JP2015228771A

JP2015228771A - 半導体装置

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Publication number: JP2015228771A
Application number: JP2014114209A
Authority: JP
Inventors: 洋介長内; Yosuke Osanai
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2014-06-02
Filing date: 2014-06-02
Publication date: 2015-12-17
Anticipated expiration: 2034-06-02
Also published as: JP6070635B2; CN105186837A; DE102015108318A1; US20150346038A1

Abstract

【課題】温度を高精度に検出できる、半導体装置を提供すること。
【解決手段】スイッチング素子と、前記スイッチング素子に逆並列に接続される第１の還流ダイオードと、前記第１の還流ダイオードに並列に接続される電流経路と、前記電流経路に直列に挿入される第２の還流ダイオードと、前記第１の還流ダイオードの順方向電圧と前記第２の還流ダイオードの順方向電圧との差電圧に基づいて温度を検出する温度検出手段とを備え、前記第１の還流ダイオードの電流密度と前記第２の還流ダイオードの電流密度とが互いに異なる、半導体装置。例えば、前記第２の還流ダイオードの電流密度が、前記第１の還流ダイオードの電流密度よりも低い。
【選択図】図１

Description

本発明は、半導体装置に関する。

ダイオードの順方向電圧の温度依存性を利用して、ＩＧＢＴの温度を監視する、半導体装置が知られている（例えば、特許文献１を参照）。この半導体装置は、還流ダイオードが逆並列に接続されるＩＧＢＴの温度を、ＩＧＢＴのチップと同一チップ内に設けられた温度検出用ダイオードの順方向電圧を検出することによって監視するものである。

特開２０１３−１８３５９５号公報

しかしながら、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子に逆並列に接続される還流ダイオードは、発熱源の一つである。そのため、還流ダイオードとは別体の温度検出用ダイオードの順方向電圧を検出する従来技術では、還流ダイオードから温度検出用ダイオードへの熱の伝導時間が遅れるため、温度の検出精度が低い。

また、ダイオードの順方向電圧の温度依存性は、ダイオードの電流密度が大きいほど低下するので、スイッチング素子に逆並列に接続される還流ダイオードの順方向電圧を検出しても、還流ダイオードの電流密度の大きさによっては、温度の検出精度が低下する場合がある。

そこで、温度を高精度に検出できる、半導体装置の提供を目的とする。

一つの案では、
スイッチング素子と、
前記スイッチング素子に逆並列に接続される第１の還流ダイオードと、
前記第１の還流ダイオードに並列に接続される電流経路と、
前記電流経路に直列に挿入される第２の還流ダイオードと、
前記第１の還流ダイオードの順方向電圧と前記第２の還流ダイオードの順方向電圧との差電圧に基づいて温度を検出する温度検出手段とを備え、
前記第１の還流ダイオードの電流密度と前記第２の還流ダイオードの電流密度とが互いに異なる、半導体装置が提供される。

一態様によれば、第１の還流ダイオード及び第２の還流ダイオードは発熱源であるので、発熱源そのものの順方向電圧が温度検出に利用されることにより、温度を高精度に検出できる。また、一態様によれば、第１の還流ダイオードの電流密度と第２の還流ダイオードの電流密度とが互いに異なる場合、上記の差電圧の温度依存性は、単独の還流ダイオードの順方向電圧の温度依存性に比べて低下しにくいため、温度を高精度に検出できる。

半導体装置の一例を示す構成図ダイオードの順方向電圧の温度依存性の一例を示す図電流密度の相違するダイオードの順方向電圧差の温度依存性の一例を示す図半導体装置の一例を示す構成図複数の半導体装置を備える電力変換装置の一例を示す構成図半導体装置の一例を示す構成図複数の半導体装置を備える電力変換装置の一例を示す構成図

以下、本発明の実施形態を図面に従って説明する。

図１は、半導体装置の一例である駆動装置１の構成例を示す図である。駆動装置１は、トランジスタＳ１と、第１ダイオードＤ１と、経路３１と、第２ダイオードＤ２と、温度検出回路５０とを備える。

トランジスタＳ１は、スイッチング素子の一例である。第１ダイオードＤ１は、トランジスタＳ１に逆並列に接続される第１の還流ダイオードの一例である。経路３１は、第１ダイオードＤ１に並列に接続される電流経路の一例である。第２ダイオードＤ２は、経路３１に直列に挿入される第２の還流ダイオードの一例である。温度検出回路５０は、第１ダイオードＤ１の順方向電圧ＶＦ１と第２ダイオードＤ２の順方向電圧ＶＦ２との差電圧ΔＶＦに基づいて温度を検出する温度検出手段の一例である。

図２は、ダイオードの順方向電圧ＶＦの温度依存性の一例を示す図である。電流がダイオードに流れると、順方向電圧ＶＦが当該ダイオードのアノードとカソードとの間に発生する。ダイオードの順方向電圧ＶＦは、温度が上昇するにつれて低下する負の温度特性を有する。また、順方向電圧ＶＦの温度依存性は、ダイオードの電流密度が大きいほど低下する。つまり、図２に示されるように、電流密度が大きい場合の順方向電圧ＶＦは、電流密度が小さい場合に比べて、温度が上昇しても低下しにくくなる。

したがって、図２に示されるように、電流密度が大きなダイオードの順方向電圧と電流密度が小さなダイオードの順方向電圧との差電圧は、温度の上昇に伴って次第に大きくなる。つまり、電流密度が大きなダイオードの順方向電圧と電流密度が小さなダイオードの順方向電圧との差電圧ΔＶＦは、図３に示されるように、温度が上昇するにつれて比例的に増加する正の温度特性を有する。

そこで、図１の駆動装置１では、第２ダイオードＤ２の電流密度は、第１ダイオードＤ１の電流密度よりも低く設定される。これにより、温度が比較的高い条件下でも、温度検出回路５０は、第１ダイオードＤ１の順方向電圧ＶＦ１と第２ダイオードＤ２の順方向電圧ＶＦ２との差電圧ΔＶＦに基づいて、温度を高精度に検出できる。

また、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２は、いずれも、トランジスタＳ１のオフ期間に発生する還流電流（順方向電流）が流れる還流ダイオードであるので、順方向電圧と順方向電流とによる大きな熱損失が発生する発熱源そのものである。したがって、発熱源そのものの順方向電圧（つまり、第１ダイオードＤ１の順方向電圧ＶＦ１と第２ダイオードＤ２の順方向電圧ＶＦ２）を温度検出に利用することによって、温度の検出精度が熱の伝導時間の遅れによって低下することを防止できる。よって、温度の検出精度を高めることができる。

また、第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２は、還流電流を流す機能と温度を検出する機能とを兼備するので、温度検出専用のダイオードを還流ダイオードとは別に設ける場合に比べて、駆動装置１の小型化や低コスト化が可能となる。

また、第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２は、トランジスタＳ１が設けられるチップ２０に設けられることにより、第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２と同じチップに設けられるトランジスタＳ１の温度を高精度に検出することが可能となる。

次に、図１の構成について、より詳細に説明する。

駆動装置１は、例えば、トランジスタＳ１をオンオフ駆動することによって、第１の導電部６１又は第２の導電部６２に接続される誘導性の負荷（例えば、インダクタ、モータなど）を駆動する手段を備えた半導体回路である。

導電部６１は、例えば、電源の正極等の高電源電位部に導電的に接続される電流経路であり、高電源電位部に他のスイッチング素子又は負荷を介して間接的に接続されてもよい。導電部６２は、例えば、電源の負極等の低電源電位部（例えば、グランド電位部）に導電的に接続される電流経路であり、低電源電位部に他のスイッチング素子又は負荷を介して間接的に接続されてもよい。

駆動装置１が単数又は複数使用される装置として、例えば、トランジスタＳ１のオンオフ駆動によって電力を入出力間で変換する電力変換装置が挙げられる。電力変換装置の具体例として、直流電力を昇圧又は降圧するコンバータ、直流電力と交流電力との間で電力変換するインバータなどが挙げられる。

トランジスタＳ１は、例えば、ゲート端子Ｇとコレクタ端子Ｃとエミッタ端子Ｅとを有するＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。ゲート端子Ｇは、例えば、ゲート駆動回路４０に接続される制御端子である。コレクタ端子Ｃは、例えば、接続点ａに接続され、接続点ａを介して導電部６１に接続される第１の主端子である。エミッタ端子Ｅは、例えば、接続点ｄに接続され、接続点ｄを介して導電部６２に接続される第２の主端子である。

第１ダイオードＤ１は、例えば、エミッタ端子Ｅに接続されるアノードと、コレクタ端子Ｃに接続されるカソードとを有する整流素子である。第１ダイオードＤ１のアノードは、エミッタ端子Ｅが接続される接続点ｄに接続され、接続点ｄを介して導電部６２に接続されるＰ型電極である。第１ダイオードＤ１のカソードは、コレクタ端子Ｃが接続される接続点ａに接続され、接続点ａを介して導電部６１に接続されるＮ型電極である。

経路３１は、例えば、接続点ｄに接続され、接続点ｄを介して導電部６２に接続される一端と、接続点ａに接続され、接続点ａを介して導電部６１に接続される他端とを有する電流経路である。

第２ダイオードＤ２は、例えば、温度検出回路５０の電圧検出部に接続点ｂを介して接続されるアノードと、コレクタ端子Ｃに接続点ａを介して接続されるカソードとを有する整流素子である。

駆動装置１は、例えば、経路３１に直列に挿入される抵抗Ｒ１を備える。これにより、トランジスタＳ１のオフ期間において、導電部６２から第２ダイオードＤ２に還流する電流Ｉ_２の電流値は、導電部６２から第１ダイオードＤ１に還流する電流Ｉ_１よりも小さくなる。よって、第２ダイオードＤ２の電流密度を第１ダイオードＤ１よりも低くすることが可能である。抵抗Ｒ１は、例えば、第２ダイオードＤ２のアノードと第１ダイオードＤ１のアノードとの間に接続される。電流Ｉ_１は、第１ダイオードＤ１の順方向に流れる電流であり、電流Ｉ_２は、第２ダイオードＤ２の順方向に流れる電流である。

温度検出回路５０は、例えば、抵抗Ｒ１に電流が流れることにより発生するセンス電圧Ｖｓｅをモニタすることによって、第１ダイオードＤ１の順方向電圧ＶＦ１と第２ダイオードＤ２の順方向電圧ＶＦ２との差電圧ΔＶＦを検出する。センス電圧Ｖｓｅは、例えば、電流Ｉ_２が抵抗Ｒ１に流れることによって抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧である。

エミッタ端子Ｅ（言い換えれば、接続点ｄ）を基準電位とすると、コレクタ端子Ｃ（言い換えれば、接続点ａ）のコレクタ電圧Ｖｍは、第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２の通電時、−ＶＦ１に等しい（Ｖｍ＝−ＶＦ１）。したがって、第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２の通電時、センス電圧Ｖｓｅ（言い換えれば、接続点ｂの電圧）は、
Ｖｓｅ＝Ｖｍ＋ＶＦ２＝ＶＦ２−ＶＦ１＜０
となる。

したがって、温度検出回路５０は、経路３１に直列に挿入される抵抗Ｒ１に発生するセンス電圧Ｖｓｅをモニタすることによって、順方向電圧ＶＦ１と順方向電圧ＶＦ２との差電圧ΔＶＦを検出できる。つまり、抵抗Ｒ１は、第２ダイオードＤ２の電流密度を小さくする制限抵抗としての機能と、差電圧ΔＶＦを検出する検出抵抗としての機能とを兼ね備える。

ダイオードの順方向電圧ＶＦとダイオードに流れる順方向電流Ｉとの関係は、ショックレーのダイオード方程式により、式１で表すことができる。ただし、Ｉｓは逆方向飽和電流、Ｖ_Ｔは熱電圧を表す。

なお、式１の｛｝の項の中の「−１」は、「Ｅｘｐ（ＶＦ／Ｖ_Ｔ）」に比べて十分小さいため、無視されると、式２が得られる。したがって、式２を変形すると、順方向電圧ＶＦは、式３で表すことができる。

また、センス電圧Ｖｓｅは、上記のとおり、「ＶＦ２−ＶＦ１」に一致する。よって、センス電圧Ｖｓｅは、式３及び式４を用いると、式５で表すことができる。

ただし、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは素電荷、Ｉ_１は第１ダイオードＤ１に流れる順方向電流、Ｉ_２は第２ダイオードＤ２に流れる順方向電流、Ｉｓ_１は第１ダイオードＤ１の逆方向飽和電流、Ｉｓ_２は第２ダイオードＤ２の逆方向飽和電流を表す。

逆方向飽和電流Ｉｓは、ダイオードの接合面積に比例する。よって、（Ｉｓ_１／Ｉｓ_２）は第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２の接合面積比、つまりサイズ比Ｓを表す。したがって、式５を変形すると、絶対温度Ｔは、式６で表すことができる。

なお、ｎ（＝Ｉ_１／Ｉ_２）は、第１ダイオードＤ１に流れる電流Ｉ_１と第２ダイオードＤ２に流れる電流Ｉ_２の電流値の比（＝センス比）を表す（ただし、ｎ＞Ｓ）。

したがって、ｑ，ｋは既知の値であり、ｎ，Ｓも既知の設計値であるため、温度検出回路５０は、センス電圧Ｖｓｅを検出することによって、絶対温度Ｔを式６に従って推定できる。

温度検出回路５０は、例えば、検出されたセンス電圧Ｖｓｅに応じて、温度情報を出力する。温度情報は、例えば、差電圧ΔＶＦ（つまり、センス電圧Ｖｓｅ）の検出値、絶対温度Ｔの推定値などが挙げられる。

駆動装置１は、例えば、ゲート駆動回路４０を備える。ゲート駆動回路４０は、駆動信号に従って、トランジスタＳ１をオンオフする。駆動信号は、トランジスタＳ１のオンオフを指令する指令信号であり、駆動装置１よりも上位のマイクロコンピュータ等の外部装置から供給される信号（例えば、パルス幅変調信号）である。

図４は、半導体装置の一例である駆動装置２の構成例を示す図である。上述の実施形態と同様の構成及び効果についての説明は省略する。経路３１に直列に挿入される抵抗Ｒ１は、第２ダイオードＤ１のカソードと第１ダイオードＤ１のカソードとの間に接続されてもよい。

エミッタ端子Ｅ（言い換えれば、接続点ｄ）を基準電位とすると、第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２の通電時、センス電圧Ｖｓｅは、図４の場合、
Ｖｓｅ＝−ＶＦ２−（−ＶＦ１）＝ＶＦ１−ＶＦ２＞０
となる。

図５は、複数の駆動装置を備える電力変換装置１０１の一例を示す構成図である。上述の実施形態と同様の構成及び効果についての説明は省略する。

電力変換装置１０１は、２つの駆動装置３Ｌ，３Ｈを備え、誘導性の負荷７０が接続される中間ノード６５に対してハイサイドとローサイドのそれぞれに設けられたトランジスタが直列に接続されたアーム回路６６を備える。電力変換装置１０１は、３相式のモータを駆動するインバータとして使用される場合、３相式のモータの相数と同数の３個のアーム回路６６を並列に備える。

ハイサイドのトランジスタＳ１２に接続される導電部６１Ｈは、高電源電位部６３に導電的に接続され、トランジスタＳ１２に接続される導電部６２Ｈは、ローサイドのトランジスタＳ１１又は負荷７０を介して低電源電位部６４に間接的に接続される。一方、ローサイドのトランジスタＳ１１に接続される導電部６２Ｌは、低電源電位部６４に導電的に接続され、トランジスタＳ１１に接続される導電部６１Ｌは、トランジスタＳ１２又は負荷７０を介して高電源電位部６３に間接的に接続される。

駆動装置３Ｌ，３Ｈは、それぞれ、半導体装置の一例であり、互いに同一の回路構成を有する。よって、駆動装置３Ｌについての以下の詳細な説明は、駆動装置３Ｈに援用される。

駆動装置３Ｌは、スイッチング素子の一例であるトランジスタＳ１１を備えている。トランジスタＳ１１は、電流センス機能付きの絶縁ゲート型電圧制御半導体素子であり、ゲート端子Ｇとコレクタ端子Ｃとエミッタ端子Ｅとセンスエミッタ端子ＳＥとを有する。

ゲート端子Ｇは、例えば、制御回路９１Ｌのゲート駆動回路４０に接続される制御端子である。コレクタ端子Ｃは、例えば、接続点ａに接続され、接続点ａを介して導電部６１Ｌに接続される第１の主端子である。エミッタ端子Ｅは、例えば、接続点ｄに接続され、接続点ｄを介して導電部６２Ｌに接続される第２の主端子である。センスエミッタ端子ＳＥは、例えば、接続点ｂに接続され、接続点ｂを介して温度検出回路５０及び異常検出回路８０に接続されるセンス端子である。

トランジスタＳ１１は、メイントランジスタ１２とセンストランジスタ１３を含んで構成されている。メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３は、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子である。センストランジスタ１３は、メイントランジスタ１２に並列に接続されている。メイントランジスタ１２とセンストランジスタ１３は、それぞれ、複数のセルトランジスタから構成されてよい。

メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３のそれぞれのゲート電極は、トランジスタＳ１１のゲート端子Ｇに共通接続される制御電極である。メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３のそれぞれのコレクタ電極は、トランジスタＳ１１のコレクタ端子Ｃに共通接続される第１の主電極である。メイントランジスタ１２のエミッタ電極は、トランジスタＳ１１のエミッタ端子Ｅに接続される第２の主電極である。センストランジスタ１３のセンスエミッタ電極は、トランジスタＳ１１のセンスエミッタ端子ＳＥに接続されるセンス電極である。

メイントランジスタ１２は、スイッチング素子の一例である。センストランジスタ１３は、メイントランジスタ１２に流れる電流に応じた電流を生成するセンススイッチング素子の一例であり、メイントランジスタ１２に流れる電流が大きいほど大きな電流が流れるセンス素子である。センストランジスタ１３は、例えば、メイントランジスタ１２に流れる主電流Ｉｅに比例したセンス電流Ｉｓｅを出力する。

例えば、コレクタ端子ＣからトランジスタＳ１１に流入するコレクタ電流は、メイントランジスタ１２を流れる主電流Ｉｅとセンストランジスタ１３を流れるセンス電流Ｉｓｅとにセンス比ｍで分割される。センス電流Ｉｓｅは、主電流Ｉｅに応じてセンス比ｍの割合で流れる電流であり、主電流Ｉｅよりも電流値がセンス比ｍによって小さくされた電流である。センス比ｍは、例えば、メイントランジスタ１２のエミッタ電極の面積と、センストランジスタ１３のセンスエミッタ電極の面積との比に応じて決定される。

主電流Ｉｅは、メイントランジスタ１２におけるコレクタ電極とエミッタ電極とを流れ、エミッタ端子Ｅから出力される。エミッタ端子Ｅから出力された主電流Ｉｅは、接続点ｄを介して、導電部６２Ｌを流れる。主電流Ｉｅは、メインダイオードＤ１１に流れる順方向のダイオード電流Ｉ_１とは逆方向の電流である。

センス電流Ｉｓｅは、センストランジスタ１３におけるコレクタ電極とセンスエミッタ電極とを流れ、センスエミッタ端子ＳＥから出力される。センスエミッタ端子ＳＥから出力されたセンス電流Ｉｓｅは、抵抗Ｒ１及び接続点ｄを経由して、導電部６２Ｌを流れる。センス電流Ｉｓｅは、センスダイオードＤ１２に流れる順方向のセンスダイオード電流Ｉ_２とは逆方向の電流である。

駆動装置３Ｌは、メインダイオードＤ１１及びセンスダイオードＤ１２を備える。メインダイオードＤ１１は、メイントランジスタ１２に逆並列に接続される第１の還流ダイオードの一例である。

センスダイオードＤ１２は、メインダイオードＤ１１に並列に接続される経路３１に直列に挿入される第２の還流ダイオードの一例である。センスダイオードＤ１２は、メインダイオードＤ１１に流れる電流に応じたセンス電流を生成するセンスダイオードの一例であり、メインダイオードＤ１１に流れる電流が大きいほど大きな電流が流れるセンス素子である。センスダイオードＤ１２は、例えば、メインダイオードＤ１１に流れるダイオード電流Ｉ_１に比例したセンスダイオード電流Ｉ_２を出力する。

センスダイオード電流Ｉ_２は、ダイオード電流Ｉ_１に応じてセンス比ｎの割合で流れる電流であり、ダイオード電流Ｉ_１よりも電流値がセンス比ｎによって小さくされた電流である。センスダイオード電流Ｉ_２は、センスダイオードＤ１２の順方向に流れる電流である。

センスダイオードＤ１２のアノードは、センスエミッタ端子ＳＥが接続される接続点ｂに接続され、接続点ｂを介して温度検出回路５０の電圧検出部に接続されるＰ型電極である。センスダイオードＤ１２のカソードは、コレクタ端子Ｃが接続される接続点ａに接続され、接続点ａを介して導電部６１に接続されるＮ型電極である。

温度検出回路５０は、例えば、抵抗Ｒ１にセンスダイオード電流Ｉ_２が流れることにより発生する負のセンス電圧Ｖｓｅをモニタすることによって、メインダイオードＤ１１の順方向電圧ＶＦ１とセンスダイオードＤ１２の順方向電圧ＶＦ２との差電圧ΔＶＦを検出する。この場合、センス電圧Ｖｓｅは、例えば、センスダイオード電流Ｉ_２が抵抗Ｒ１に流れることによって抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧である。

メインダイオードＤ１１及びセンスダイオードＤ１２の通電時、温度検出回路５０は、例えば、センスダイオード電流Ｉ_２が抵抗Ｒ１に流れることによって発生する負のセンス電圧Ｖｓｅをモニタすることにより差電圧ΔＶＦを検出することによって、絶対温度Ｔを推定できる。

駆動装置３Ｌは、異常検出回路８０を備える。異常検出回路８０は、センス電流Ｉｓｅが抵抗Ｒ１を経由することにより発生する正のセンス電圧Ｖｓｅに基づいて、メイントランジスタ１２に流れる主電流Ｉｅの異常を検出する異常検出手段の一例である。この場合、センス電圧Ｖｓｅは、例えば、センス電流Ｉｓｅが抵抗Ｒ１に流れることによって抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧である。

トランジスタＳ１１の通電時、異常検出回路８０は、例えば、センス電流Ｉｓｅが抵抗Ｒ１に流れることにより発生する正のセンス電圧Ｖｓｅと所定の基準電圧とを比較することで、主電流Ｉｅが異常電流（例えば、過電流、短絡電流）であるか否かを判定できる。例えば、異常検出回路８０は、正のセンス電圧Ｖｓｅが所定の基準電圧を超えることが検出されるとき、主電流Ｉｅが過電流であると判定する。

異常検出回路８０は、検出されたセンス電圧Ｖｓｅに応じて、異常電流検出信号を出力する。異常電流検出信号は、例えば、差電圧ΔＶＦ（つまり、センス電圧Ｖｓｅ）の検出値、異常電流の判定信号などが挙げられる。

主電流Ｉｅの異常が異常検出回路８０により検出された場合、例えば、トランジスタＳ１１はゲート駆動回路４０によりオフされる。トランジスタＳ１１がオフされることにより、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３がオフするので、異常な主電流Ｉｅの流れを遮断することができる。

このように、センスエミッタ端子ＳＥは、温度検出のための機能と電流異常検出のための機能とを兼備するので、温度検出用端子と電流異常検出端子との共用化が可能となる。また、端子の共用化によって、端子に接続される配線の共用化も可能となる。

また、制御回路９１Ｌの温度検出回路５０は、ローサイドのメインダイオードＤ１１から中間ノード６５を介して負荷７０に還流するダイオード電流Ｉ_１が流れる場合、例えば、ローサイドのトランジスタＳ１１の温度を検出できる。一方、制御回路９１Ｌの異常検出回路８０は、負荷７０から中間ノード６５を介してローサイドのメイントランジスタ１２に流入する主電流Ｉｅが流れる場合、ローサイドのメイントランジスタ１２に流入する主電流Ｉｅの異常を検出できる。メインダイオードＤ１１及びセンスダイオードＤ１２は、ローサイドのメイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３が設けられるチップ２１に設けられることにより、ローサイドのトランジスタＳ１１の温度を高精度に検出する効果を高めることが可能となる。

一方、制御回路９１Ｈの温度検出回路５０は、負荷７０から中間ノード６５を介してハイサイドのメインダイオードＤ２１に還流するダイオード電流Ｉ_１が流れる場合、例えば、ハイサイドのトランジスタＳ１２の温度を検出できる。一方、制御回路９１Ｈの異常検出回路８０は、ハイサイドのメイントランジスタ１２から中間ノード６５を介して負荷７０に流出する主電流Ｉｅが流れる場合、ハイサイドのメイントランジスタ１２から流出する主電流Ｉｅの異常を検出できる。メインダイオードＤ２１及びセンスダイオードＤ２２は、ハイサイドのメイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３が設けられるチップ２２に設けられることにより、ハイサイドのトランジスタＳ１２の温度を高精度に検出する効果を高めることが可能となる。

図６は、半導体装置の一例である駆動装置４の一例を示す構成図である。上述の実施形態と同様の構成についての説明は省略する。駆動装置４は、図５等の電力変換装置に適用されてもよい。

センス電流Ｉｓｅが抵抗Ｒ１を経由して流れることにより、主電流Ｉｅの大きさに応じたセンス電圧Ｖｓｅが抵抗Ｒ１の両端に発生する。例えば、異常検出回路８０は、センス電圧Ｖｓｅの正の電圧値を検出することによって、主電流Ｉｅの大きさを検出できる。

異常検出回路８０は、例えば、コンパレータ８１を有してもよい。コンパレータ８１は、センス電圧Ｖｓｅと正の基準電圧Ｖｒｅｆ１とを比較し、その比較結果に応じた異常電流検出信号を出力する。コンパレータ８１は、センス電圧Ｖｓｅが正の基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも高いことが検出されるとき、トランジスタＳ１に過電流（短絡電流でもよい）が流れていると判断し、ハイレベルの異常電流検出信号を出力する。

ハイレベルの異常電流検出信号が異常検出回路８０から出力された場合、例えば、トランジスタＳ１はゲート駆動回路４０によりオフされる。トランジスタＳ１がオフされることにより、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３がオフするので、異常な主電流Ｉｅの流れを遮断することができる。

一方、センスダイオード電流Ｉ_２が抵抗Ｒ１を経由して流れることにより、ダイオード電流Ｉ_１の大きさに応じたセンス電圧Ｖｓｅが抵抗Ｒ１の両端に発生する。例えば、温度検出回路５０は、センス電圧Ｖｓｅの負の電圧値を検出することによって、第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２の温度又はメイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３の温度を検出できる。また、例えば、温度検出回路５０は、センス電圧Ｖｓｅの負の電圧値を検出することによって、ダイオード電流Ｉ_１の大きさを検出することもできる。

温度検出回路５０は、例えば、コンパレータ５１を有してもよい。コンパレータ５１は、センス電圧Ｖｓｅと負の基準電圧Ｖｒｅｆ２とを比較し、その比較結果に応じた過熱検出信号を出力する。コンパレータ５１は、センス電圧Ｖｓｅが負の基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも低いことが検出されるとき、第１ダイオードＤ１又はメイントランジスタ１２が過熱異常であると判断し、ローレベルの過熱検出信号を出力する。

ローレベルの過熱検出信号が温度検出回路５０から出力された場合、例えば、トランジスタＳ１はゲート駆動回路４０によりオフされる。トランジスタＳ１がオフされることにより、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３がオフするので、第１ダイオードＤ１又はメイントランジスタ１２の異常な温度上昇を防止することができる。

したがって、抵抗Ｒ１及びセンスエミッタ端子ＳＥは主電流Ｉｅの異常検出と温度検出の両方の機能を兼ね備えることが可能となるので、小型化及び低コスト化が可能となる。

図７は、複数の駆動装置を備える電力変換装置１０２の一例を示す構成図である。上述の実施形態と同様の構成及び効果についての説明は省略する。

駆動装置５Ｌ，５Ｈは、それぞれ、半導体装置の一例であり、互いに同一の回路構成を有する。よって、駆動装置５Ｌについての以下の詳細な説明は、駆動装置５Ｈに援用される。

トランジスタＳ１１は、例えば、メイントランジスタ１２とセンストランジスタ１３とメインダイオードＤ１１とセンスダイオードＤ１２とが共通のチップ２１に設けられたダイオード内蔵ＩＧＢＴである。ダイオード内蔵ＩＧＢＴは、ダイオードのアノード電極とＩＧＢＴのエミッタ電極とを共通電極とし、ダイオードのカソード電極とＩＧＢＴのコレクタ電極とを共通電極とした構造を有している。ダイオード内蔵ＩＧＢＴは、逆導通ＩＧＢＴ（Reverse Conducting（ＲＣ）‐ＩＧＢＴ）とも称される。センスエミッタ端子ＳＥは、例えば、接続点ｂに接続され、接続点ｂを介して温度検出回路５０及び通電方向判定回路８５に接続されるセンス端子である。

通電方向判定回路８５は、センスダイオードＤ１２に還流するセンスダイオード電流Ｉ_２が抵抗Ｒ１を経由することにより発生するセンス電圧Ｖｓｅに基づいて、メイントランジスタ１２のオフ状態を維持させるオフ制御手段の一例である。通電方向判定回路８５は、正のセンス電圧Ｖｓｅが検出される場合、トランジスタＳ１１が通電中と判定でき、負のセンス電圧Ｖｓｅが検出される場合、メインダイオードＤ１１が通電中と判定できる。

ゲート駆動回路４０は、メインダイオードＤ１１が通電中と判定したことを知らせる判定信号が入力されているとき、トランジスタＳ１１をオンさせる駆動信号が供給されても、トランジスタＳ１１のオフ状態を維持する。これにより、ダイオード電流Ｉ_１が流れているときに、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３がオフからオンに切り替わることを防止できる。また、ダイオード電流Ｉ_１が流れているときに、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３がオンすることによって、メインダイオードＤ１１及びセンスダイオードＤ１２の損失が増大することを防止できる。

温度検出回路５０は、例えば、抵抗Ｒ１にセンスダイオード電流Ｉ_２が流れることにより発生する負のセンス電圧Ｖｓｅをモニタすることによって、メインダイオードＤ１１の順方向電圧ＶＦ１とセンスダイオードＤ１２の順方向電圧ＶＦ２との差電圧ΔＶＦを検出する。メインダイオードＤ１１及びセンスダイオードＤ１２の通電時、温度検出回路５０は、例えば、センスダイオード電流Ｉ_２が抵抗Ｒ１に流れることによって発生する負のセンス電圧Ｖｓｅをモニタすることにより差電圧ΔＶＦを検出することによって、絶対温度Ｔを推定できる。

通電方向判定回路８５は、センス電流Ｉｓｅが抵抗Ｒ１を経由することにより発生する正のセンス電圧Ｖｓｅに基づいて、メイントランジスタ１２に流れる主電流Ｉｅの異常を検出する異常検出手段として機能（例えば、上述の異常検出回路８０の機能）も備えてもよい。

以上、半導体装置を実施形態により説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。

例えば、半導体装置は、集積回路により形成された構成を有する半導体デバイスでもよいし、ディスクリート部品により形成された構成を有する半導体デバイスでもよい。

また、トランジスタは、ＩＧＢＴ以外の他のスイッチング素子でもよく、例えば、Ｎチャネル型又はＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）でもよいし、ＮＰＮ型又はＰＮＰ型のバイポーラトランジスタでもよい。ＭＯＳＦＥＴの場合、「コレクタ」を「ドレイン」に、「エミッタ」を「ソース」に置き換えて読めばよいし、バイポーラトランジスタの場合、「ゲート」を「ベース」に置き換えて読めばよい。

また、上述の実施形態は、第２の還流ダイオードの電流密度が第１の還流ダイオードの電流密度よりも低い場合を示すものであるが、第１の還流ダイオードの電流密度が第２の還流ダイオードの電流密度よりも低い場合でも、温度を高精度に検出することが可能である。

例えば図１において、抵抗Ｒ１は、第２ダイオードＤ２との直列接続から第１ダイオードＤ１との直列接続に変更されることによって、第１ダイオードＤ１の電流密度を第２ダイオードＤ２の電流密度よりも低くできる。同様に、例えば図５において、異常電流検出回路８０が無い等の必要な条件を満たせば、抵抗Ｒ１は、センスダイオードＤ１２との直列接続からメインダイオードＤ１１との直列接続に変更されることによって、メインダイオードＤ１１の電流密度をセンスダイオードＤ１２の電流密度よりも低くできる。

１，２，３Ｌ，３Ｈ，４，５Ｌ，５Ｈ駆動装置（半導体装置の例）
１２メイントランジスタ
１３センストランジスタ
２０，２１，２２チップ
３１電流経路
４０ゲート駆動回路
５０温度検出回路
６１，６２導電部
７０負荷
８０異常検出回路
８５通電方向判定回路
９１Ｌ，９１Ｈ制御回路
１０１，１０２電力変換装置
Ｄ１第１ダイオード
Ｄ２第２ダイオード
Ｄ１１メインダイオード
Ｄ１２センスダイオード
Ｒ１抵抗
Ｓ１，Ｓ１１，Ｓ１２トランジスタ

Claims

スイッチング素子と、
前記スイッチング素子に逆並列に接続される第１の還流ダイオードと、
前記第１の還流ダイオードに並列に接続される電流経路と、
前記電流経路に直列に挿入される第２の還流ダイオードと、
前記第１の還流ダイオードの順方向電圧と前記第２の還流ダイオードの順方向電圧との差電圧に基づいて温度を検出する温度検出手段とを備え、
前記第１の還流ダイオードの電流密度と前記第２の還流ダイオードの電流密度とが互いに異なる、半導体装置。
前記第２の還流ダイオードの電流密度が、前記第１の還流ダイオードの電流密度よりも低い、請求項１に記載の半導体装置。
前記温度検出手段は、前記電流経路に直列に挿入される抵抗に電流が流れることにより発生する電圧をモニタすることによって、前記差電圧を検出する、請求項２に記載の半導体装置。
前記抵抗は、前記第２の還流ダイオードのアノードと前記第１の還流ダイオードのアノードとの間に接続される、請求項３に記載の半導体装置。
前記スイッチング素子に流れる電流に応じたセンス電流を生成するセンススイッチング素子と、
前記センス電流が前記抵抗を経由することにより発生するセンス電圧に基づいて、前記スイッチング素子に流れる電流の異常を検出する異常検出手段とを備える、請求項４に記載の半導体装置。
前記第２の還流ダイオードに流れる還流電流が前記抵抗を経由することにより発生するセンス電圧に基づいて、前記スイッチング素子のオフ状態を維持させるオフ制御手段を備える、請求項４又は５に記載の半導体装置。
前記第１の還流ダイオード及び前記第２の還流ダイオードは、前記スイッチング素子が設けられるチップに設けられる、請求項１から６のいずれか一項に記載の半導体装置。