるＰＷＭ制御のキャリア信号の先頭の時刻を取得する基準時刻検出手段と、
前記基準時刻検出手段の検出結果、及び前記位置検出時刻に基づいて、ＰＷＭ制御のキャリア信号の先頭から位置検出までの時間を算出する位置検出時間算出手段と、
モータの回転数と極数に基づいて２つの位置検出時刻の間の時間を算出する理論区間時間算出手段と、
前記基準時刻検出手段、位置検出時間算出手段及び理論区間時間算出手段の検出結果に基づいて、前記基準時刻から将来における直近の位置検出までの時間を算出する次回位置検出推定時間算出手段と、
前記次回位置検出推定時間算出手段での算出結果と、モータの制御指令電圧及びＰＷＭ制御のキャリア信号の周波数に基づいて将来における直近の位置検出推定時刻である次回位置検出推定時刻がＰＷＭ信号のオン区間の中心の前側で到来するか、後側で到来するか、又はオン区間の中心で到来するかを判定する手段と、
前記判定手段により次回位置検出推定時刻とＰＷＭ信号のオン区間に到来しない場合は、次回位置検出推定時刻がＰＷＭ制御のキャリア波形の中心との位相差を算出する手段と、
前記判定手段の結果に応じて前記位相差の算出方法を変える手段と、
当該位相差に基づいてキャリア信号の一部の周期を変更する手段としてとして機能させるようにしたことを特徴とするモータの制御装置。
位相差の算出方法を変える手段は、次回位置検出推定時刻がＰＷＭ信号のオン区間の中心の前側で到来する場合には、位相差＝（キャリア周期Ｃ／２）−余剰時間Ｓにより算出し、次回位置検出推定時刻がＰＷＭ信号のオン区間の中心の後側で到来する場合には、位相差＝余剰時間Ｓ−（キャリア周期Ｃ／２）により算出し、次回位置検出推定時刻がＰＷＭ信号のオン区間の中心で到来する場合には算出しないことを特徴とする請求項３記載のモータの制御装置。