JP2014007717A - 無線送信機用の高速度変換処理による消費電力低減回路及び、その電源操作手段 - Google Patents

Abstract

【課題】 電池式送信機において、小型電池でも長時間動作させるように低消費電力化することができる高速度変換処理回路を提供する。
【解決手段】低消費電力の装置においては無駄な消費電力を防ぐためにアナログアンプとＣＭＳＩＣの接続部において、Ｈ，Ｌ間を移動する変位時間短縮させるために、高速度変換処理回路を入れる。
【選択図】図１

Description

小型、低消費電力の電池式送信機において、小型で長時間動作するための高速度変換処理回路及び電源操作方法

電池等で長時間動作を要求される小型送信機において、低消費電力の回路技術が求められている。
例えば、薬理研究の分野などでは、一生のサイクルが比較的早いほ乳類の動物で投薬実験を行うことにより、効果が早く確認できる。その実験にはラットやマウスが用いられる。
生体信号検出には体外に送信機を取り付けると動物自身でかじってしまうので、動物には負担になるが体内に送信機を埋め込むことになる。
埋め込まれた動物に投薬することにより生体信号の変化を記録解析し、薬効を検証ができる。
埋め込まれた送信機は動物の一生のデータがとれれば良いがまだそこまではできていないができるだけ長い時間動作することが望まれる。それに小型動物であるので送信機もできるだけ小さい方が望ましい。

米国特許第７，２９２，８２８号 特開２００８−１１３６３２号

（消費電力低減の課題）
高精度な増幅器で、大量のデータを扱える回路が開発できれば、例えば生体に埋め込まれた送信機で心電図、血圧、体温などを精度取り扱うことができ、データの記録解析を行うことができる。
小型化では例えばラットやマウスは小動物である。これらシステムの送信機には必然的に要求される事柄である。利用対象が小型のマウスの生体信号の検出には心拍数も高く、高精度の信号取得が必要である。高精度の信号はデータ量が多く、信号の周波数としても高くなる。
そこで、小型電池でも長時間動作する低消費電力でかつ、高い周波数で動作する回路が求められる。

一般に周波数が高ければ、消費電力も多くなる。また、このような送信機の副搬送波は約１００ＨＺ〜５０ｋＨＺくらいまでであるが性能向上のため基本周波数は高い方が良い。
信号としてはＨ（Ｈｉｇｈ），Ｌ（Ｌｏｗ）間を往復する回数（副搬送波の周波数）が多くなるので信号波形から説明する。電池電圧はほぼ一定のため、消費電力は消費電流と比例するので消費電流とも表現する。

送信機は実験対象が小さい場合も想定し、小型の電池を組み込む。増幅には低消費電流のアナログオペアンプ（ローパワーオペアンプ）を用い増幅する。

次に、増幅した生体信号を無線送信するには副搬送波にする。
副搬送波にするにはマイクロコンピュータを利用し、デジタル回路にて副搬送波にする方法と、単なる変調回路で副搬送波に変換する方法がある。

ここで両者の比較をすると、目的とする低消費電力送信機にはマイクロコンピュータを用いると消費電流が多い場合やＩＣチップが大きい場合もあるので一般的な変調方式とする。

変調回路にもローパワーオペアンプを利用した変調回路の方が消費電流は少なくなる。
ところがローパワーオペアンプ（又はオペアンプ）は一般的に出力動作が低速になってしまう。

オペアンプの動作では出力回路に負荷が少なければ消費電流は少ない。
そこで共に消費電流の少ないデジタルＣＭＯＳ ＩＣ（以下 ＣＭＯＳ ＩＣ）に接続する。

（消費電力低減のための基本説明）

基本は図２の従来の回路構成である。各種自然現象や生体信号を入力アンプ１はその信号を変調レベルまで増幅する。次の変調回路２はＣＭＯＳＩＣ回路６と共に入力信号を無線周波数の副搬送波に変換する。無線回路４は電波又は磁波などに変換し、外部の受信機に各種現象や生体信号を送り出す。
この回路構成は変調回路２（図５変調回路出力電圧波形７）の出力をシュミット入力（Ｓｃｈｍｉｔｔ−ｔｒｉｇｇｅｒ ｉｎｐｕｔ）等の図２ＣＭＯＳ ＩＣ６に接続している。

（接続するＣＭＯＳ ＩＣの一般的な特性について説明）
図７にデジタルＣＭＯＳ ＩＣの入力電圧とドレイン電流、内部抵抗特性を示す。
この特性はＮｃｈ及びＰｃｈのＭＯＳ ＦＥＴトランジスタの相補接続特性での入力電圧に対して、ドレイン電流及び内部抵抗（破線で描かれたグラフ）の関係を示している。
入力電圧（Ｖｉ）は図１、図２、図４、図５の７の（ｅ１）電圧に相当する。

図７横軸の入力電圧（Ｖｉ）を上げてゆくとＮｃｈ ＭＯＳＦＥＴの内部抵抗値２６は徐々に下がり、代わりにＰｃｈ ＭＯＳ ＦＥＴの内部抵抗２７は上昇する。
ＭＯＳ ＦＥＴ Ｎｃｈ，Ｐｃｈの入力電圧（Ｖｉ）とドレイン電流２２はＶＤＤと０Ｖ（ＶＳＳ）間の抵抗値から算出できる。
ほぼ中間点のＶＴ点２３で、総合抵抗値２８が最小となり、結果としてＶＴ点２３の電圧（Ｌｏｇｉｃａｌ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ Ｖｏｌｔａｇｅ）では最大のドレイン電流ＩＤＤが流れる。
ＶＴ点２３を超えると電源電圧ＶＤＤの手前までに徐々にドレイン電流ＩＤＤは減少し、ほぼゼロになる。
このドレイン電流Ｉ_ＤＤはＣＭＯＳ ＩＣの種類や電源電圧によって異なるが基本的に同じ特性を示す。

図５には図２従来の回路構成での波形を描いた図である。
図２の変調回路２の出力は図５の変調回路出力電圧波形７（ｅ１）とすれば、図７の２１ＣＭＯＳ ＩＣ入力電圧（Ｖｉ）で示す横軸となり、図９のＣＭＯＳＩＣの基本回路に相当する。入力電圧（Ｖｉ）の変化がゆっくりであるなら、図５のドレイン電流１１（Ｉ_ＤＤ２）の様な幅広い時間、図９の基本回路の初段側にドレイン電流として流れる。
（電源操作方式の課題）
現在は図１１のように生体３５に埋め込まれた送信機３６の電源をＯＮ，ＯＦＦするのにリードスイッチ３７の接点をＯＮ，ＯＦＦすることによって内蔵の電子回路で行っている。
課題として、保管時に機械的にリードスイッチ３７の接点が接触するか、近くにマグネットがあった場合、接点をＯＮしてしまうと電源が入ってしまうことがある。
それに小型化を求められているので、リードスイッチを省略する方が良い。

（消費電力低減をするための手段）

図７の２３ＶＴ点における最大のドレイン電流Ｉ_ＤＤは変わらないが、流れる時間を少なくすれば平均消費電流を減少させることができる。

そこで図１の変調回路２の出力に高速度変換処理回路５を追加し、図４の８の様な変位時間を短くした電圧波形を作る。
この電圧波形を図１のＣＭＯＳ ＩＣ、３の入力にすれば図４の１０の様な短時間のドレイン電流（Ｉ_ＤＤ１）で動作する。

具体的回路例を図３に提案する。
高速度変換処理回路は種々の構成が考えられるが、Ｈ，Ｌ間を動作すればよいので簡単で消費電力の少ない回路とする。
回路は抵抗Ｒ１〜Ｒ５，コンデンサＣ１〜Ｃ２，トランジスタＱ１〜Ｑ２で構成された高速度変換処理回路である。
（回路構成）

オペアンプなどからの入力はＰＮＰトランジスタＱ１、及びＮＰＮトランジスタＱ２のベース間に抵抗、コンデンサの並列接続した組み合わせの素子をそれぞれ直列に挿入接続する。
ＰＮＰトランジスタには抵抗Ｒ１，コンデンサＣ１の並列接続の組合せでベースに接続する。
ＮＰＮトランジスタには抵抗Ｒ４，コンデンサＣ２の並列接続の組合せでベースに接続する。
ＰＮＰトランジスタのベースとエミッタ間に抵抗Ｒ２を接続する。
ＮＰＮトランジスタのベースとエミッタ間に抵抗Ｒ５を接続する。
ＰＮＰトランジスタのコレクタに、抵抗Ｒ３を接続し、その先をＮＰＮトランジスタのコレクタに接続し、このコレクタが信号出力となる。
電源との接続はＰＮＰトランジスタのエミッタから＋電源供給をし、０Ｖの接地はＮＰＮトランジスタのエミッタに接続する。
図１の５高速度変換処理回路は図３高速度変換処理回路に置き換えできる。

高速度変換処理回路はＭＯＳＦＥＴのＰｃｈにＰＮＰトランジスタを、ＭＯＳＦＥＴのＮｃｈにＮＰＮトランジスタをそれぞれ入れ替える様に考えることができる。
しかし、両トランジスタのベース間に一定の電圧幅（図６，１４で示す）が必要で、ＭＯＳＦＥＴのように直接ゲート同士、接続すれば両方のトランジスタがＯＮ状態になり動作しない。
そこで両トランジスタのベース間の電圧を保持できれば良いことになるので、Ｃ１、Ｃ２のコンデンサで電圧保持を行う。
図８、図９は簡略参考図ではあるが、図８は図１のＣＭＯＳ ＩＣ３に相当し、図９は図２のＣＭＯＳ ＩＣ６に相当する。接続では抵抗を通し、Ｐチャンネル及びＮチャンネルのＦＥＴのゲート同士を接続し入力とすることができる。
（高速度変換処理回路の動作説明）
図３と図６により動作を説明する。
図３のＩＮに図６の入力電圧１２（Ｖｉ）を入力とすれば、トランジスタＱ２のベース電圧（ＶＢＥ）がＣ２のコンデンサの電荷などにより約＋０．６Ｖを越えればＱ２トランジスタＯＮする。
同時にＰＮＰトランジスタＱ１のベース電圧（ＶＥＢ）はＣ１等の電荷により逆電圧に上昇し、直ちにＯＦＦとなる。
この結果、図４，８の電圧はＬ（Ｌｏｗ）となり変位時間は減少する。

さらに入力電圧（Ｖｉ）が上昇する間、ＮＰＮトランジスタＱ２はＣ２コンデンサの電荷によりベース電流は継続的に流れ、ＯＮ状態が維持される。
一方、ＰＮＰトランジスタＱ１の入力はＣ１により逆電圧に上昇させられ、ＯＦＦ状態が続く。入力電圧（Ｖｉ）が図６のＶＤＤ付近まで上昇した後も、その状態は維持される。

入力電圧が下降する場合はＣ１のコンデンサの電荷などにより電源電圧ＶＤＤより約０．６Ｖ降下すればＰＮＰトランジスタＱ１はＯＮする。
同時にＮＰＮトランジスタＱ２のベース電圧（ＶＢＥ）はＣ２等の電荷により逆電圧に降下し、直ちにＯＦＦ状態となる。
この結果、図４の８の電圧はＨ（Ｈｉｇｈ）となり変位時間は減少する。

この入力特性はＭＯＳＦＥＴと違い境界がはっきりしており、ベース、エミッタ間の電圧が約０．６Ｖ付近を境に、少しの電圧の変化でトランジスタがＯＮ，ＯＦＦ動作が切り替わる。

但し、このままであるとＣ１，Ｃ２に蓄積された電荷は放電できないので、入力される周波数に関係する周期で放電をしなければならない。そこでそれぞれのコンデンサにＲ１，Ｒ４の放電抵抗を並列接続すると同時に、トランジスタＱ１，Ｑ２のベース電流を流す役目を果たす。
他に、Ｒ２，Ｒ５はそれぞれのトランジスタの安定動作のためベース、エミッタ間に並列接続する。
変形型としてＲ２，Ｒ５を省略してもほぼ同じ動作をするので省略回路も課題解決の対象回路とする。

図３の回路に於いて、Ｒ３はＱ１，Ｑ２のトランジスタ入力が中間電位で停止したとき、Ｑ１，Ｑ２のトランジスタがＯＮしてしまう可能性がある。その為、電流制限抵抗としてＱ１，Ｑ２のトランジスタの保護をする。図６の２０で示してある抵抗値に相当し、入力電圧（Ｖｉ）が０〜０．６Ｖ 又は ＶＤＤ〜ＶＤＤ−０．６Ｖ を除く中間の電圧（図６の１４の範囲）になるとＱ１，Ｑ２及びＲ３を通して図６のコレクタ電流１５のような電流が流れる可能性がある。
但し、正常動作中には、図４の変調回路出力電圧７の様な信号が常に入力されているので、このような中間の状態にはならず、コレクタ電流１５は流れない。
Ｑ１，Ｑ２のトランジスタ入力のそれぞれのベース、エミッタ間の逆バイアスでの破損についてはＣ１，Ｃ２に破損させるほどの容量エネルギーがないのと一般に電池電圧が低いので破損電圧まで達しない。そこで保護ダイオードは使用しなくて良い。

この高速度変換処理回路の動作では極性が反転してしまうため、
図１のＣＭＯＳ ＩＣ，３（図８に相当するＩＣ）で極性を再度反転させる。
別の方法として、図５の７，８の波形を逆転する様に、変調回路の入力を反転する方法でも可能である。
図４，図５のＣＭＯＳ ＩＣ出力電圧はほぼ同じであるので同一として扱う。

（電源操作方法を解決するための手段）
解決手段としては図１０に示す。
生体信号を無線で送るのに通常は電波で無線信号として送る。ただし、生体内においては電波として送信ができない。そこで本装置においては磁力で生体信号を送出している。ここでは送信機の内蔵コイル３１のＬ１で生体信号を磁波として体外に送り出し、記録解析が可能な装置である。
電源制御としては電磁結合できる周波数の電流を電源制御用発信回路３３で発振させ、この周波数の電流で外部磁界用コイル３２のＬ２に通常動作より強い交流磁界を体外で発生させる。この発生磁界を送信機に近づけるど送信機３０の内蔵コイル３１のＬ１コイルに交流電圧ｅが発生する。発生した電圧は生体信号を送り出す信号よりも幅広い信号であるので電源の制御信号として検出することができる。この信号により電源のＯＮ又は、ＯＦＦの制御ができる。

（消費電力低減）
比較結果として、消費電流は図４のドレイン電流（Ｉ_ＤＤ１）１０と、図５のドレイン電流（Ｉ_ＤＤ２）１１を比較する。高速度変換処理回路を追加した図４のドレイン電流１０は流れる時間が大幅に減少している。
結果として図１の３のＣＭＯＳ ＩＣでは、図２の６のＣＭＯＳ ＩＣのドレイン電流より５〜１０分の１程度と少なく平均の消費電流が減少する。
送信機内の他の回路は消費電力の低減化がすでに行われており、この回路の消費電流が減少することにより、小型電池でも長時間の動作ができる。
（電源操作方法）
マグネットによる直流磁界や特定の周波数以外の磁界では電源のＯＮ，ＯＦＦ状態は変化しない。
リードスイッチが無く、より小型化がしやすくなる。

課題を解決する回路構成 従来の回路構成 高速度変換処理回路 課題解決の電圧、電流波形 従来の電圧、電流特性 高速度変換処理回路の信号特性 一般的なＣＭＯＳ ＩＣの信号特性 ＣＭＯＳ ＩＣの基本回路（極性反転） ＣＭＯＳ ＩＣの基本回路（極性反転、無し） 課題解決の電源操作方法 従来の電源操作方法

１ 心電図、血圧、体温などの入力アンプ
２ 各信号を副搬送波に変換する変調回路
３ 変調用のデジタルＣＭＯＳ ＩＣ（極性反転）
４ 無線信号を送るための送信回路
５ 高速度変換処理回路
６ 変調用のデジタルＣＭＯＳ ＩＣ
７ 変調回路出力電圧波形
８ 高速度変換処理回路出力電圧波形
９ デジタルＩＣ出力電圧波形
１０ ドレイン電流波形（本発明）
１１ ドレイン電流波形（従来）
１２ 高速度変換処理回路 入力電圧（Ｖｉ）
１３ コレクタ電流
１４ Ｑ１，Ｑ２のベース間電圧
１５ コレクタ電流特性
１６ ＮＰＮトランジスタのＶＢＥ電圧（ベース、エミッタ間）
１７ ＰＮＰトランジスタのＶＢＥ電圧（ベース、エミッタ間）
１８ Ｒ３を通した抵抗相当値
１９ 抵抗相当値
２０ ほぼＲ３の抵抗相当値
２１ ＣＭＯＳ ＩＣ入力電圧（Ｖｉ）
２２ ドレイン電流
２３ ＶＴ電圧
２４ ドレイン電流特性
２５ 抵抗値
２６ Ｎｃｈ ＭＯＳＦＥＴ抵抗値
２７ Ｐｃｈ ＭＯＳＦＥＴ抵抗値
２８ 総合抵抗値
２９ 生体など
３０ 課題解決の送信機
３１ 内蔵コイル（Ｌ１）
３２ 外部磁界用コイル（Ｌ２）
３３ 電源制御用の発信回路
３４ 課題解決の送信回路
３５ 生体
３６ 従来の送信機
３７ リードスイッチ
３８ マグネット
３９ 従来の送信回路
４０ トランジスタＶＢＥ電圧

Claims (2)

1. アナログ信号をデジタル信号に変換する変換回路を備えた変換処理回路であって、
   前記変換回路は、ＰＮＰトランジスタとＮＰＮトランジスタの各ベースには、抵抗とコンデンサの並列回路を各々介してアナログ信号を入力し、
   前記ＰＮＰトランジスタとＮＰＮトランジスタのコレクタを接続するとともに、デジタル信号の出力することを特徴とする信号変換処理回路。
2. 生体信号を増幅する入力アンプと、この入力アンプの出力信号を無線周波数の副搬送波に変換する変調回路と、この変調回路の出力信号を外部の受信機に送信する電波などに変換する変調回路と、この変調回路と前記変調回路との間に介在させた信号変換処理回路とを備え、
   前記信号変換処理回路は、ＰＮＰトランジスタとＮＰＮトランジスタの各ベースには、抵抗とコンデンサの並列回路を各々介してアナログ信号を入力し、
   前記ＰＮＰトランジスタとＮＰＮトランジスタのコレクタを接続するとともに、デジタル信号の出力することを特徴とする信号変換処理回路を備えた送信機。

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