JP2012507232A - チャネル推定回路を有する受信機 - Google Patents

Abstract

本発明は伝送チャネルから受信された入力信号を復調するための受信回路に関し、受信回路は、パイロット周波数のチャネル推定値を受信し、複数のパイロットのチャネル推定値に同時に基づきフィルタリングを実行する少なくとも１つのフィルタを含み、全体のチャネルのチャネル推定値を供給する周波数補間フィルタと、少なくとも１つのフィルタのためのフィルタ係数を保持するメモリとを備え、係数は伝送チャネルのモデルの周波数領域自己相関に基づき、モデルはパイロット周波数のチャネル推定値と独立に決定される伝送チャネルのチャネル電力の時間分布を表し、モデルはχ²分布に基づく。

Description

本発明は送信された信号を受信して復調する受信機に関し、特に、伝送路（チャネル）を推定するチャネル推定回路を備える受信機に関する。

ＯＦＤＭ変調は、周波数分割多重化手法であり、それによれば、データのパケットは多くの密集して直交するサブキャリア上で変調される。各サブキャリアは、ＱＡＭ（直交振幅変調）やＰＳＫ（位相偏移変調）のような従来の変調方式で変調される。データはサブキャリアごとに複数の並列のストリームに分割され、全ての変調されたサブキャリアを含むシンボルの中で送信される。

ＤＶＢ−Ｔ（digital video broadcasting of terrestrial television）やＤＶＢ−Ｈ（digital video broadcasting to handheld devices）のようなディジタルビデオ放送の標準はＯＦＤＭ変調の使用を提案しており、有線又は無線の信号伝送チャネルや、ディジタルテレビや音声放送、無線ネットワークの構築やブロードバンドのインターネットのような様々なアプリケーションへ適用することができる。ＯＦＤＭ変調の利点は、周波数選択性フェージングのような深刻なチャネルの状態に対処するその能力である。

ＯＦＤＭ信号の復調は、一般的に、受信信号へのアナログ−ディジタル変換と、その後信号を周波数領域へ変換するための高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の実行とを伴う。その結果の並列ストリームはその後、チャネル推定回路により実行されるチャネルの推定値に基づいてデータを抽出するために処理される。しかしながら、従来のチャネル推定回路は、無力であることや、複雑であり処理リソースに依存することが問題である。

本発明の実施形態は少なくとも部分的に従来技術の１つ以上の課題を解消することを目的とする。

本発明の１つの態様によれば、伝送チャネルから受信された、データ信号により変調される複数のデータサブキャリアと、少なくともあるシンボルにおいて、参照信号により変調される複数のパイロットサブキャリアとを含む、Ｎ個のサブキャリアを有するシンボルを備えた入力信号を復調するための受信回路であって、受信された入力信号を、サブキャリアの周波数に対応するＮ個の周波数信号に分離するフーリエ変換ブロックと、パイロット周波数のチャネル推定値を、パイロットサブキャリアが存在する周波数に対応する周波数信号に基づいて供給するチャネル推定ブロックと、パイロット周波数のチャネル推定値をチャネル推定ブロックから受信し、複数のパイロットのチャネル推定値に同時に基づいてフィルタリングを実行する少なくとも１つのフィルタを備え、全体のチャネルのチャネル推定値を供給する周波数補間フィルタと、少なくとも１つのフィルタのためのフィルタ係数を保持するメモリとを備え、係数は、伝送チャネルのモデルの周波数領域自己相関に基づき、モデルは、パイロット周波数のチャネル推定値と独立に決定される伝送チャネルのチャネル電力の時間分布を表し、モデルはχ²分布に基づく受信回路が提供される。

本発明の１つの実施形態によれば、周波数領域自己相関は、モデルの標本値の離散フーリエ変換に基づいて決定される。

本発明のさらなる実施形態によれば、モデルは、以下の等式

に基づき、ＡとＢは定数であり、τは標本値の時間遅延である。

本発明のさらなる実施形態によれば、標本値（αｊ）のそれぞれは、
αｊ＝σ²（ｊ／Ｆｓ）
のように決定され、ｊは０、１、．．．、（Ｎ−１）に等しく、Ｎはサブキャリア周波数の数であり、ＦｓはＮにサブキャリア間隔を乗じた値に等しいサンプリング周波数である。

フィルタ係数は例えば周波数領域自己相関の値と受信した雑音の分散値を用いて得られる。

本発明のさらなる実施形態によれば、メモリは、フィルタ係数の複数の集合を保持し、フィルタ係数の集合の各々は、チャネル電力の時間分布の異なるモデルの自己相関に基づき、各モデルはパイロット周波数のチャネル推定値と独立であり、受信回路はフィルタ係数の集合の中から１つを選択する回路をさらに備える。

本発明のさらなる実施形態によれば、各モデルは異なるゼロでない時間の期間を有し、上述の回路は、伝送チャネルにおけるチャネル電力の時間分布の推定したゼロでない時間の期間に基づいて、係数の集合の１つを選択する。

本発明のさらなる実施形態によれば、少なくとも１つのフィルタはＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタである。

本発明のさらなる実施形態によれば、少なくとも１つのフィルタは、平均二乗誤差の最小化に基づくフィルタリング機能を実行する。

本発明のさらなる実施形態によれば、少なくとも１つのフィルタはウイナー（Ｗｉｅｎｅｒ）フィルタである。

本発明のさらなる実施形態によれば、入力信号はＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調に基づき変調される。

本発明のさらなる実施形態によれば、パイロットサブキャリアの各々は左及び右の隣接サブキャリアを有し、少なくとも１つのフィルタは、パイロットサブキャリアのためのチャネル推定値を供給する第１のフィルタと、パイロットサブキャリアの左隣のためのチャネル推定値を供給する第２のフィルタと、及びパイロットサブキャリアの右隣のためのチャネル推定値を供給する第３のフィルタとを備える。

本発明のさらなる態様によれば、入力信号を受信するための入力と、入力信号をディジタル化するためのＲＦ回路、及び上述の受信回路を備える電子回路が提供される。

本発明のさらなる態様によれば、入力信号を受信するための入力と、入力信号をディジタル化するためのＲＦ回路、及び上述の受信回路を備える移動電話が提供される。

本発明のさらなる態様によれば、入力信号を受信するための入力と、入力信号をディジタル化するためのＲＦ回路、及び上述の受信回路を備えるセットトップボックスが提供される。

本発明のさらなる態様によれば、伝送チャネルから受信された、データ信号により変調される複数のデータサブキャリアと、少なくともあるシンボルにおいて、参照信号により変調される複数のパイロットサブキャリアとを含む、Ｎ個のサブキャリアを有するシンボルを備えた入力信号を復調する方法であって、受信された入力信号を、サブキャリアの周波数に対応するＮ個の周波数信号に分離するステップと、伝送チャネルのパイロット周波数のチャネル推定値を、パイロットサブキャリアに対応する周波数信号に基づいて決定するステップと、全体のチャネルのチャネル推定値を決定するために、少なくとも１つのフィルタによりパイロット周波数のチャネル推定値をフィルタリングするステップとを有し、少なくとも１つのフィルタのためのフィルタ係数は伝送チャネルのチャネル電力の時間分布のモデルの自己相関に基づき、モデルはパイロット周波数のチャネル推定値と独立であり、モデルはχ²分布に基づく方法が提供される。

本発明のさらなる実施形態によれば、方法は、フィルタ係数の複数の集合のうち１つを選択するステップをさらに有し、フィルタ係数の集合の各々は、チャネル電力の時間分布の異なるモデルの自己相関に基づき、異なるモデルのそれぞれはパイロット周波数のチャネル推定値と独立である。

本発明のさらなる実施形態によれば、方法は、チャネル電力の時間分布の期間を推定するステップをさらに有し、異なるモデルのそれぞれは、異なるゼロでない期間を有し、選択は時間分布の推定された期間に基づく。

本発明の前述のそして他の目的、特徴、態様及び利点は、添付の図面を参照して、説明と非限定を通じて与えられる以下の実施形態の詳細な説明からはっきりと理解されるであろう。

通信装置を有する通信システムを示す図。 本発明の実施形態に係るパイロットサブキャリアを含む一連のシンボルのサブキャリアの図。 本発明の実施形態に係る受信装置を示す図。 本発明の実施形態に係る周波数補間フィルタを示す図。 本発明の実施形態に係る図４の周波数補間フィルタの有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタをより詳細に示す図。 本発明の実施形態に係るフィルタ係数を決定するための行列を示す図。 本発明の実施形態に係るチャネル電力の時間分布のモデルを示す図。 本発明の実施形態に係るチャネル電力の時間分布の別のモデルを示す図。 本発明のさらなる実施形態に係る電子回路を示す図。

図１は、移動通信送信マスト１０２から、ＯＦＤＭ変調された信号１０４を受信する移動装置１００を示す。同一の信号は、建造物からの反射１０６という形でも移動装置１００で受信される。これらの信号の異なる経路長は周波数選択性フェージングの原因となり、周波数選択性フェージングはデータ信号の受信を乱す。移動装置１００の受信器は、伝送チャネルを推定することにより周波数選択性フェージングに対処する。

図２は、ＯＦＤＭ変調に従って送信されるｎからｎ＋６の連続する７シンボルの一例を示す。各シンボルにより送信されるデータのパケットは複数のサブキャリアの周波数ｆ₀からｆ_N上で変調される。ここで、Ｎは例えば２０００から１００００の範囲内にあり、例えば約８０００である。ＤＶＢ−Ｈ標準に従うシステムでは、Ｎは例えば、１７０５個がゼロでない２０４８、３４０９個がゼロでない４０９６、又は６８１７個がゼロでない８１９２に等しい。変調は例えばＱＡＭ（直交振幅変調）やＰＳＫ（位相偏移変調）、例えばＱＰＳＫ（直交位相偏移変調）、１６ＱＡＭ、又は６４ＱＡＭの一つに従って実行される。

図２において、中が空の円は各シンボルにおけるデータで変調されたサブキャリアを示す。各シンボルのデータサブキャリアの間に分散され、黒丸で示されたものは、受信回路に知られている参照信号により変調されたいくつかのパイロットサブキャリア信号である。これらのパイロットサブキャリアはデータの復調の間に用いられるチャネルの推定値を得るのに使用される。図２の例では、パイロット信号は各シンボルにおいて１２サブキャリア周波数ごとに与えられ、１つのシンボルから次のシンボルで、３サブキャリア周波数だけオフセットされる。これは、一連の４つの連続するシンボルに対して、３周波数ごとにシンボルの１つにおいてパイロットサブキャリア信号が存在するであろうことを意味する。ここでは、データ信号とパイロット信号の両方を含むこれらの周波数をパイロットサブキャリア周波数と呼ぶ。図２の例では、パイロットサブキャリア周波数は、ｆ₀、ｆ₃、ｆ₆、．．．、ｆ_N-3、及びｆ_Nである。

サブキャリア周波数ｆ₀からｆ_Nは例えば約２００ＭＨｚから数ＧＨｚ、例えばＤＶＢ−Ｈ標準に従って共通的に使用される範囲である４７０ＭＨｚから８６２ＭＨｚの間、の範囲内にある。サブキャリア間隔Δｆは、帯域幅Ｂとサブキャリアの数に依存し、例えば、１ｋＨｚから数十ｋＨｚの範囲内である。シンボル長Ｔ_Uは例えば５０μｓから１ｍｓの範囲内にあり、シンボル間のガードインターバルＴ_Gは例えば、シンボル長の１／３２から１／４の範囲内にある。

図３は、ＯＦＤＭ変調された信号を受信するための受信回路の実施形態を示す。回路３００は、例えば図１の移動装置１００の一部である。アンテナ３０２は通信を信号ｒ（ｔ）として受信し、信号ｒ（ｔ）はＲＦ回路３０４で処理される。ＲＦ回路３０４は例えばミキサおよび／またはフィルタを含み、分離された信号の実部と虚部、ＩとＱ、を出力する。出力ＩとＱはそれぞれの配線３０６、３０８により、アナログ−デジタル変換器３１０、３１２にそれぞれつながれる。変換器３１０と３１２の出力は、並列直列変換器３１３を介して、信号を周波数領域に変換する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ブロック３１４につながれる。具体的には、ＦＦＴ３１４はＮ個のサブキャリア周波数に対応するＮ個の並列信号Ｋ_n、ただしｎ＝０、．．．、（Ｎ−１）を出力する。各シンボルにおけるパイロットサブキャリア周波数に対応するこれらの信号の部分集合Ｋ_PはＦＦＴ３１４からパイロットサブキャリアチャネル推定ブロックＣＥＰ３１８への配線３１６に供給される。ＣＥＰ３１８は、パイロットサブキャリア周波数に基づいて、チャネルの推定値Ｙ_nを提供する。チャネル推定値Ｙ_nは周波数補間フィルタ３２０へ供給される。

周波数補間フィルタ３２０は信号Ｙ_nをフィルタリングし、全部のチャネルに対するチャネル推定値

を配線３２６へ出力する。配線３２６は除算器３２４につながれる。除算器３２４は、ＦＦＴ３１４からの配線３２８上の信号Ｋ_nをも受信し、本来送信されたデータＳ_nの推定値を出力配線３３０上へ生成するように、除算

を実行する。

図４は、図３の周波数補間フィルタをより詳細に図解している。図解のように、チャネル推定値Ｙ_nはＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタ４０８、４１２、及び４１６への入力配線４０２に供給される。ｎ＝３ｒ、ｒ＝１、２、３．．．などのＹ_nは雑音を含む（ｎｏｉｓｙ）推定値を表す。このように、各フィルタが２Ｑ個のタップを有する場合、各フィルタへの入力は雑音を含む推定値Ｙ_n-3Q+3、Ｙ_n-3Q+6、．．．、Ｙ_n-3、Ｙ_n、．．．、Ｙ_n+3Qを受信する。

ＦＩＲフィルタ４０８、４１２、及び４１６は、メモリ４２２からの値に基づいて、各フィルタにより使用されるフィルタ係数を提供する制御部ブロックＦＩＲ ＣＴＲＬ４２０により制御される。この実施形態では、メモリ４２２はフィルタ係数の三つの集合４２４、４２６、４２８を含み、この集合はそれぞれ各フィルタのための係数を含む。以下でより詳細に説明するように、入力配線４２９上で受信された入力に基づいて、これらの集合の１つが制御ブロック４２０により選択される。選択された係数の集合は、その後、ＦＩＲフィルタ４０８、４１２、及び４１６に供給される。選択は、以下でより詳細に説明するように、制御ブロック４２０により計測されるチャネル電力の時間分布の期間の推定値に基づく。

ＦＩＲフィルタ４０８、４１２、及び４１６は、チャネル推定値

をそれぞれ出力し、共に、全チャネルのチャネル推定値

を提供する。

図５は、１つの実施形態に係るＦＩＲフィルタ４０８をより詳細に図解している。フィルタ４１２及び４１６も例えばフィルタ４０８と同一である。

フィルタ４０８は、雑音を含む推定値Ｙ_nを受信し、推定値Ｙ_nは、１０個の連続する値を１組としてフィルタのタップに適用される。具体的には、この例において、フィルタは２Ｑ個の幅の標本値上で動作し、Ｑは５である。フィルタ４０８は１０個のタップＴ₀からＴ₉を備え、Ｙ_nの１０個の連続する値に対応する係数Ｃ₀からＣ₉を乗じる。タップＴ₀からＴ₉の出力は、出力配線５０４上にフィルタリングされた出力信号

を供給するために加算器５０２により合計される。

ここで、フィルタ４０８、及び図４のフィルタ４１２並びに４１６のためのフィルタ係数Ｃ₀からＣ₉の決定について図６を参照して説明する。

図６は、フィルタ係数の計算に関する値を保持する図４のメモリ４２２の内容を表す行列とベクトルを示す。この例におけるフィルタはチャネルの自己相関を用いるフィルタに基づく。具体的には、フィルタは平均二乗誤差を最小化するように指定されたウイナーフィルタに基づく。

上述のように、３つのサブキャリア周波数のうち１つはパイロット信号を含み、従って、ｎ＝３ｒ、ｒ＝１、２、３、．．．に対して雑音を含むチャネルの推定値Ｙ_nを提供する。しかしながら、フィルタは、すべてのｎに対して、チャネルの新しい推定値

を生成すべきである。２Ｑ個のサブキャリア周波数幅のフィルタにより、全てのサブキャリアの

の推定値を提供するために、ｎより小さいサブキャリアのＱ個の雑音を含む推定値と、ｎ以上のサブキャリアのＱ個の雑音を含む推定値が用いられる。

ＦＩＲフィルタ４０８はパイロット、ひいては雑音を含む推定値が存在するキャリア上で推定値を与え、ＦＩＲ４１２は左隣りのキャリアが雑音を含む推定値を提供するキャリア上で推定値を与え、ＦＩＲ４１６は右隣のキャリアが雑音を含む推定値を提供するキャリア上で推定値を与える。

フィルタ出力ｘ_nは、
ｘ_n＝Ｙ_n ^tａ
により定義することができる。ここで、Ｙ_nはフィルタの入力における雑音を含む観測値のベクトルであり、Ｙ_n ^tはベクトルＹ_nの転置であり、「ａ」はフィルタである。

ウイナーフィルタの適用は、Ｘ_nを所望のフィルタ出力、言い換えるとチャネルの正確な推定値とし、εをＸ_n−ｘ_nにより定義される残余の誤差とするとき、Ｅ（｜ε｜²）の最小化として定義できる平均二乗誤差の最小化を伴う。フィルタ「ａ」は
ａ＝Ｅ（Ｙ_n ^*Ｙ_n ^t）^-1Ｅ（Ｙ_n ^*Ｘ_n）
のように決定することができる。ここで、Ｅ（ ）は期待値、Ｙ_n ^*はＹ_nの複素共役である。雑音を含む観測値Ｙ_nのベクトルは本来の値と雑音の組み合わせであり、
Ｙ_n＝Ｘ_n＋ζ_n
と書くことができる。ここで、ζ_nは雑音であり、平均０、分散β²、そして自己相関がβ²δ（ｎ）の白色ガウスであるとする。ここで、δ（ｎ）は（ディラックの）デルタ関数であり、ｎ＝０に対してδ（ｎ）＝１、そして０でないｎに対してδ（ｎ）＝０である。

Ｒ_nを、任意の正または負の整数ｋに対して、Ｅ（Ｘ_kＸ_k-n ^*）で定義されるＸ_nの自己相関とすると、ウイナーフィルタの係数は、図６に示すように、フィルタ４０８、４１２、４１６のそれぞれに対して、行列６０２の逆行列にベクトル６０４、６０６及び６０８のそれぞれの１つを乗じた結果として表される。行列６０２は２Ｑ×２Ｑの次元の行列であり、対角線に沿った各要素に対して雑音の分散β²が加えられた自己相関Ｒ₀と、他の場所には自己相関値Ｒ₃からＲ_6Q-3、及びＲ_-3からＲ_-6Q+3とを含む。ベクトル６０４、６０６、及び６０８はそれぞれ１の変数の幅と２Ｑの変数の高さを備える。ベクトル６０４は、Ｒ_3Q-3からＲ_-3Qまでの自己相関値を含み、ベクトル６０６は、Ｒ_3Q-2からＲ_-3Q+1までの自己相関値を含み、ベクトル６０８はＲ_3Q-1からＲ_-3Q+2までの自己相関値を含む。

チャネルのパイロットサブキャリア周波数に対する自己相関値Ｒ_jの決定はこれらの周波数に対するチャネルの推定値に基づいて可能なはずである。しかしながら、他の周波数に対してはチャネル推定値はなく、全チャネルに対する自己相関を決定するために、これらの周波数に対してチャネル推定値を補間するのは、実行するのに手間がかかるであろう。

ＦＩＲフィルタ４０８、４１２、及び４１６が周波数領域でフィルタリングを実行することを考えれば、周波数領域の相関のみが使用され、これはチャネル電力の時間分布のフーリエ変換で定義することができる。具体的には、全ての信号が２次定常であり、全ての反射が統計的にそれぞれ独立であり、全てのチャネルインパルス応答の要素は同一のスペクトルを有するとすると、チャネルの自己相関は、

のように表される。ここで、ｒ（ξ）はチャネルｈ（ｔ、τ）の時変インパルス応答の時間領域の正規化された自己相関であり、σ²は遅延τにおける、例えばＥ（｜ｈ（ｔ、τ）｜²）により定義される電力減衰であり、Ｒ（ν）はチャネルの周波数自己相関、言い換えると、遅延τに対する電力分布のフーリエ変換であり、

に等しい。

ここで説明する実施形態によれば、行列６０２と、ベクトル６０４、６０６、及び６０８の自己相関Ｒ_jは、
Ｒ_j＝ＤＦＴ（α_j）
により決定され、ＤＦＴは離散フーリエ変換であり、ｊ＝０、１、２、．．．、（Ｎ−１）でＮがサブキャリア周波数の数のとき、変数α_jはチャネル電力の時間分布のモデルσ²のサンプルである。具体的には、ＦｓがＮ×Δｆに等しいサンプリング周波数であるとき、α_jは、
α_j＝σ²（ｊ／Ｆｓ）
に等しい。

このように、自己相関は、チャネルの推定値に基づくよりは、チャネル電力の時間分布の離散フーリエ変換に基づく。これは、全チャネルにわたるチャネル推定は実行されず、かわりにチャネル電力に対するモデルが仮定される。

行列６０２は、例えば伝送環境の推定に基づき一定のレベルであることが仮定される、雑音の分散β²をも含み、一般に、約１５ｄＢの前提値がよいことが知られている。

ここで説明する実施形態によれば、チャネル電力分布のモデルは、カイ二乗（χ²）分布に基づく。例えば、そのモデルは、以下の形式を有する。

ここで、Ａ及びＢは定数であり、τは時間である。一例では、モデルの全体が受信チャネル電力の総計に一致するように、および／または、実際のチャネル電力の時間分布Ｔに一致するようにモデルのゼロでない期間が選択されるように、Ａ及びＢが選択される。

サンプルα_jは、ＦｓをＮにサブキャリア間隔を乗じた値に等しいサンプリング周波数とするとき、α_j＝σ²（ｊ／Ｆｓ）を評価することにより決定する。

図７は、以下の等式

に基づくχ²分布に従うチャネル電力の時間分布のモデルの一例を示している。ここで、この例において、Σ²＝５×１０^-12ｓ²である。

Δｆ＝２０００Ｈｚ及びＮ＝８１９２を仮定すると、α₀＝σ²（０）、α₁＝σ²（６．１０×１０^-8）、α₂＝σ²（１．２２×１０^-7）、．．．、α₈₁₉₂＝σ²（５×１０^-4）を評価することにより、α_jの値を決定することができる。

本発明の発明者は、χ²分布の使用が、図７のモデルを参照して説明するように、完全に整合するウイナーフィルタと比べたとき、大変低いエラー率を提供することを発見した。

出力の残余の誤差と解釈できるウイナーフィルタの出力における平均二乗誤差（ＭＳＥ）は、
ＭＳＥ＝Ｅ（｜Ｘ_n｜²）−Ｅ（Ｘ_n ^*Ｙ_n ^t）ａ−ａ^HＥ（Ｙ_n ^*Ｘ_n）＋ａ^HＥ（Ｙ_n ^*Ｙ_n ^t）ａ
である。ここで、Ｘ_nは所望のフィルタ出力、Ｙ_nは雑音を含む観測値のベクトル、ａはフィルタ係数を表し、ａ^HはベクトルＨの共役転置を表す。

フィルタａが最適化されるとき、言い換えると上で定義されるＭＳＥが最小化されるとき、ＭＳＥは
ＭＳＥ＝Ｅ（｜Ｘ_n｜²）−Ｅ（Ｘ_n ^*Ｙ_n ^t）Ｅ（Ｙ_n ^*Ｙ_n ^t）^-1Ｅ（Ｙ_n ^*Ｘ_n）
に単純化する。

いわゆるＴＵ−６チャネルの例では、伝搬チャネルは下記のプロファイルに従う６タップを有する。

遅延 電力
０ ｓ −３ ｄＢ
０．２ μｓ ０ ｄＢ
０．５ μｓ −２ ｄＢ
１．６ μｓ −６ ｄＢ
２．３ μｓ −８ ｄＢ
５ μｓ −１０ ｄＢ
この例に基づき、観測結果が受信信号の平均電力より１５ｄＢ低い雑音を有することを仮定し、３つのサブキャリアごとに１つのパイロット周波数を仮定すると、最適ウイナーフィルタの雑音は、望ましい平均電力より２５．７３ｄＢ低くなることを示すことができる。

ここで、図７のχ²分布を用いるモデルに基づくウイナーフィルタを仮定する。平均二乗誤差に対する上述の最小化されていない式を用いると、出力の信号対雑音比（ＳＮＲ）は２５．６ｄＢに等しいことを示すことができる。このように、この値は最適に極めて近く、非常に良いビットエラーレートの性能につながる。さらなる選択肢として、チャネル電力の時間分布は、図７に表されたもののようなχ²分布に基づく第１のモデルと、決められた期間の一様分布を有する第２のモデルとの畳み込みとして定義されるモデルと仮定されてもよい。

図８は、そのような、この例では６μｓの期間を有する一様分布の一例を示す。第１のモデルと畳み込まれると、所望の曲線と所望のゼロでない期間の両方を備えるモデルとなる。ゼロでない値は、無視できない値を仮定する。例えば、σ²（τ）の最大値より１０又は２０ｄＢ低いσ²（τ）の値は無視してよいと考えることができ、従って、ゼロであると考えることができる。

上述のように、ＦＩＲフィルタのいくつかの実施形態によれば、係数の１以上の集合が図４のメモリ４２４に提供される。係数の各集合はチャネル電力の時間分布の異なる期間に基づき、例えば、その期間は１μｓから１００μｓの範囲内である。例えば、図８の例では時間分布は６μｓのゼロでない期間を有するところ、図７の例では時間分布は約８μｓのゼロでない期間を有する。時間分布の期間は、好ましくは、例えば図４の制御ブロック４２０により計測される、チャネルにおける電力の時間分布の真の期間に近似的に対応するように選択される。

時間の期間は、例えば、図４のＦＩＲ制御ブロック４２０によって配線４２９上で例えば受信される、チャネルｈ（τ）の時間領域インパルス応答に基づいて測定することができる。ｈ（τ）は、Ｈ（ｎ）に逆ＦＦＴを適用することにより計算することができる。電力の時間分布の瞬時の大きさは、｜ｈ（τ）｜²のように決定することができる。いくつかのＯＦＤＭシンボルに対してそのような測定を積み重ねることにより、または、それらに対して低域通過フィルタリングをすることにより、｜ｈ（τ）｜²の期待値としてσ²（τ）を推定することができる。もう１つの方法として、１つの｜ｈ（τ）｜²の瞬時の大きさを、σ²（τ）の近似値として用いることができる。どちらの場合も、σ²（τ）の近似値からゼロでない期間を抽出してもよい。

その後、真の値に最も近いチャネル電力の時間分布の期間ｔ₁、ｔ₂又はｔ₃に基づき、制御ブロック４２０がフィルタ係数を選択することができる。

図９は、ＯＦＤＭ信号を受信し、例えば図３に関する上述の回路の全て又は部分を備える受信回路９０４と接続されるアンテナ９０２を備える電子回路９００を示す。受信回路９０４の出力は、ディジタル信号処理器（ＤＳＰ）９０６へ接続され、ディジタル信号処理器は装置のメインプロセッサ９０８にさらに接続される。ＤＳＰ９０６は、また、受信回路のいくつかの動作を実行するようにしてもよく、例えばいくつかの実施形態において、補間フィルタ３００のＦＩＲフィルタは、ＤＳＰ９０６により実行されるソフトウェアにより実装されてもよい。図９には示されていないが、プロセッサ９０８はさらに、例えば、１つ以上のメモリ部、ディスプレイ部、および／または他の入力および出力部と接続される。

装置９００は、例えば、電話を含む移動装置、ラップトップコンピュータ、ＰＤＡ（パーソナル・ディジタル・アシスタンツ）、携帯ゲーム機などのような、ＯＦＤＭ信号を復調するための回路を含むあらゆる電子装置である。電子装置は、また、ＰＣやセットトップボックスのような装置であってもよい。装置９００が入力信号を受信する通信チャネルは無線、有線、又は部分的に無線であり部分的に有線であってもよい。通信は、ＤＶＢ−Ｈ、ＤＶＢ−Ｔ、ＷｉＭａｘ、又は他の通信標準に従って送信されてもよい。本願明細書において参照される１以上の名称は他者に属する商標であるかもしれないことに留意すべきである。

ここで説明された受信回路の利点は、チャネル電力の時間分布のχ²分布に基づく仮定されたモデルに基づいて決定される自己相関を用いてチャネルの推定値を生成することにより、非常に良い性能が達成可能なことである。

ここで説明された受信回路のさらなる利点は、フィルタが適用してもよい選択的な係数の１以上の集合を提供することにより、チャネルの推定をより正確にすることができることである。係数の集合の各々は、異なるゼロでない期間を有するチャネル電力の仮定された時間分布のモデルに基づき、これらの集合の１つは、チャネル電力の時間分布の実際の期間の推定値に基づいて有利に選択される。

本発明の具体的な実施形態のいくつかが説明されたが、当業者にとって、様々な変形や代替が適用されても良いことは明らかであろう。

例えば、具体的な変調手法のいくつかの例が提供されたが、多くの変形物を適用してもよい。例えば、上述の実施形態では、パイロットサブキャリア周波数は３周波数ごとに存在したが、それらは、選択的に、より頻度を高く、又はより頻度を低くして存在してもよい。

さらに、ここで説明した実施形態では、チャネル推定は３つのＦＩＲフィルタにより適用されるウイナーフィルタに基づくが、当業者にとって、これらのフィルタは１つのフィルタに結合されても、また、自己相関関数に基づく他の種類のフィルタを用いてもよく、パイロットサブキャリアの分布に依存して、異なる数のフィルタが用いられてもよい。一般に、Ｋサブキャリアごとにパイロットサブキャリアがある場合、Ｋ個のフィルタが存在するであろう。

さらに、メモリ４２２は、チャネル電力の時間分布の異なる時間間隔に対する選択的なフィルタ係数の集合を３つより多く又は少なく備えていてもよく、フィルタは１０より多くの又は少ないタップを有していてもよい。例として、Ｑは例えば１から２００の範囲にあり、これにより、フィルタは２から４００の間のタップを有することとなる。チャネル電力の仮定される時間分布のモデルの２つの例を提供したが、他のモデルを用いてもよい。

Claims (15)

1. Ｎ個のサブキャリアを有する複数のシンボルを備えた、伝送チャネルから受信された入力信号を復調する受信回路であって、前記Ｎ個のサブキャリアには、データ信号により変調される複数のデータサブキャリアと、少なくともあるシンボルにおいて、参照信号により変調される複数のパイロットサブキャリアとが含まれ、
   前記受信回路は、
   受信された入力信号を、前記サブキャリアの周波数に対応するＮ個の周波数信号（Ｋ_n）に分離するフーリエ変換ブロック（３１４）と、
   パイロット周波数のチャネル推定値（Ｙ_n）を、パイロットサブキャリアが存在する周波数に対応する周波数信号（Ｋ_P）に基づいて供給するチャネル推定ブロック（３１８）と、
   前記パイロット周波数のチャネル推定値を前記チャネル推定ブロックから受信し、複数（Ｑ）の前記パイロットのチャネル推定値に同時に基づいてフィルタリングを実行する少なくとも１つのフィルタ（４０８、４１２、４１６）を備え、全体のチャネルのチャネル推定値
   

   

   を供給する周波数補間フィルタ（３２０）と、
   前記少なくとも１つのフィルタのためのフィルタ係数を保持するメモリ（４２２）と、を備え、
   前記係数は、伝送チャネルのモデルの周波数領域自己相関に基づき、
   前記モデルは、前記パイロット周波数のチャネル推定値と独立に決定される伝送チャネルのチャネル電力の時間分布を表し、
   前記モデルはχ²分布に基づく、
   ことを特徴とする受信回路。
2. 前記周波数領域自己相関は、前記モデルの標本値（αｊ）の離散フーリエ変換に基づいて決定されることを特徴とする請求項１に記載の受信回路。
3. 前記モデル（σ²（τ））は、以下の等式
   

   

   に基づき、ＡとＢは定数であり、τは標本値の時間遅延であることを特徴とする請求項１に記載の受信回路。
4. 前記標本値（αｊ）のそれぞれは、
   αｊ＝σ²（ｊ／Ｆｓ）
   のように決定され、ｊは０、１、．．．、（Ｎ−１）に等しく、Ｎはサブキャリア周波数の数であり、ＦｓはＮにサブキャリア間隔を乗じた値に等しいサンプリング周波数であることを特徴とする請求項２又は３に記載の受信回路。
5. 前記メモリはフィルタ係数の複数の集合を保持し、フィルタ係数の前記集合の各々はチャネル電力の時間分布の異なるモデルの自己相関に基づき、各モデルは前記パイロット周波数のチャネル推定値と独立であり、前記受信回路はフィルタ係数の前記集合の中から１つを選択する回路（４３２）をさらに備えることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の受信回路。
6. 各モデルは異なるゼロでない時間の期間を有し、
   前記回路（４３２）は、伝送チャネルにおけるチャネル電力の時間分布の推定したゼロでない時間の期間に基づいて、係数の前記集合の１つを選択することを特徴とする請求項５に記載の受信回路。
7. 前記少なくとも１つのフィルタは、平均二乗誤差を最小化することに基づいてフィルタリング機能を実行するＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタであることを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載の受信回路。
8. 前記少なくとも１つのフィルタはウイナーフィルタであり、前記入力信号はＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調に基づき変調される、ことを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の受信回路。
9. 前記パイロットサブキャリアの各々は左及び右の隣接サブキャリアを有し、前記少なくとも１つのフィルタはパイロットサブキャリアのためのチャネル推定値
   

   

   を供給する第１のフィルタ（４０８）と、パイロットサブキャリアの左隣のためのチャネル推定値
   

   

   を供給する第２のフィルタ（４１２）と、パイロットサブキャリアの右隣のためのチャネル推定値
   

   

   を供給する第３のフィルタ（４１６）と、を備えることを特徴とする請求項１から８のいずれか１項に記載の受信回路。
10. 入力信号を受信するための入力と、前記入力信号をディジタル化するためのＲＦ回路と、請求項１から９のいずれか１項に記載の受信装置と、を備えた電子装置。
11. 入力信号を受信するための入力と、前記入力信号をディジタル化するためのＲＦ回路と、請求項１から９のいずれか１項に記載の受信装置と、を備えた移動電話。
12. 入力信号を受信するための入力と、前記入力信号をディジタル化するためのＲＦ回路と、請求項１から９のいずれか１項に記載の受信装置とを備えたセットトップボックス。
13. Ｎ個のサブキャリアを有する複数のシンボルを備えた、伝送チャネルから受信された入力信号を復調する方法であって、前記Ｎ個のサブキャリアには、データ信号により変調される複数のデータサブキャリアと、少なくともあるシンボルにおいて、参照信号により変調される複数のパイロットサブキャリアとが含まれ、
    前記方法は、
    受信された入力信号を、前記サブキャリアの周波数に対応するＮ個の周波数信号（Ｋ_n）に分離するステップと、
    伝送チャネルのパイロット周波数のチャネル推定値
    

    

    を、パイロットサブキャリアに対応する周波数信号に基づいて決定するステップと、
    全体のチャネルのチャネル推定値
    

    

    を決定するために、少なくとも１つのフィルタにより前記パイロット周波数のチャネル推定値をフィルタリングするステップと、
    を有し、
    前記少なくとも１つのフィルタのためのフィルタ係数は伝送チャネルのチャネル電力の時間分布のモデルの自己相関に基づき、前記モデルは、前記パイロット周波数のチャネル推定値と独立であり、前記モデルはχ²分布に基づく、ことを特徴とする方法。
14. フィルタ係数の複数の集合のうち１つを選択するステップをさらに有し、フィルタ係数の前記集合の各々はチャネル電力の時間分布の異なるモデルの自己相関に基づき、異なるモデルのそれぞれは前記パイロット周波数のチャネル推定値と独立である、ことを特徴とする請求項１３に記載の方法。
15. 前記チャネル電力の前記時間分布の期間を推定するステップをさらに有し、前記異なるモデルのそれぞれは異なるゼロでない期間を有し、前記選択は前記時間分布の前記推定された期間に基づくことを特徴とする請求項１４に記載の方法。

Images