JP2013106468A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】マトリックスコンバータにおける各スイッチを適切に制御することにより、スイッチング損失および電圧誤差の発生を抑制することが可能な電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置１０１において、マトリックスコンバータ１は、電源ごとに設けられ、対応の電源から供給される交流電力を、オンすることにより負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣに伝達するための複数のスイッチＳａ１〜Ｓｃ３を含む。制御部５は、複数のスイッチＳａ１〜Ｓｃ３を所定の順序に従って択一的にオンし、順序が異なる複数のモードを有し、複数相の電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷからそれぞれ供給される交流電圧のレベルの大小関係に基づいてモードの切り替えを行い、モードの切り替えタイミングを含む前後の期間において同じスイッチＳａ１〜Ｓｃ３がオン状態となるように切り替えタイミングを設定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に、マトリックスコンバータを備えた電力変換装置に関する。

近年、商用電源からの交流電力を、直流リンクを介さずに任意の電圧および任意の周波数の交流電力に直接変換可能な交流−交流直接形電力変換器であるマトリックスコンバータ（以下、ＭＣとも称する。）が注目されている。

ＭＣは、従来の直流リンクを介したコンバータ・インバータシステムと比較すると、サイズ、寿命および効率の点で有利である。また、電源高調波も少なく、回生動作が可能である。

このようなＭＣの制御方法の一例が、石田宗秋・岩崎雅巳・大熊繁・岩田幸二 著、「入力力率可変正弦波入出力ＰＷＭ制御サイクロコンバータの波形制御法」、電学論Ｄ、Vol.107,No.2,pp.239-246、1987（非特許文献１）に開示されている。すなわち、入力電流の位相を制御するＸ関数と、出力電圧の位相および振幅を制御するＹ関数とを合成する。この合成により得られた信号波に対してＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行なうことで、ＭＣにおける各スイッチを制御するためのスイッチングパルスを得る。

また、山本吉朗 他 著、「マトリックスコンバータの空間ベクトル変調におけるパルスパターンの改善」、電学論Ｄ、Vol.128,No.3,pp.176-183、2008（非特許文献２）には、以下のようなＭＣの制御方法が開示されている。すなわち、各出力相に接続された３相の入力交流電圧について、最大電圧相と最小電圧相との間でのスイッチングを禁止事項とする。具体的には、入力３相と出力１相とをそれぞれ接続する３つのスイッチのオン順序すなわちスイッチングパターンを、最大電圧相および最小電圧相が必ず中間電圧相を経由して切り替わるように設定する（非特許文献２）。このようなスイッチングにより、出力電圧の高調波を低減することができる。

石田宗秋・岩崎雅巳・大熊繁・岩田幸二 著、「入力力率可変正弦波入出力ＰＷＭ制御サイクロコンバータの波形制御法」、電学論Ｄ、Vol.107,No.2,pp.239-246、1987 山本吉朗 他 著、「マトリックスコンバータの空間ベクトル変調におけるパルスパターンの改善」、電学論Ｄ、Vol.128,No.3,pp.176-183、2008

ところで、非特許文献２に記載のスイッチングパターンは、各タイミングにおける３相の入力電圧の大小関係に応じて複数種類用意する必要がある。

また、ＭＣのＰＷＭ制御におけるキャリア波の周波数は、ＭＣの入力電圧等をサンプリングするためのサンプリング周波数と同期させるか、あるいは当該サンプリング周波数の整数倍に設定するのが一般的である。

この場合、たとえば、振幅が１の三角波キャリアをＰＷＭ制御において用いる構成では、入力電圧の瞬時値をサンプリングし、このサンプリング結果に基づいて、キャリア波のレベルが最小のゼロになるタイミング、あるいはキャリア波のレベルが最大の１になるタイミングのいずれかと同期してモードを切り替えることになる。

しかしながら、切り替え前のスイッチングパターンおよび切り替え後のスイッチングパターンの組み合わせによっては、モードの切り替えタイミングにおいて、最大電圧相と最小電圧相との間でのスイッチングが行われてしまう場合がある。

このようなスイッチングは、スイッチング損失、および転流すなわち相間スイッチングによる電圧誤差が発生する要因となる。このスイッチング損失により、機器の効率が低下し、また、冷却装置が大型化するため、小型軽量化の妨げとなる。また、この電圧誤差は、出力電圧において高調波が発生する要因となる。

この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、マトリックスコンバータにおける各スイッチを適切に制御することにより、スイッチング損失および電圧誤差の発生を抑制することが可能な電力変換装置を提供することである。

上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電力変換装置は、複数相の電源からそれぞれ供給される交流電力を複数相の交流電力に変換して負荷に供給するためのマトリックスコンバータと、上記マトリックスコンバータを制御するための制御部とを備え、上記マトリックスコンバータは、上記電源ごとに設けられ、対応の上記電源から供給される交流電力を、オンすることにより上記負荷に伝達するための複数のスイッチを含み、上記制御部は、上記複数のスイッチを所定の順序に従って択一的にオンし、上記順序が異なる複数のモードを有し、上記複数相の電源からそれぞれ供給される交流電圧のレベルの大小関係に基づいて上記モードの切り替えを行い、上記モードの切り替えタイミングを含む前後の期間において同じ上記スイッチがオン状態となるように上記切り替えタイミングを設定する。

このような構成により、モード切り替えに伴うスイッチングの発生を防ぐことができるため、スイッチング損失を減少させることができる。これにより、冷却装置の容量を削減でき、引いては機器の小型軽量化に貢献することができる。また、スイッチングを行なうことによって転流期間中に出力電圧誤差が発生するが、電力変換動作におけるスイッチング回数を減少させることにより、この出力電圧誤差を低減し、出力電圧高調波を減少させることができる。

好ましくは、上記制御部は、キャリア波の１周期において上記複数のスイッチがオン状態となる割合を示す制御値をそれぞれ算出し、上記キャリア波と各上記制御値との比較結果に基づいて、オンすべき上記スイッチを選択し、かつ上記キャリア波のタイミングに従って上記モードの切り替えを行なう。

このような構成により、マトリックスコンバータにおける各スイッチを適切にＰＷＭ制御し、かつ当該ＰＷＭ制御に応じた適切なタイミングでモード切り替えを行なうことができる。

より好ましくは、上記制御部は、上記モードを３つ以上有し、上記キャリア波のレベルが最大値になるタイミングおよび最小値になるタイミングの両方に従って上記モードの切り替えを行なう。

このように、キャリア波のレベルが最大または最小となるタイミングでモードを切り替える構成により、他のタイミングでモード切り替えを行なう構成と比べて、モード切り替え制御の簡易化を図ることができる。

好ましくは、上記所定の順序は、オン状態となる上記スイッチが変更される前後の各々において上記スイッチを介して上記負荷へ伝達される上記交流電圧のうち、少なくとも一方の交流電圧が、上記複数相の電源からそれぞれ供給されている交流電圧の中でレベルが最大となる交流電圧および最小となる交流電圧以外になるように設定される。

このような構成により、複数の入力電圧相と各出力相とをそれぞれ接続する複数のスイッチのオン順序を、最大電圧相および最小電圧相が必ず中間電圧相を経由して切り替わるように設定し、出力電圧の高調波を低減する構成において、モード切り替えに伴うスイッチングを防ぐことができる。そして、スイッチング損失、および転流による電圧誤差の発生を抑制することにより、機器の効率低下を抑制し、小型軽量化を図り、出力電圧の高調波を低減することができる。

本発明によれば、マトリックスコンバータにおける各スイッチを適切に制御することにより、スイッチング損失および電圧誤差の発生を抑制することができる。

本発明の実施の形態に係る電源システムの構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係る電力変換装置におけるマトリックスコンバータの出力１相分の等価回路を示す図である。 本発明の実施の形態に係る電力変換装置におけるマトリックスコンバータの出力１相についてのスイッチングパターンの一例を示す図である。 本発明の実施の形態に係る電力変換装置におけるモード分けの一例を示す図である。 本発明の実施の形態に係る電力変換装置におけるスイッチングパターンの一例を示す図である。 本発明の実施の形態に係る電力変換装置におけるスイッチングパターンの求め方の一例を示す図である。 モードＩからモードＩＩへの切り替え動作の一例を示す図である。 モードＩＩからモードＩＩＩへの切り替え動作の一例を示す図である。 本発明の実施の形態に係る電力変換装置における、モード切り替えのタイミングの一例を示す図である。 本発明の実施の形態に係る電力変換装置におけるスイッチングパターンの他の例を示す図である。 本発明の実施の形態に係る電力変換装置における、モード切り替えのタイミングの他の例を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

［構成および基本動作］
図１は、本発明の実施の形態に係る電源システムの構成を示す図である。

図１を参照して、電源システム２０１は、中性線ＮＬに接続された交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷと、電力変換装置１０１と、負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣとを備える。電力変換装置１０１は、マトリックスコンバータ１と、入力フィルタ２と、出力フィルタ３と、測定部４と、制御部５とを含む。マトリックスコンバータ１は、双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３を含む。負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣは、たとえばスター結線されている。

電力変換装置１０１は、たとえば三相３線式であり、周波数および振幅が変動する複数相の交流電力から任意の周波数および任意の振幅を有する複数相の交流電圧または交流電流を生成する。すなわち、電力変換装置１０１は、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷの各々から供給されるＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力を任意の周波数および任意の振幅を有するＡ相，Ｂ相，Ｃ相の交流電力に変換して負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣにそれぞれ供給する。

入力フィルタ２は、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷとマトリックスコンバータ１との間に設けられている。

出力フィルタ３は、マトリックスコンバータ１と負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣとの間に設けられている。

マトリックスコンバータ１では、交流電源ごとに設けられ、対応の交流電源から供給される交流電力を、オンすることにより１相の負荷に伝達するためのスイッチの組が設けられる。このスイッチの組は、負荷の相ごとに設けられる。すなわち、マトリックスコンバータ１は、Ａ相に対応する双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３の組と、Ｂ相に対応する双方向スイッチＳｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３の組と、Ｃ相に対応する双方向スイッチＳｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３の組とを含む。

双方向スイッチＳａ１は、入力フィルタ２のＵ相出力と出力フィルタ３のＡ相入力との間に接続されている。双方向スイッチＳａ２は、入力フィルタ２のＶ相出力と出力フィルタ３のＡ相入力との間に接続されている。双方向スイッチＳａ３は、入力フィルタ２のＷ相出力と出力フィルタ３のＡ相入力との間に接続されている。双方向スイッチＳｂ１は、入力フィルタ２のＵ相出力と出力フィルタ３のＢ相入力との間に接続されている。双方向スイッチＳｂ２は、入力フィルタ２のＶ相出力と出力フィルタ３のＢ相入力との間に接続されている。双方向スイッチＳｂ３は、入力フィルタ２のＷ相出力と出力フィルタ３のＢ相入力との間に接続されている。双方向スイッチＳｃ１は、入力フィルタ２のＵ相出力と出力フィルタ３のＣ相入力との間に接続されている。双方向スイッチＳｃ２は、入力フィルタ２のＶ相出力と出力フィルタ３のＣ相入力との間に接続されている。双方向スイッチＳｃ３は、入力フィルタ２のＷ相出力と出力フィルタ３のＣ相入力との間に接続されている。

双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３の各々は、通常はＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の半導体スイッチを２つ組み合わせることで構成される。ただし、ＩＧＢＴ等の半導体素子は逆耐圧を持たないため、一般的にはＩＧＢＴおよびダイオードを逆並列接続、すなわち互いの導通方向が逆向きになるように並列接続した回路を２つ直列に組み合わせた回路構成が用いられる。なお、逆耐圧を持つ半導体スイッチを用いる場合には、ダイオードは不要であり、２つの半導体スイッチを逆並列接続すればよい。

入力フィルタ２は、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷからそれぞれ受けたＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力に含まれる所定周波数以上のノイズを減衰させ、減衰後の交流電力をマトリックスコンバータ１へ出力する。

マトリックスコンバータ１は、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷからそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣへ出力する。具体的には、マトリックスコンバータ１は、制御部５から受けた制御信号Ｇ１〜Ｇ９に基づいて双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３をそれぞれオン・オフすることにより、入力フィルタ２を通過したＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力を任意の周波数および任意の電圧振幅を有するＡ相，Ｂ相，Ｃ相の交流電力に変換し、出力フィルタ３へ出力する。

出力フィルタ３は、マトリックスコンバータ１から受けたＡ相，Ｂ相，Ｃ相の交流電力に含まれる所定周波数以上のノイズを減衰させ、減衰後の交流電力を負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣへそれぞれ出力する。

ここで、出力フィルタ３が減衰させるノイズの周波数は、電源システム２０１の仕様に応じて適宜変更され、たとえば負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣへ供給すべき交流電力の周波数より高い周波数である。

測定部４は、図示しない電流検出部を含み、マトリックスコンバータ１が交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷから受ける入力交流電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w、およびマトリックスコンバータ１が出力する出力交流電流ｉ_a，ｉ_b，ｉ_cを検出し、検出結果を示す信号を制御部５へ出力する。

また、測定部４は、図示しない電圧検出部を含み、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷがマトリックスコンバータ１へ出力する電源交流電圧ｖ_u0，ｖ_v0，ｖ_w0、マトリックスコンバータ１が入力フィルタ２を介して交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷから受ける入力交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_w、およびマトリックスコンバータ１の出力交流電圧ｖ_a，ｖ_b，ｖ_cを検出し、検出結果を示す信号を制御部５へ出力する。

制御部５は、測定部４の検出結果に基づいて制御信号Ｇ１〜Ｇ９を生成し、マトリックスコンバータ１における双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３へそれぞれ出力することにより、マトリックスコンバータ１を制御する。

電源交流電圧ｖ_u0，ｖ_v0，ｖ_w0および入力交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wは、以下の式で表される。

（１）式および（２）式において、ωは交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷの角周波数であり、Ｖ_Sはフィルタ前の電圧振幅すなわち電源交流電圧ｖ_u0，ｖ_v0，ｖ_w0の振幅であり、Ｖはフィルタ後の電圧振幅すなわち入力交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wの振幅である。また、δは入力フィルタ２によって生じる位相遅れ角である。

制御部５は、サンプリング周期Ｔ_sごとにマトリックスコンバータ１における各スイッチのオンデューティを更新する。

ここで、マトリックスコンバータ１における各スイッチの制御法則を定式化するための制御関数ａ₁〜ｃ₃を考える。

たとえば双方向スイッチＳａ１のサンプリング周期内のオン割合すなわちオンデューティをａ₁と定義し、ａ₁を以下の式に示すように定義する。

電力変換装置１０１は直接形電力変換器であるため、入力側の短絡および出力側の開放が許されない。このため、以下の拘束条件が必要となる。

制御部５は、制御関数が以下の式で表されるような制御を行なう。

ただし、Ｙ₁＋Ｙ₂＋Ｙ₃＝０

ここで、（６）式における関数Ｘ₁，Ｘ₂，Ｘ₃は以下の式で表され、入力側関数と呼ぶ。

（７）式において、ψ_Sはマトリックスコンバータ１の入力交流電圧に対する入力交流電流の位相の指令値であり、Ａは電圧振幅変調率である。

また、（６）式における関数Ｙ₁，Ｙ₂，Ｙ₃を出力側関数と呼び、この出力側関数は、出力電圧の指令波形を表す。

また、（６）式におけるｈ_u，ｈ_v，ｈ_wは（４）式の拘束条件を満足させるために導入した関数である。このとき、期間Ｔ_sにおける出力交流電圧ｖ_a，ｖ_b，ｖ_cの平均値は、（２）式、（６）式および（７）式から、以下のようになる。

（８）式において、第１項は、求めるマトリックスコンバータ１の出力電圧である。出力電圧には出力側関数Ｙ₁，Ｙ₂，Ｙ₃の波形がそのまま現れる。このため、出力側関数は出力電圧の指令波形となる。また、第２項は、関数ｈ_u，ｈ_v，ｈ_wにより現れる負荷端の中性点電位成分であり、出力の線間電圧には現れない。この関数ｈ_u，ｈ_v，ｈ_wの導出方法は、非特許文献１に記載の方法と同様である。

［動作］
次に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の電力変換動作について図面を用いて説明する。

制御部５は、マトリックスコンバータ１における各スイッチをＰＷＭ制御する。すなわち、制御部５は、上記制御アルゴリズムで求めた制御関数ａ₁〜ｃ₃をキャリア波たとえば三角波キャリアまたはノコギリ波キャリアと比較してスイッチングパルスを生成する。そして、制御部５は、生成したスイッチングパルスに基づいてマトリックスコンバータ１における各スイッチをオン・オフする。

以下では、マトリックスコンバータ１の入力３相および出力１相についての動作について代表的に説明する。他の出力相についての動作は以下に説明する動作と同様となる。

［モード内のスイッチング制御］
図２は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置におけるマトリックスコンバータの出力１相分の等価回路を示す図である。図２は、マトリックスコンバータ１の出力１相すなわちＡ相と、入力３相すなわちＵ相，Ｖ相，Ｗ相との接続関係を示している。

図３は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置におけるマトリックスコンバータの出力１相についてのスイッチングパターンの一例を示す図である。

制御部５は、たとえば、前述の制御アルゴリズムで求めた制御関数ａ₁〜ａ₃について、三角波キャリアが最小値に達したタイミングをサンプリングデータの更新タイミングとしてＰＷＭ制御を行なう。この更新タイミングにおいて、制御関数ａ₁〜ａ₃の値が更新される。この場合、Ａ相に接続された双方向スイッチＳａ１〜Ｓａ３のスイッチングパルスは図３に示すようになる。

すなわち、キャリア波ＣＳのレベルがａ₁より小さい場合には双方向スイッチＳａ１がオンし、キャリア波ＣＳのレベルがａ₁より大きくａ₁＋ａ₂より小さい場合には双方向スイッチＳａ２がオンし、キャリア波ＣＳのレベルがａ₁＋ａ₂より大きい場合には双方向スイッチＳａ３がオンする。

したがって、キャリア１周期内においてスイッチがオンする順序は、Ｓａ１、Ｓａ２、Ｓａ３、Ｓａ２、Ｓａ１の順序となる。

電力変換装置１０１では、スイッチングパターンは、オン状態となるスイッチが変更される前後の各々においてスイッチを介して１相の負荷へ伝達される交流電圧のうち、少なくとも一方の交流電圧が、複数相の交流電源からそれぞれ供給されている交流電圧の中でレベルが最大となる交流電圧および最小となる交流電圧以外になるように設定される。具体的には、電力変換装置１０１では、非特許文献２に記載の技術と同様に、入力３相と出力１相とをそれぞれ接続する３つのスイッチのオン順序すなわちスイッチングパターンを、最大電圧相および最小電圧相が必ず中間電圧相を経由して切り替わるように設定する。

このような制御方法として、電力変換装置１０１において採用される一例を説明する。

図４は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置におけるモード分けの一例を示す図である。

図４を参照して、電力変換装置１０１では、スイッチングパターンを、入力交流電圧の大小関係によってモードＩ〜モードＶＩの６つのモードに分ける。ここで、入力交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wの周波数はたとえば数十Ｈｚであり、キャリア波の周波数はたとえば数十ｋＨｚである。すなわち、各モードの開始から終了までの期間において、制御関数ａ₁〜ａ₃が複数回更新され、マトリックスコンバータ１における各スイッチのオンデューティが切り替えられる。

また、３相の入力交流電圧のうち、最大電圧相をＶｍａｘとし、中間電圧相をＶｍｉｄとし、最小電圧相をＶｍｉｎとする。そして、各モード内のキャリア１周期において出力相に接続される３相の入力交流電圧の順序が、Ｖｍｉｎ、Ｖｍｉｄ、Ｖｍａｘ、Ｖｍｉｄ、Ｖｍｉｎの順序となるように、マトリックスコンバータ１の各スイッチのオン順序を決定する。

たとえば、入力交流電圧の大小関係がモードＩの状態のとき、入力交流電圧の大小関係はＶｍａｘ＝ｖ_u，Ｖｍｉｄ＝ｖ_w，Ｖｍｉｎ＝ｖ_vである。モードＩにおいて、最大電圧相および最小電圧相が必ず中間電圧相を経由して切り替わるようにするため、出力Ａ相に接続される入力交流電圧の順番は、ｖ_v、ｖ_w、ｖ_u、ｖ_w、ｖ_vの順番とする。

すなわち、モードＩでは、双方向スイッチＳａ２、双方向スイッチＳａ３、双方向スイッチＳａ１、双方向スイッチＳａ３、双方向スイッチＳａ２の順番でオンすることになる。

図５は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置におけるスイッチングパターンの一例を示す図である。

図５を参照して、出力相において、入力Ｕ相に接続されたスイッチがオンしている状態を「１」とし、入力Ｖ相に接続されたスイッチがオンした状態を「２」とし、入力Ｗ相に接続されたスイッチがオンされた状態を「３」とする。

たとえば、入力交流電圧の大小関係がモードＩＩの状態のとき、キャリア１周期内のスイッチング順序は、３、２、１、２、３の順序となる。すなわち、図２に示す回路では、双方向スイッチＳａ３、双方向スイッチＳａ２、双方向スイッチＳａ１、双方向スイッチＳａ２、双方向スイッチＳａ３の順番でオンすることになる。

このような各モードのスイッチングパターンの設定は、ＰＷＭ制御を行なう際にキャリア波と比較する制御関数の順番を変更することにより、簡単に実現することができる。

具体例として、モードＩにおける出力Ａ相のスイッチングパターンの求め方について図面を用いて説明する。

図６は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置におけるスイッチングパターンの求め方の一例を示す図である。

図６を参照して、オンするスイッチと制御関数ａ₁〜ａ₃との関係を以下のように設定する。すなわち、キャリア波ＣＳのレベルがａ₂より小さい場合には双方向スイッチＳａ２がオンし、キャリア波ＣＳのレベルがａ₂より大きくａ₂＋ａ₃より小さい場合には双方向スイッチＳａ３がオンし、キャリア波ＣＳのレベルがａ₂＋ａ₃より大きい場合には双方向スイッチＳａ１がオンする。

したがって、モードＩ内のキャリア１周期において双方向スイッチがオンする順序は、Ｓａ２、Ｓａ３、Ｓａ１、Ｓａ３、Ｓａ２の順序となる。

このように、ａ₂、ａ₂＋ａ₃、ａ₂＋ａ₃＋ａ₁（＝１）の３つの値とキャリア波との比較を行なうことにより、上記スイッチングパターンを得ることができる。すなわち、各モードにおけるキャリア波の比較対象を変更することにより、各種スイッチングパターンを得ることが可能である。

［モード間のスイッチング制御］
前述のように、ＭＣのＰＷＭ制御におけるキャリア波の周波数は、ＭＣの入力電圧等をサンプリングするためのサンプリング周波数と同期させるか、あるいは当該サンプリング周波数の整数倍に設定するのが一般的である。

この場合、たとえば、振幅が１の三角波キャリアをＰＷＭ制御において用いる構成では、入力交流電圧の瞬時値をサンプリングし、このサンプリング結果に基づいて、キャリア波のレベルが最小のゼロになるタイミングＴＬ、あるいはキャリア波のレベルが最大の１になるタイミングＴＨのいずれかと同期してモードを切り替えることになる。

ここで、図５で説明したような、入力３相と出力１相とをそれぞれ接続する３つのスイッチのオン順序を、最大電圧相および最小電圧相が必ず中間電圧相を経由して切り替わるように設定する構成において、以下のような問題が生じる。

すなわち、たとえばモードＩからモードＩＩへの切り替えをタイミングＴＬで行った場合には、モードを切り替えた瞬間に双方向スイッチＳａ２のオン状態から双方向スイッチＳａ３のオン状態へ切り替わるスイッチングが発生してしまう。

このようなスイッチングは、スイッチング損失、および転流すなわち相間スイッチングによる電圧誤差が発生する要因となる。このスイッチング損失により、機器の効率が低下し、また、冷却装置が大型化するため、小型軽量化の妨げとなる。また、この電圧誤差は、出力電圧において高調波が発生する要因となる。

そこで、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、以下のようなスイッチング制御を行なうことにより、上記問題点を解決する。

すなわち、制御部５は、マトリックスコンバータ１のスイッチの組における複数のスイッチを所定の順序に従って択一的にオンし、この順序が異なる複数のモードを有する。制御部５は、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷからそれぞれ供給される交流電圧のレベルの大小関係に基づいてモードの切り替えを行なう。そして、制御部５は、モードの切り替えタイミングを含む前後の期間において同じスイッチがオン状態となるように、すなわちモードの切り替えタイミングの直前にオンするスイッチおよび直後にオンするスイッチが同じになるように切り替えタイミングを設定する。

より詳細には、制御部５は、キャリア波の１周期において上記複数のスイッチがオン状態となる割合すなわちオンデューティを示す制御値ａ₁〜ａ₃をそれぞれ算出し、キャリア波と各制御値との比較結果に基づいて、オンすべきスイッチを選択し、かつキャリア波のタイミングに従ってモードの切り替えを行なう。たとえば、制御部５は、上記モードを３つ以上有し、キャリア波のレベルが最大値になるタイミングおよび最小値になるタイミングの両方に従ってモードの切り替えを行なう。

具体的には、制御部５は、キャリア波がその振幅の最小値に達するタイミングＴＬ、またはキャリア波がその振幅の最大値に達するタイミングＴＨであって、かつ切り替え元のモードと切り替え先のモードとで同相のスイッチがオンするタイミングにおいてモードの切り替えを行なう。

たとえば、図４に示すように、モードＩおよびモードＩＩにおいては、最大電圧相がＵ相で共通である。同様に、モードＩＩＩおよびモードＩＶにおいては、最大電圧相がＶ相で共通しており、モードＶおよびモードＶＩにおいては、最大電圧相がＷ相で共通である。

そして、キャリア波が最小値に達したタイミングをＰＷＭ制御におけるサンプリングデータの更新タイミングとし、図５に示すスイッチング順序に従ってスイッチングを行った場合には、キャリア波が最大値に達したときに、最大電圧相に対応する双方向スイッチが必ずオン状態となる。

制御部５は、この特性を利用して、モードＩからモードＩＩへの移行時、モードＩＩＩからモードＩＶへの移行時、およびモードＶからモードＶＩへの移行時には、キャリア波が最大値に達したタイミングにおいてモード切り替えを行なう。

ここで、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷからそれぞれ供給される入力交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wのレベルの大小関係が変わるタイミング、すなわち図４において点線で示されるようなタイミングにおいて入力交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wのサンプリングを行ない、このサンプリング結果に基づいて即時にモード切り替えを行なう動作が理想的である。

しかしながら、実際には、上記サンプリングのタイミングは、入力交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wのレベルの大小関係が変わるタイミングに対してずれる場合が多い。この場合、制御部５は、入力交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wのレベルの大小関係が変わったことを検出した後の、キャリア波のレベルが最小のゼロになるタイミングＴＬ、あるいはキャリア波のレベルが最大の１になるタイミングＴＨのいずれかにおいてモード切り替えを行なう。すなわち、入力交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wのレベルの大小関係が変わるタイミングから最大でキャリア波の１周期分後においてモード切り替えが行なわれる。上記検出のタイミングは、たとえば図４において点線で示されるようなタイミングの後となる。

なお、制御部５は、入力交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wのレベルの大小関係が変わったことを検出する構成に限らず、入力交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wのレベルの差が所定の閾値未満となったことを検出し、モード切り替えを行なう構成であってもよい。この場合の検出タイミングは、たとえば図４において点線で示されるようなタイミングの前となる。

また、入力交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wのサンプリング周期を、モード１周期たとえば図４では入力交流電圧の１／６周期に所定時間を加えた長さに設定してもよい。たとえば、（モード１周期分＋キャリア波の１周期）に設定してもよい。これにより、入力交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wのレベルの大小関係が変わったことを検出して即時にモード切り替えを行なえる可能性を高めることができる。

図７は、モードＩからモードＩＩへの切り替え動作の一例を示す図である。図７は、キャリア波が最大値に達したタイミングに同期したモード切り替えの例を示している。

図７を参照して、制御部５は、サンプリングデータの更新タイミングを、キャリア波が最小値に達したタイミングＴＬに設定する。

この場合、モードＩからモードＩＩへの移行時にサンプリングデータを更新する必要はなく、キャリア波が最大値に達したタイミングＴＨでモード切り替え、すなわちスイッチングパターンの変更のみを行なう。

また、図４に示すように、モードＩＩおよびモードＩＩＩにおいては、最小電圧相がＷ相で共通である。同様に、モードＩＶおよびモードＶにおいては、最小電圧相がＵ相で共通しており、モードＶＩおよびモードＩにおいては、最小電圧相がＶ相で共通である。

そして、キャリア波が最小値に達したタイミングをＰＷＭ制御におけるサンプリングデータの更新タイミングとし、図５のスイッチング順序に従ってスイッチングを行った場合には、キャリア波が最小値に達したときに、最小電圧相に対応する双方向スイッチが必ずオン状態となる。

制御部５は、この特性を利用して、モードＩＩからモードＩＩＩへの移行時、モードＩＶからモードＶへの移行時、およびモードＶＩからモードＩの移行時には、キャリア波が最小値に達したタイミングにおいてモード切り替えを行なう。

図８は、モードＩＩからモードＩＩＩへの切り替え動作の一例を示す図である。図８は、キャリア波が最小値に達したタイミングに同期したモード切り替えの例を示している。

図８を参照して、制御部５は、サンプリングデータの更新タイミングを、キャリア波が最小値に達したタイミングＴＬに設定する。

この場合、サンプリングデータの更新およびモード切り替えは、キャリア波が最小値に達したタイミングＴＬで同時に行われる。

以上のように設定したモード切り替えのタイミングをまとめると、以下の図９に示すようになる。

図９は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置における、モード切り替えのタイミングの一例を示す図である。

図９を参照して、制御部５は、モードＩからモードＩＩへの切り替えタイミング、モードＩＩＩからモードＩＶへの切り替えタイミングおよびモードＶからモードＶＩへの切り替えタイミングをタイミングＴＨとする。そして、切り替え時にオン状態すなわち出力相に接続されている入力電圧相は最大電圧相Ｖｍａｘとなる。また、制御部５は、モードＩＩからモードＩＩＩへの切り替えタイミング、モードＩＶからモードＶへの切り替えタイミングおよびモードＶＩからモードＩへの切り替えタイミングをタイミングＴＬとする。そして、切り替え時にオン状態すなわち出力相に接続されている入力電圧相は最小電圧相Ｖｍｉｎとなる。

このようにモード切り替えのタイミングを設定することで、モード切り替えに伴うスイッチングの発生を防ぐことができるため、スイッチングによる損失および電圧誤差の発生を抑制することができる。

［変形例］
制御部５は、各モード内のキャリア１周期において出力相に接続される３相の入力交流電圧の順序を、最大電圧相、中間電圧相、最小電圧相、中間電圧相、最大電圧相の順序とする構成であってもよい。このような構成でも、前述の例と同様にモード切り替えのタイミングを設定することにより、モード切り替えに伴うスイッチングの発生を防ぐことができる。

図１０は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置におけるスイッチングパターンの他の例を示す図である。図の見方は図５と同様である。

図１０を参照して、たとえば、入力交流電圧の大小関係がモードＩの状態のとき、キャリア１周期内のスイッチング順序は、１、３、２、３、１の順序となる。すなわち、図２に示す回路では、双方向スイッチＳａ１、双方向スイッチＳａ３、双方向スイッチＳａ２、双方向スイッチＳａ３、双方向スイッチＳａ１の順番でオンすることになる。また、入力交流電圧の大小関係がモードＩＩの状態のとき、キャリア１周期内のスイッチング順序は、１、２、３、２、１の順序となる。すなわち、図２に示す回路では、双方向スイッチＳａ１、双方向スイッチＳａ２、双方向スイッチＳａ３、双方向スイッチＳａ２、双方向スイッチＳａ１の順番でオンすることになる。

キャリア波が最小値に達したタイミングをＰＷＭ制御におけるサンプリングデータの更新タイミングとし、図５のスイッチング順序に従ってスイッチングを行った場合には、キャリア波が最小値に達したときに、最小電圧相に対応する双方向スイッチが必ずオン状態となる。

制御部５は、この特性を利用して、モードＩからモードＩＩへの移行時、モードＩＩＩからモードＩＶへの移行時、およびモードＶからモードＶＩへの移行時には、キャリア波が最小値に達したタイミングにおいてモード切り替えを行なう。

また、キャリア波が最小値に達したタイミングをＰＷＭ制御におけるサンプリングデータの更新タイミングとし、図５のスイッチング順序に従ってスイッチングを行った場合には、キャリア波が最大値に達したときに、最大電圧相に対応する双方向スイッチが必ずオン状態となる。

制御部５は、この特性を利用して、モードＩＩからモードＩＩＩへの移行時、モードＩＶからモードＶへの移行時、およびモードＶＩからモードＩの移行時には、キャリア波が最大値に達したタイミングにおいてモード切り替えを行なう。

図１１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置における、モード切り替えのタイミングの他の例を示す図である。

図１１を参照して、制御部５は、モードＩからモードＩＩへの切り替えタイミング、モードＩＩＩからモードＩＶへの切り替えタイミングおよびモードＶからモードＶＩへの切り替えタイミングをタイミングＴＬとする。そして、切り替え時にオン状態すなわち出力相に接続されている入力電圧相は最小電圧相Ｖｍｉｎとなる。また、制御部５は、モードＩＩからモードＩＩＩへの切り替えタイミング、モードＩＶからモードＶへの切り替えタイミングおよびモードＶＩからモードＩへの切り替えタイミングをタイミングＴＨとする。そして、切り替え時にオン状態すなわち出力相に接続されている入力電圧相は最大電圧相Ｖｍａｘとなる。

このようにモード切り替えのタイミングを設定することで、モード切り替えに伴うスイッチングの発生を防ぐことができるため、スイッチングによる損失および電圧誤差の発生を抑制することができる。

ところで、マトリックスコンバータにおいて、切り替え前のスイッチングパターンおよび切り替え後のスイッチングパターンの組み合わせによっては、モードの切り替えタイミングにおいて、最大電圧相と最小電圧相との間でのスイッチングが行われてしまう場合がある。このようなスイッチングにより、スイッチング損失、および転流すなわち相間スイッチングによる電圧誤差が発生する。このスイッチング損失により、機器の効率が低下し、また、冷却装置が大型化するため、小型軽量化の妨げとなる。また、この電圧誤差により、出力電圧において高調波が発生する要因となる。

これに対して、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部５は、マトリックスコンバータ１における入力相ごとの複数のスイッチを所定の順序に従って択一的にオンし、この順序が異なる複数のモードを有する。制御部５は、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷからそれぞれ供給される交流電圧のレベルの大小関係に基づいてモードの切り替えを行なう。そして、制御部５は、モードの切り替えタイミングを含む前後の期間において同じスイッチがオン状態となるように切り替えタイミングを設定する。

このような構成により、モード切り替えに伴うスイッチングの発生を防ぐことができるため、スイッチング損失を減少させることができる。これにより、冷却装置の容量を削減でき、引いては機器の小型軽量化に貢献することができる。また、スイッチングを行なうことによって転流期間中に出力電圧誤差が発生するが、電力変換動作におけるスイッチング回数を減少させることにより、この出力電圧誤差を低減し、出力電圧高調波を減少させることができる。

また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部５は、キャリア波の１周期において上記複数のスイッチがオン状態となる割合を示す制御値をそれぞれ算出する。そして、制御部５は、キャリア波と各制御値との比較結果に基づいて、オンすべきスイッチを選択し、かつキャリア波のタイミングに従ってモードの切り替えを行なう。

このような構成により、マトリックスコンバータ１における各スイッチを適切にＰＷＭ制御し、かつ当該ＰＷＭ制御に応じた適切なタイミングでモード切り替えを行なうことができる。

また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部５は、上記複数のスイッチのオン順序のモードを３つ以上有し、キャリア波のレベルが最大値になるタイミングおよび最小値になるタイミングの両方に従ってモードの切り替えを行なう。

このように、キャリア波のレベルが最大または最小となるタイミングでモードを切り替える構成により、他のタイミングでモード切り替えを行なう構成と比べて、モード切り替え制御の簡易化を図ることができる。

また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、上記複数のスイッチのオン順序は、オン状態となるスイッチが変更される前後の各々においてスイッチを介して１相の負荷へ伝達される交流電圧のうち、少なくとも一方の交流電圧が、複数相の交流電源からそれぞれ供給されている交流電圧の中でレベルが最大となる交流電圧および最小となる交流電圧以外になるように設定される。

このような構成により、複数の入力電圧相と各出力相とをそれぞれ接続する複数のスイッチのオン順序を、最大電圧相および最小電圧相が必ず中間電圧相を経由して切り替わるように設定し、出力電圧の高調波を低減する構成において、モード切り替えに伴うスイッチングを防ぐことができる。そして、スイッチング損失、および転流による電圧誤差の発生を抑制することにより、機器の効率低下を抑制し、小型軽量化を図り、出力電圧の高調波を低減することができる。

なお、本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、測定部４を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。測定部４は、電力変換装置１０１の外部に設けられる構成であってもよい。

上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ マトリックスコンバータ
２ 入力フィルタ
３ 出力フィルタ
４ 測定部
５ 制御部
１０１ 電力変換装置
２０１ 電源システム
ＥＵ，ＥＶ，ＥＷ 交流電源
ＬＡ，ＬＢ，ＬＣ 負荷
ＮＬ 中性線
Ｓａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３ 双方向スイッチ

Claims (4)

1. 複数相の電源からそれぞれ供給される交流電力を複数相の交流電力に変換して負荷に供給するためのマトリックスコンバータと、
   前記マトリックスコンバータを制御するための制御部とを備え、
   前記マトリックスコンバータは、
   前記電源ごとに設けられ、対応の前記電源から供給される交流電力を、オンすることにより前記負荷に伝達するための複数のスイッチを含み、
   前記制御部は、前記複数のスイッチを所定の順序に従って択一的にオンし、前記順序が異なる複数のモードを有し、前記複数相の電源からそれぞれ供給される交流電圧のレベルの大小関係に基づいて前記モードの切り替えを行い、前記モードの切り替えタイミングを含む前後の期間において同じ前記スイッチがオン状態となるように前記切り替えタイミングを設定する、電力変換装置。
2. 前記制御部は、キャリア波の１周期において前記複数のスイッチがオン状態となる割合を示す制御値をそれぞれ算出し、前記キャリア波と各前記制御値との比較結果に基づいて、オンすべき前記スイッチを選択し、かつ前記キャリア波のタイミングに従って前記モードの切り替えを行なう、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、前記モードを３つ以上有し、前記キャリア波のレベルが最大値になるタイミングおよび最小値になるタイミングの両方に従って前記モードの切り替えを行なう、請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記所定の順序は、オン状態となる前記スイッチが変更される前後の各々において前記スイッチを介して前記負荷へ伝達される前記交流電圧のうち、少なくとも一方の交流電圧が、前記複数相の電源からそれぞれ供給されている交流電圧の中でレベルが最大となる交流電圧および最小となる交流電圧以外になるように設定される、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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