JP2012507732A

JP2012507732A - 監視信号の実効電流測定回路

Info

Publication number: JP2012507732A
Application number: JP2011535109A
Authority: JP
Inventors: ドゥスーザリュイ; デュピュワドミニク
Original assignee: ヴァレオシステムドゥコントロールモトゥール
Priority date: 2008-11-06
Filing date: 2009-11-05
Publication date: 2012-03-29
Also published as: US8581573B2; KR20110088541A; BRPI0921677A2; MY152821A; RU2011122617A; CN102209900A; US20110234205A1; FR2938070A1; EP2356474A1; FR2938070B1; WO2010052278A1; MX2011004712A

Abstract

【課題】自動車エンジンの電磁バルブのための供給電流を監視するようになっており、低コストであり、また、信頼性を満足する監視信号の実効電流測定回路を提供する。
【解決手段】本発明は、直流基準信号（ｉ_DC（ｔ））の実効電流（ｉ_DCeff（ｔ））が、監視信号（ｉ（ｔ））の実効電流（ｉ_eff（ｔ））に等しくなるように、前記直流基準信号（ｉ_DC（ｔ））を、監視信号（ｉ（ｔ））に従わせる手段を備えることを特徴とする監視信号（ｉ（ｔ））の実効電流測定回路（２２）に関する。
【選択図】図４

Description

本発明は、監視信号の実効電流測定回路に関し、詳細には、自動車における、いわゆる電磁バルブ（「カムレス」システム）に使用されるアクチュエータのような可変インダクタンス電子機器の電流を監視する分野に関する。

より一般的には、本発明は、測定値の処理に、数値資源または計算力を利用することができないか、または、利用が十分ではなく、かつ、アナログマルチプライアや、他の汎用的ではない特別な集積回路のような、高価なアナログ部品の導入が望まれない機器に関して、正確な実効値、詳細には、監視、診断、または接近防御のための実効電流の1つ以上の同時測定が要求される機器の要素に関する。

本発明は、信頼できる過負荷診断を行いうるので、有益であり、特に、処理限界を超えない最大能力の利用が望まれる最適化された電磁バルブシステムにおいて、きわめて有益である。

実際、大電流の負荷が掛けられる機器は、特に、人間およびハードウエアの安全を保証し、かつ負荷の消費を最適化し、これらの過負荷の起こり得る異常を検出し、および／または、温度、始動モードまたは機器の要素の特別な配置のような外部パラメータ、および／または可変パラメータの関数として防御閾値を適合させるために、監視が必要である。

負荷が線形の場合、電流が交流または直流のいずれであっても、実効電流の間接的な測定値を得るためには、ピーク電流、平均電流、または平均整流電流を測定するだけで十分である。

実際、一方の測定値と、システムの消費量、または電流が流れる部品の温度上昇との間には、直接的な関係がある。従ってこの場合には、実効電流を測定する必要はない。

しかしながら、負荷が非線形であり、電流の形状係数が小さく、時間的に変化する場合には、ピーク電流、平均電流、または平均整流電流の測定値は、実効電流を示さない。

例えば、図１に示すパルス電流を考えると、平均測定値Ｉ_meanと実効測定値Ｉ_effectiveとの比は、デューティ比の平方根である。デューティ比は、信号の継続時間ｔ₁と、その周期Ｔとの比として定義される。

自動車の分野に特定した例では、

である。

この状況は、バルブのアクチュエータが、エンジン回転数に適合する周波数のパルス電流を消費する電磁バルブ制御において生じる。この場合、パルス幅は、その周期に関してほとんど変化しない。そのため、実効電流は一定ではないが、このような信号の平均値は一定である。

この典型的な場合では、ピーク値および平均値のいずれも、アクチュエータ、電源ケーブル、または、その他電流が流れるあらゆる部品についての温度上昇を示さない。

先行技術による解決法として、主に次の５つの方法がある。

ピーク値および平均値の結合による実効電流値の近似

この方法は、例えば、特許文献１（国際公開第９５／０５０２３号パンフレット「ＲＭＳ電流近似方法および装置」）に記載されている。

この方法は、信号の高調波歪率によって制限される。また、この方法は、外部擾乱および制御の種々の形態に対して非常に敏感であるため、再現性が低い。

特に、この方法では、特許文献２（米国特許第５０２７０６０号明細書「信号のＲＭＳ値の測定装置、特に、半導体遮断装置における電流測定装置」）で提案されているような補正係数による改良を行うことができない。

数値計算による実効電流値の演繹

実効電流の測定値は、処理された信号を過剰にフィルタリングすることのない、十分に広い帯域およびサンプリング周波数を要求するアナログ−デジタル収集に基づく数値計算によって得ることができる。

従って、これらの計算は、重要な数値資源を占有する。特に、計算力の点において、より多くの数の監視電流の測定値がより重要であり、また、高調波歪率がより重要である。そのため、この解法は、高価となる。

アナログ計算による実効電流値の演繹

計算資源を占有しないので、アナログ回路に依存することが可能である。

実効値を得るために必要な計算を実行しうる種々のアナログ装置、特に、乗算および平方根の機能を有するものが市場に存在する。このようなアナログ装置の支援により、信号の実効値の２乗の値を得ることが可能である。

また、実効値の２乗であるこの測定値を、その平方根から得られた関数と関連付けることが可能であり、従って、実効測定値を得ることが可能である。特に、特許文献３（米国特許第７００２３９４号「低供給電流ＲＭＳ−ＤＣコンバータ」）で提案されているようなギルバートセル（Gilbert cells）に基づく解法の場合がそうである。

しかしながら、８または１６の電磁バルブのための電子制御回路の場合のように、非常に多くの経路における測定を行う必要がある場合、前述した方法では、その機能のコストは非常に高くなる。

さらに、値が広範囲であり、相当な誤差があり、また、測定値の解像度が測定された２乗値と反対に変化する場合においては、実効値の２乗の測定値から良好な感度を得ることはできない。

熱効果の利用

電力の分散は、実効電流の２乗に比例するため、安定化直流電流が流れる抵抗器の温度上昇を、測定された電流の像である電流が流れる抵抗器の温度上昇に従わせることにより、実効電流の値を求めることが可能である。

このような手法は、特許文献４（米国特許第３９１１３５９号明細書「正確なＲＭＳコンバータ」）、特許文献５（米国特許第３６２４５２５号明細書「正確なＲＭＳコンバータ」）、同じく、特許文献６（米国特許出願公開第２００７０２４２６５号明細書「ＲＭＳ電圧の測定システムおよび方法」）に開示されている。

しかしながら、この技術は、測定を妨害させないために周囲の熱に対する断熱を行うこと、および熱インピーダンスの対称性を保証する必要があるため、実施するのが非常に面倒である。また、この回路の積分時間は、調整が困難であり、熱時定数は、準備の反応を制限する。

電流の遮断

一般的に用いられる電流の遮断は、ヒューズおよび電磁熱遮断によるものである。

これらの方法は、閾値の許容範囲が広く、温度に対して敏感であり、また、ヒューズに置き換えるか遮断をリセットするために、外部から介入する必要があり、さらに、要求される空間が重要であり、さらにまた、遮断閾値またはトリガ時間をリアルタイムで調整できない、という多くの欠点を有する。

国際公開第９５／０５０２３号パンフレット米国特許第５０２７０６０号明細書米国特許第７００２３９４号明細書米国特許第３９１１３５９号明細書米国特許第３６２４５２５号明細書米国特許出願公開第２００７／０２４２６５号明細書

このような状況で、本発明は、自動車エンジンの電磁バルブ等のための供給電流を監視するのに、低コストであり、また、信頼性を満足する監視信号の実効電流測定回路を提供することを目的とする。

この目的を達成するため、本発明は、直流基準信号の実効電流が監視信号の実効電流と等しくなるように、前記直流基準信号を前記監視信号に従わせる手段を備えることを特徴とする監視信号の実効電流測定回路を提供するものである。

本発明に係る測定回路は、特に、次の利点を有する。

数値計算に依存しないアナログ方式による非常に安価な電子回路により実施できるため、コストが削減される。

また、本発明に係る回路は、標準の演算増幅器のような低コストの部品により形成することができる。従って、アナログマルチプライアや、特別な集積回路を必要としない。

使用に際しては、電圧または強度が容易に測定可能な直流信号で行われる。

通過帯域は、使用される演算増幅器のような部品のチョッピング周波数、および迅速性によってのみ制限される。従って、この通過帯域は、回路のための所望のコスト／性能比に適合させることができる。

時定数は、調整可能であり、従って、このパラメータを所望のコスト／性能比に適合させることができる。

実施は、通過帯域に含まれるいかなる高調波を排除するものではなく、従って、前記監視信号のいかなる過度のフィルタリングをも阻止する。

前記監視信号の測定は、前記実効電流の２乗に比例する測定値により遂行され、従って、この実効電流の値が小さくても、高感度で測定することができる。

通過帯域は、調整可能である。前記実効電流を遮断する構成において、この方法によると、リアルタイムで遮断閾値を調整することが可能である。

また、本発明に係る回路は、次の特徴の１つ以上を、個々に、または、全ての技術的に可能な組み合わせをもって備えている。

一実施形態において、前記実効電流測定回路は、第１変調器と第２変調器とを備え、前記第１変調器は、平均値が前記監視信号の実効電流の２乗に比例する第１変調信号を供給するように前記監視信号を処理し、前記第２変調器は、平均値が前記直流基準信号の実効電流の２乗に比例する第２変調信号を供給するように前記直流基準信号を処理するようになっている。

一実施形態においては、前記実効電流測定回路は、周期信号を用いたパルス幅振幅変調により、前記第１変調信号および前記第２変調信号を変調する手段を備えている。

一実施形態においては、前記第１変調器は、パルス幅変調が前記監視信号の強度に比例するデューティ比に対応する手段を備えている。

一実施形態においては、前記実効電流測定回路は、前記監視信号および前記直流基準信号をチョッピング周波数で変調する手段を備え、前記チョッピング周波数は、前記第１変調信号の平均値または前記第２変調信号の平均値の計算の周期Ｔで、この平均値が前記監視信号または前記直流基準信号の実効電流の二乗に比例するチョッピング周波数である。

一実施形態においては、前記各変調器は、第１入力端子で変調される信号を受信し、第２入力端子で周期信号を受信する演算増幅器を備えている。

一実施形態においては、前記実効電流測定回路は、
前記各平均値を介して、前記変調信号の実効電流同士を比較するブロックと、
この比較結果を、前記直流基準信号として、フィードバックループを介して前記実効電流測定回路に供給するブロックとを備えている。

また、本発明は、前記の実施形態の１つに係る実効電流測定回路により、前記直流基準信号の実効電流が、前記監視信号の実効電流に等しくなるように、前記直流基準信号を前記監視信号に従わせることを特徴とする監視信号の実効電流測定方法にも関する。

一実施形態では、自動車の電磁バルブアクチュエータのための供給電流が測定される。

本発明の他の特徴および利点は、添付の図面を参照する本発明の限定されない以下の実施形態の記載から、明らかに理解することができると思う。

前に説明したパルス電流を示す図である。本発明の一実施形態に係る信号変調を実施する比較回路を示す図である。本発明の一実施形態に係るパルス幅振幅変調による二重変調信号を示す図である。本発明の一実施形態に係る測定回路の機能図である。演算増幅器および比較回路を示す図である。図４に示した機能を遂行しうる電気回路を示す図である。

全図において、共通の要素には、同一の符号を付してある。

本発明によれば、監視信号ｉ（ｔ）の実効電流を測定する回路は、直流基準信号ｉ_DC（ｔ）の実効電流ｉ_DCeff（ｔ）が、監視信号ｉ（ｔ）の実効電流ｉ_eff（ｔ）に等しくなるように、直流基準信号ｉ_DC（ｔ）をこの監視信号ｉ（ｔ）に従わせる手段を備えている。

この従属を行わせるため、本発明に係る回路は、監視信号ｉ（ｔ）と直流基準信号ｉ_DC（ｔ）との両方に適用しうる二重変調機能を果たすことができる。

前記の２つの信号に対するのと同様の二重変調につき、監視信号ｉ（ｔ）に関して次に説明する。二重変調は、次のものを備えている。

デューティ比α（ｔ）、すなわち、変調信号ｕ（ｔ）の時刻ｔにおけるパルス幅が、次の式による監視信号ｉ（ｔ）の強度に比例する第１パルス幅変調：

α（ｔ）＝Ｋ・ｉ（ｔ）
ここで、Ｋは、定数である。

変調信号ｕ（ｔ）の振幅が、監視信号ｉ（ｔ）の強度に比例する第２振幅変調：

実際には、このパルス幅振幅二重変調は、演算増幅器１０を備える変調器１１（図２）によって実行することができる。この目的のため、監視信号ｉ（ｔ）が演算増幅器１０のＶ＋入力端子１２に供給される一方、一般的には鋸歯状信号である周期信号が、同じ演算増幅器１０のＶ−入力端子１４に供給される。

プルアップ抵抗１６には、Ｖ＋入力端子１２の電圧が演算増幅器１０のＶ−入力端子１４の電圧よりも高くなったとき、監視信号ｉ（ｔ）の電圧が印加される。適正である場合には、この電圧は０である。

このような二重変調の結果としての変調信号ｕ（ｔ）の形状は、横軸１７が時間の関数を示し、縦軸１８がこの変調信号ｕ（ｔ）の強度を示している図３に示されている。

この二重変調により、平均値がその実効電流ｉ_eff（ｔ）に比例する変調信号ｕ（ｔ）が得られる。

また、信号のパルス周期、言い換えると、チョッピング周期が、この変調信号ｕ（ｔ）の平均値Ｕ（Ｔ）を算出する積分時間（周期）Ｔに比較して大きいことを考慮すると、この平均値Ｕ（Ｔ）は、次の式で表される。

以下、監視信号ｉ（ｔ）を二重変調することで得られるこの変調信号ｕ（ｔ）の平均値Ｕ（Ｔ）を、直流基準信号ｉ_DC（ｔ）を二重変調することにより得られる変調信号ｕ_DC（ｔ）の平均値Ｕ_DC（Ｔ）と比較する。

このように、これらの２つの平均値Ｕ（Ｔ）およびＵ_DC（Ｔ）の差分が供給され、この差分を相殺する従属回路を提供することが可能となる。従って、監視信号ｉ（ｔ）に基づいて得られた変調信号の平均値Ｕ（Ｔ）は、直流基準信号ｉ_DC（ｔ）に基づいて得られた変調信号の平均値Ｕ_DC（Ｔ）と一致する方向に向かう。

周期Ｔにおけるこの等式は、次のようである。

この等式は、直流基準信号ｉ_DC（ｔ）を、その実効電流ｉ_DCeff（ｔ）が監視信号ｉ（ｔ）の実効電流ｉ_eff（ｔ）に等しくなるような値に修正する従属回路の機能を示している。

図４を参照すると、本発明に係る回路２２は、
−監視信号ｉ（ｔ）に基づいて変調される変調信号ｕ（ｔ）の平均値Ｕ（Ｔ）と、直流基準信号ｉ_DC（ｔ）に基づいて変調される変調信号ｕ_DC（ｔ）の平均値Ｕ_DC（Ｔ）とを従属させるために、
比較器２４から出力信号が供給されるループ２０を備えている。

増幅器２６による処理の後、この出力信号は、変調器１９の入力端子に送信される直流基準信号ｉ_DC（ｔ）となる。その処理要領は、既に説明した変調器１１の処理要領と同様である。

実際には、回路２２を、図５に示す演算増幅器を有する回路として構成することができる。より正確には、演算増幅器３０は、測定された電流に基づく変調信号ｕ（ｔ）を入力端子３２で受信し、直流基準電流に基づく変調信号ｕ_DC（ｔ）を入力端子３４で受信することにより、比較器２４としての機能を遂行することができる。

ループ２０は、測定された差分を積分し、直流基準信号として、回路にフィードバックする演算増幅器３６を有する積分回路の形として実施される。

機能的には、本発明に係る回路のこの実施形態では、４つのブロックを備えている。すなわち、
監視信号ｉ（ｔ）の二重変調を遂行するブロック１１と、
直流基準信号ｉ_DC（ｔ）の二重変調を遂行するブロック１９と、
実効電流ｉ_eff（ｔ）およびｉ_DCeff（ｔ）を比較し、その結果を平均化するブロック２４と、
この比較結果を直流基準信号ｉ_DC（ｔ）として入力にフィードバックするブロック２６とを備えている。

図６は、本発明に係る電気回路の例を示す。必要なコンポーネントである演算増幅器、比較器および抵抗器は、低コストであり、かつ本発明を実施した際の信頼性を満足させることができるものである。

また、本発明を、上記した機能を果たすことのできる増幅器を使用する場合について記載してあることに留意すべきである。しかし、本発明の思想から逸脱することなく、他の形態の要素、例えば、トランジスタを使用することもできる。さらに、上記した諸要素を、等価の要素と置き換えることが可能である。

１０、３０、３６演算増幅器
１１、１９変調器
１２Ｖ＋入力端子
１４Ｖ−入力端子
１６プルアップ抵抗
１７横軸
１８縦軸
２０ループ
２２回路
２４比較器
２６増幅器

Claims

直流基準信号（ｉ_DC（ｔ））の実効電流（ｉ_DCeff（ｔ））が監視信号（ｉ（ｔ））の実効電流（ｉ_eff（ｔ））に等しくなるように、前記直流基準信号（ｉ_DC（ｔ））を前記監視信号（ｉ（ｔ））に従わせる手段を備えることを特徴とする監視信号（ｉ（ｔ））の実効電流測定回路（２２）。
前記実効電流測定回路（２２）は、第１変調器（１１）と第２変調器（１９）とを備え、前記第１変調器（１１）は、平均値（Ｕ（Ｔ））が前記監視信号（ｉ（ｔ））の実効電流（ｉ_eff（ｔ））の二乗に比例する第１変調信号（ｕ（ｔ））を供給するように前記監視信号（ｉ（ｔ））を処理し、前記第２変調器（１９）は、平均値（Ｕ_DC（Ｔ））が前記直流基準信号（ｉ_DC（ｔ））の実効電流（ｉ_DCeff（ｔ））の二乗に比例する第２変調信号（ｕ_DC（ｔ））を供給するように前記直流基準信号（ｉ_DC（ｔ））を処理するようになっていることを特徴とする請求項１記載の監視信号（ｉ（ｔ））の実効電流測定回路（２２）。
前記第１変調器（１１）は、周期信号を用いたパルス幅振幅変調により、前記第１変調信号（ｕ（ｔ））を変調する手段を備え、前記第２変調器（１９）は、周期信号を用いたパルス幅振幅変調により、前記第２変調信号（ｕ_DC（ｔ））を変調する手段を備えていることを特徴とする請求項２記載の監視信号（ｉ（ｔ））の実効電流測定回路（２２）。
前記第１変調器（１１）は、前記第１変調信号（ｕ（ｔ））のパルス幅変調が前記監視信号（ｉ（ｔ））の強度に比例するデューティ比（α）に対応する手段を備えていることを特徴とする請求項３記載の監視信号（ｉ（ｔ））の実効電流測定回路（２２）。
前記実効電流測定回路（２２）は、前記監視信号（ｉ（ｔ））および前記直流基準信号（ｉ_DC（ｔ））をチョッピング周波数で変調する手段を備え、前記チョッピング周波数は、前記第１変調信号（ｕ（ｔ））の平均値（Ｕ（Ｔ））、または前記第２変調信号（ｕ_DC（ｔ））の平均値（Ｕ_DC（Ｔ））の計算の周期（Ｔ）で、この平均値（Ｕ（Ｔ）、Ｕ_DC（Ｔ））が、前記監視信号（ｉ（ｔ））または前記直流基準信号（ｉ_DC（ｔ））の実効電流（ｉ_eff（ｔ）、ｉ_DCeff（ｔ））の二乗に比例するチョッピング周波数であることを特徴とする請求項４記載の監視信号（ｉ（ｔ））の実効電流測定回路（２２）。
前記各変調器（１１、１９）は、第１入力端子（１２）で処理される信号（ｉ（ｔ）、ｉ_eff（ｔ））の１つを受信し、第２入力端子（１４）で周期信号を受信する演算増幅器（１０）を備えていることを特徴とする請求項３〜５のいずれか１項に記載の監視信号（ｉ（ｔ））の実効電流測定回路（２２）。
前記実効電流測定回路（２２）は、
前記各平均値（Ｕ（Ｔ）、Ｕ_DC（Ｔ））を介して、処理された前記信号（ｉ（ｔ）、ｉ_eff（ｔ））の実効電流（ｉ_eff（ｔ）、ｉ_DCeff（ｔ））同士を比較するブロック（２４）と、
この比較結果を、前記実効電流測定回路（２２）の前記直流基準信号（ｉ_DC（ｔ））として、フィードバックループを介して前記実効電流測定回路（２２）に供給するブロック（２６）とを備えることを特徴とする請求項２〜６のいずれか１項に記載の監視信号（ｉ（ｔ））の実効電流測定回路（２２）。
請求項１〜７のいずれか１項に記載の実効電流測定回路（２２）により、前記直流基準信号（ｉ_DC（ｔ））の実効電流（ｉ_DCeff（ｔ））が、前記監視信号（ｉ（ｔ））の実効電流（ｉ_eff（ｔ））と等しくなるように、前記直流基準信号（ｉ_DC（ｔ））を前記監視信号（ｉ（ｔ））に従わせることを特徴とする監視信号（ｉ（ｔ））の実効電流測定方法。
自動車の電磁バルブアクチュエータのための供給電流に関する信号を監視するようになっていることを特徴とする請求項８記載の監視信号の実効電流測定方法。