JP2016021802A

JP2016021802A - 電源回路

Info

Publication number: JP2016021802A
Application number: JP2014144102A
Authority: JP
Inventors: 山田　学; Manabu Yamada; 学山田
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2014-07-14
Filing date: 2014-07-14
Publication date: 2016-02-04
Also published as: US20160013720A1; US9621039B2

Abstract

【課題】電流モードＰＷＭにおいてデューティを測定することなくデッドタイムを適正化する。
【解決手段】スイッチング回路ＳＷは、直流を分断し、平滑回路Ｈは、スイッチング回路ＳＷにて分断された直流を平滑化し、スイッチング制御部１１は、平滑回路Ｈの出力電圧が目標値に近づくように電流制御値を算出し、スイッチング回路ＳＷから平滑回路Ｈに入力される入力電流と、電流制御値との比較結果に基づいてスイッチング回路ＳＷをスイッチング制御する。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、電源回路に関する。

ＰＷＭ制御のデジタルスイッチング電源回路において、同期整流器ドライバのデッドタイムの最適化制御法には、電圧モードＰＷＭでのデューティ制御値を用いた自律制御法が知られている。

特開２０１０−１１７０２号公報

本発明の一つの実施形態は、電流モードＰＷＭにおいてデューティを測定することなくデッドタイムの適正化が可能な電源回路を提供することを目的とする。

本発明の一つの実施形態によれば、スイッチング回路と、平滑回路と、スイッチング制御部とを備える。スイッチング回路は、直流を分断する。平滑回路は、前記スイッチング回路にて分断された直流を平滑化する。スイッチング制御部は、前記平滑回路の出力電圧が目標値に近づくように電流制御値を算出し、前記スイッチング回路から前記平滑回路に入力される入力電流と、前記電流制御値との比較結果に基づいて前記スイッチング回路をスイッチング制御する。

図１は、第１実施形態に係る電源回路の概略構成を示すブロック図である。図２は、入力電流波形と電流制御値の代表的な波形を示すタイミングチャートである。図３（ａ）〜図３（ｃ）は、デッドタイムｔｄ１が変化した時のインダクタ電流およびスイッチングノード電圧との関係を示すタイミングチャートである。図４（ａ）〜図４（ｃ）は、デッドタイムｔｄ２が変化した時のインダクタ電流およびスイッチングノード電圧を示すタイミングチャートである。図５は、デッドタイムｔｄ１が変化した時のレギュレーション効率および電流制御値を示す図である。図６は、デッドタイムｔｄ２が変化した時のレギュレーション効率および電流制御値を示す図である。図７は、第２実施形態に係る電源回路におけるスロープ開始からコンパレータ検知までの制御電圧の波形を示すタイミングチャートである。図８は、第３実施形態に係る電源回路におけるスロープ開始からコンパレータ検知までの制御電圧の波形を示すタイミングチャートである。図９は、第４実施形態に係る電源回路におけるスロープ開始からコンパレータ検知までの制御電圧の波形を示すタイミングチャートである。図１０は、第５実施形態に係る電源回路におけるデッドタイムの適正化動作を示すフローチャートである。図１１は、第６実施形態に係る電源回路におけるデッドタイムの適正化動作を示すフローチャートである。

以下に添付図面を参照して、実施形態に係る電源回路を詳細に説明する。なお、これらの実施形態により本発明が限定されるものではない。

（第１実施形態）
図１は、第１実施形態に係る電源回路の概略構成を示すブロック図である。
図１において、電源回路には、直流電源Ｄ、スイッチング回路ＳＷ、平滑回路Ｈ、電流センサＳＡおよびスイッチング制御部１１が設けられている。

スイッチング回路ＳＷは直流電源Ｄにて生成された直流を分断することができ、ハイサイドスイッチＭＨおよびロウサイドスイッチＭＬが設けられている。ハイサイドスイッチＭＨはｐチャンネル電界効果トランジスタ、ロウサイドスイッチＭＬはｎチャンネル電界効果トランジスタを用いることができる。

平滑回路Ｈはスイッチング回路ＳＷにて分断された直流を平滑化することができ、インダクタＬおよびキャパシタＣが設けられている。

そして、ハイサイドスイッチＭＨのソースは直流電源Ｄに接続され、ハイサイドスイッチＭＨのドレインはロウサイドスイッチＭＬのドレインに接続され、ロウサイドスイッチＭＬのソースは接地されている。ハイサイドスイッチＭＨのゲートおよびロウサイドスイッチＭＬのゲートはドライバ２２に接続されている。

また、ロウサイドスイッチＭＬのドレインはインダクタＬの一端に接続され、インダクタＬの他端はキャパシタＣの一端に接続され、キャパシタＣの他端は接地されている。また、キャパシタＣには負荷Ｒが並列に接続されている。

直流電源Ｄが直流電圧Ｖｉｎを生成することができる。電流センサＳＡは、スイッチング回路ＳＷから平滑回路Ｈに入力される入力電流ｉ_Ｌを検出することができる。

スイッチング制御部１１は、平滑回路Ｈの出力電圧Ｖｏｕｔが目標値Ｖｒに近づくように電流制御値Ｉｃを算出することができる。そして、入力電流ｉ_Ｌと電流制御値Ｉｃとの比較結果に基づいて、スイッチング回路ＳＷをスイッチング制御することができる。

ここで、スイッチング制御部１１には、平滑回路Ｈの出力電圧ＶｏｕｔをＡＤ変換するＡＤコンバータ１２、ＡＤ変換された出力電圧Ｖｏｕｔと基準値Ｖｒとの誤差Ｅｒを算出する誤差算出回路１３、誤差算出回路１３にて算出された誤差Ｅｒが０に近づくように電流制御値Ｉｃを算出するデジタル補償器１４、デジタルコンパレータ１８に入力される電流制御値Ｉｃに付与される傾きを生成する傾き生成回路１５、傾き生成回路１５にて生成された傾きを電流制御値Ｉｃに加算する加算器１６、電流センサＳＡの検出値をＡＤ変換するＡＤコンバータ１７、入力電流ｉ_Ｌのデジタル値Ｉｓと傾きが付与された電流制御値Ｉｒを比較するデジタルコンパレータ１８、デジタルコンパレータ１８から出力されるリセット信号Ｒｓに基づいてパルス幅が調整されたパルス信号を生成するフリップフロップ１９、電流制御値Ｉｃが最小値に近づくようにスイッチング回路ＳＷのデッドタイムｔｄ１、ｔｄ２を制御するデッドタイム補償回路２０、パルス信号にデッドタイムｔｄ１、ｔｄ２を付加することで制御電圧Ｖｇ１、Ｖｇ２を生成するデッドタイム付加回路２１、制御電圧Ｖｇ１、Ｖｇ２に基づいてＰＷＭ信号を生成し、ハイサイドスイッチＭＨのゲートおよびロウサイドスイッチＭＬのゲートを駆動するドライバ２２が設けられている。なお、デッドタイムｔｄ１は、ハイサイドスイッチＭＨがオフしてからロウサイドスイッチＭＬがオンするまでの時間、デッドタイムｔｄ２は、ロウサイドスイッチＭＬがオフしてからハイサイドスイッチＭＨがオンするまでの時間である。
なお、傾き生成回路１５は、電流制御値Ｉｃの傾きの付与の開始点から、傾きが付与された電流制御値Ｉｒと入力電流ｉ_Ｌのデジタル値Ｉｓとの一致点までの時間が、スイッチング回路ＳＷのデューティのみに依存するように電流制御値Ｉｃの傾きの生成を開始することができる。
デッドタイム補償回路２０には、デッドタイムサーチ部２０Ａ、電流制御値観測部２０Ｂおよび電流制御値判定部２０Ｃが設けられている。デッドタイムサーチ部２０Ａは、スイッチング回路ＳＷのデッドタイムをサーチすることができる。電流制御値観測部２０Ｂは、スイッチング回路ＳＷのデッドタイムがサーチされた時の電流制御値Ｉｃを観測することができる。電流制御値判定部２０Ｃは、前回観測された電流制御値Ｉｃと今回観測された電流制御値Ｉｃとの比較結果に基づいて、電流制御値Ｉｃが最小かどうかを判定することができる。

そして、ドライバ２２からＰＷＭ信号が出力されることで、ハイサイドスイッチＭＨおよびロウサイドスイッチＭＬが相補的にオン／オフされる。この時、ハイサイドスイッチＭＨがオンした時はロウサイドスイッチＭＬはオフし、直流電源ＤからハイサイドスイッチＭＨを介して入力電流ｉ_ＬがインダクタＬに供給されることにより、入力電流ｉ_Ｌが上昇し、キャパシタＣに電荷が供給され、それに伴って出力電圧Ｖｏｕｔが変化する。

一方、ハイサイドスイッチＭＨがオフした時はロウサイドスイッチＭＬはオンし、インダクタＬに供給される入力電流は下降し、キャパシタＣに蓄積された電荷が負荷Ｒを介して放電され、それに伴って出力電圧Ｖｏｕｔが変化する。この時、ＰＷＭ信号にデッドタイムｔｄ１、ｔｄ２が付加されることにより、ハイサイドスイッチＭＨおよびロウサイドスイッチＭＬが同時にオンするのが防止される。

そして、平滑回路Ｈの出力電圧ＶｏｕｔはＡＤコンバータ１２にてＡＤ変換された後、誤差算出回路１３にて基準値Ｖｒと減算されることで誤差Ｅｒが算出され、デジタル補償器１４に入力される。

そして、デジタル補償器１４において、誤差Ｅｒが０に近づくように電流制御値Ｉｃが算出され、加算器１６に出力される。一方、傾き生成回路１５では、電流制御値Ｉｃに付与される傾きが生成され、加算器１６に出力される。そして、傾き生成回路１５にて生成された傾きが電流制御値Ｉｃに加算されることで電流制御値Ｉｒが算出され、デジタルコンパレータ１８に入力される。また、一方、入力電流ｉ_Ｌは電流センサＳＡにて検出される。そして、その検出値がＡＤコンバータ１７にてＡＤ変換されることで入力電流ｉ_Ｌのデジタル値Ｉｓが生成され、デジタルコンパレータ１８に入力される。そして、デジタルコンパレータ１８において、入力電流ｉ_Ｌのデジタル値Ｉｓが電流制御値Ｉｒに一致すると、リセット信号Ｒｓが立ち上げられ、フリップフロップ１９がリセットされる。そして、フリップフロップ１９において、クロックＣＫが立ち上がると、出力Ｑが立ち上げられ、リセット信号Ｒｓが立ち上げられると、出力Ｑが立ち下げられることで、パルス信号が生成される。そして、デッドタイム付加回路２１において、パルス信号にデッドタイムｔｄ１、ｔｄ２が付加されることで制御電圧Ｖｇ１、Ｖｇ２が生成され、ドライバ２２に出力される。そして、ドライバ２２において、制御電圧Ｖｇ１、Ｖｇ２に基づいてＰＷＭ信号が生成され、ハイサイドスイッチＭＨおよびロウサイドスイッチＭＬが駆動される。
ここで、デッドタイム補償回路２０では、デッドタイムｔｄ１、ｔｄ２がサーチされ、その時の電流制御値Ｉｒが観測される。そして、電流制御値Ｉｃが最小値と判断される時のデッドタイムｔｄ１、ｔｄ２が検知され、そのデッドタイムｔｄ１、ｔｄ２がデッドタイム付加回路２１に出力される。
ここで、電流制御値Ｉｃが最小値と判断される時のデッドタイムｔｄ１、ｔｄ２をＰＷＭ信号に付加することにより、デューティを測定することなくデッドタイムｔｄ１、ｔｄ２を最適化することができ、電流モードでのレギュレーション効率を向上させることができる。
また、出力電圧Ｖｏｕｔの揺らぎがデジタル補償器１４のゼロ誤差範囲（Ｚｅｒｏ−ｅｒｒｏｒｂｉｎ）内であれば、定常状態では電流制御値Ｉｃは一定である。これに対して、出力電圧Ｖｏｕｔの揺らぎがデジタル補償器１４のゼロ誤差範囲（Ｚｅｒｏ−ｅｒｒｏｒｂｉｎ）内である場合においても、電流波形のノイズによってデューティに揺らぎが発生する。このため、電流制御値Ｉｃを用いてデッドタイムｔｄ１、ｔｄ２を最適化することにより、デューティ測定値を用いる必要がなくなることから、電流波形のノイズによってデューティに揺らぎが発生する場合においても、電流制御値Ｉｃがノイズによる揺らぎに埋もれることがなく、デッドタイムｔｄ１、ｔｄ２の最適化処理の安定化を図ることができる。

図２は、入力電流（インダクタ電流）波形と電流制御値の代表的な波形を示すタイミングチャートである。
図２において、定常状態では電流制御値Ｉｃは一定である。ここで、傾き生成回路１５にて生成された傾きが−ｍとすると、この傾きを電流制御値Ｉｃに付与することで電流制御値Ｉｒを生成する。そして、ハイサイドスイッチＭＨのデューティをｄとすると、デューティｄで与えられる時間だけハイサイドスイッチＭＨがオンする。そして、ハイサイドスイッチＭＨがオンすると、入力電流ｉ_Ｌのデジタル値Ｉｓが増加する。そして、入力電流ｉ_Ｌのデジタル値ＩｓのピークＰＫで電流制御値Ｉｒと一致すると、その時点がデジタルコンパレータ１８にて検知される。この時、リセット信号Ｒｓが立ち下げられることでハイサイドスイッチＭＨがオフされ、入力電流ｉ_Ｌのデジタル値Ｉｓが増加から減少に転じる。
ここで、電流制御値Ｉｃに傾きを付与することにより、デューティｄの増大に伴って電流制御値Ｉｒを減少させることができる。このため、電流制御値Ｉｃにずれがある場合においても、入力電流ｉ_Ｌのデジタル値Ｉｓと電流制御値Ｉｒとの一致点の検知の安定化を図ることができる。
また、電流制御値Ｉｃは（ＰＫ＋ｍ＊ｄ）の関数となるが、傾きｍを一定にすれば、ｍ＊ｄの項はデューティｄに依存し、最適なデッドタイムでデューティｄが最小となる。このため、電流制御値Ｉｃの傾きｍの付与の開始点（スロープ開始）から、電流制御値Ｉｒと入力電流ｉ_Ｌのデジタル値Ｉｓとの一致点（コンパレータ検知）までの時間がデューティｄのみに依存することが好ましい。

図３（ａ）〜図３（ｃ）は、デッドタイムｔｄ１が変化した時のインダクタ電流およびスイッチングノード電圧との関係を示すタイミングチャートである。なお、図３（ａ）はｖｇ１の立ち下りからｖｇ２の立ち上がりまでの最適デッドタイムｔｄ１ｐとｖｇ２の立ち下りからｖｇ１の立ち上がりまでの最適デッドタイムｔｄ２ｐに対応するスイッチングノード電圧Ｖ_ＬＸと入力電流ｉ_Ｌの波形を示す。なお、＜Ｖ_ＬＸ＞はスイッチングノード電圧Ｖ_ＬＸの平均値である。図３（ｂ）はデッドタイムｔｄ１が長すぎて、同期整流器のロウサイドスイッチＭＬのボディダイオードに電流が流れている時に対応するスイッチングノード電圧Ｖ_ＬＸと入力電流ｉ_Ｌの波形を示す。図３（ｃ）はデッドタイムｔｄ１が短すぎて、同期整流器に貫通電流が流れている時に対応するスイッチングノード電圧Ｖ_ＬＸと入力電流ｉ_Ｌの波形を示す。この時、入力電流ｉ_Ｌの傾きは常に（Ｖ_ＬＸ−＜Ｖ_ＬＸ＞）／Ｌである。また、図３（ｂ）および図３（ｃ）の入力電流ｉ_Ｌの波形には、最適デッドタイムｔｄ１ｐにおける入力電流ｉ_Ｌの波形を破線で重ねて示した。入力電流ｉ_Ｌの波形は、デッドタイムｔｄ１が最適化された場合より最適化されてない場合の方が僅かに平均値が大きくなるため、負荷電流が一定の場合は電荷バランスのために極僅かに電流波形全体が下がる。ただし、この電流波形は、実際には電流値のＡＤコンバータのＬＳＢに比べると無視できる程度にしか降下しない。従って、デジタルコンパレータ１８が検知するピークＰＫ１〜ＰＫ３は、デッドタイムｔｄ１が最適化された場合より最適化されてない場合の方が僅かに大きくなる。

図４（ａ）〜図４（ｃ）は、デッドタイムｔｄ２が変化した時のインダクタ電流およびスイッチングノード電圧を示すタイミングチャートである。なお、図４（ａ）は、最適デッドタイムｔｄ１ｐ、ｔｄ２ｐに対応するスイッチングノード電圧Ｖ_ＬＸと入力電流ｉ_Ｌの波形を示す。図４（ｂ）は、デッドタイムｔｄ２が長すぎて、同期整流器のロウサイドスイッチＭＬのボディダイオードに電流が流れている時に対応するスイッチングノード電圧Ｖ_ＬＸと入力電流ｉ_Ｌの波形を示す。図４（ｃ）は、デッドタイムｔｄ２が短すぎて、同期整流器に貫通電流が流れている時に対応するスイッチングノード電圧Ｖ_ＬＸと入力電流ｉ_Ｌの波形を示す。この時、入力電流ｉ_Ｌの傾きは常に（Ｖ_ＬＸ−＜Ｖ_ＬＸ＞）／Ｌである。また、図４（ｂ）および図４（ｃ）の入力電流ｉ_Ｌの波形には、最適デッドタイムｔｄ２ｐにおける入力電流ｉ_Ｌの波形を破線で重ねて示した。この場合も負荷電流が一定の時には電荷バランスのために極僅かに電流波形が上下するが無視できる程度である。従って、デジタルコンパレータ１８が検知するピークＰＫ４〜ＰＫ６はいずれの状態でも変化しない。このため、デッドタイムｔｄ１、ｔｄ２いずれについても最適値をとっている場合に、（ＰＫ＋ｍ＊ｄ）が最小となるため、電流制御値Ｉｃも最小値を取ると予想される。

図５は、デッドタイムｔｄ１が変化した時のレギュレーション効率および電流制御値を示す図である。
図５において、入力電圧Ｖｉｎ＝５Ｖ、出力電圧Ｖｏｕｔ＝１．８Ｖ、Ｌ＝４．７ｕＨ、Ｃ＝１８８ｕＦ、スイッチング周波数２００ｋＨｚ、負荷電流Ｉｌｏａｄ＝３Ａにおいて、実際にデッドタイムｔｄ２を固定し、デッドタイムｔｄ１を変化させた。この時、電流制御値Ｉｃの最小点とレギュレーション効率ηの最高点が一致していることがわかる。

図６は、デッドタイムｔｄ２が変化した時のレギュレーション効率および電流制御値を示す図である。
図６において、図５と同様の条件でデッドタイムｔｄ１を最適値に固定し、デッドタイムｔｄ２を変化させた。この時、電流制御値Ｉｃの最小点とレギュレーション効率ηの最高点が一致していることがわかる。

（第２実施形態）
図７は、第２実施形態に係る電源回路におけるスロープ開始からコンパレータ検知までの制御電圧の波形を示すタイミングチャートである。
図７において、制御電圧ｖｇ１は、クロックＣＫの立ち上がりからデッドタイムｔｄ２後にハイサイドスイッチＭＨをオンさせ、デジタルコンパレータ１８の検知でオフさせる。制御電圧ｖｇ２は、クロックＣＫの立ち上がりでロウサイドスイッチＭＬをオフさせ、デジタルコンパレータ１８の検知からデッドタイムｔｄ１後にオンさせる。この時、傾き生成回路１５のスロープ開始点は、ロウサイドスイッチＭＬがオフされる時点からデッドタイムｔｄ２分だけ遅らせることにより、スロープ開始からコンパレータ検知までの時間をデューティｄのみに依存させることができる。

（第３実施形態）
図８は、第３実施形態に係る電源回路におけるスロープ開始からコンパレータ検知までの制御電圧の波形を示すタイミングチャートである。
図８において、制御電圧ｖｇ１は、クロックＣＫの立ち上がりでハイサイドスイッチＭＨをオンさせ、デジタルコンパレータ１８の検知でオフさせる。制御電圧ｖｇ２は、デジタルコンパレータ１８の検知からデッドタイムｔｄ１後にロウサイドスイッチＭＬをオンさせ、クロックＣＫの立ち上がりから（Ｔ−ｔｄ２）後にオフさせる。ただし、Ｔはスイッチング周期である。この時、傾き生成回路１５のスロープ開始点は、デッドタイムｔｄ２に寄らずに固定させることにより、スロープ開始からコンパレータ検知までの時間をデューティｄのみに依存させることができる。

（第４実施形態）
図９は、第４実施形態に係る電源回路におけるスロープ開始からコンパレータ検知までの制御電圧の波形を示すタイミングチャートである。
図９において、制御電圧ｖｇ１は、クロックＣＫの立ち上がりからデッドタイムｔｄ２の最大値ｔｄ２ｍ後にハイサイドスイッチＭＨをオンさせ、デジタルコンパレータ１８の検知でオフさせる。制御電圧ｖｇ２は、クロックＣＫの立ち上がりから（ｔｄ２ｍ−ｔｄ２）後にロウサイドスイッチＭＬをオフさせ、デジタルコンパレータ１８の検知からデッドタイムｔｄ１後にオンさせる。この時、傾き生成回路１５のスロープ開始点は、デッドタイムｔｄ２に寄らずに固定させることにより、スロープ開始からコンパレータ検知までの時間をデューティｄのみに依存させることができる。

（第５実施形態）
図１０は、第５実施形態に係る電源回路におけるデッドタイムの適正化動作を示すフローチャートである。なお、ｔｄはデッドタイムでｔｄ１であってもよいし、ｔｄ２であってもよい。ｔｄｍはデッドタイムｔｄの最大値、ｔｄｐは最適デッドタイム、Ｉｃｐは電流制御値Ｉｃの最適値である。
図１０において、定時間ごと又は負荷変動などを示すトリガーが入ると、デッドタイムｔｄを最大値ｔｄｍにリセットする（Ｓ１）。次に、最適デッドタイムｔｄｐにデッドタイムｔｄを設定し（Ｓ２）、電流制御値Ｉｃを最適値Ｉｃｐに設定する（Ｓ３）。次に、デッドタイムｔｄを微小値Δｔｄだけ減らし（Ｓ４）、ｎ（ｎは正の整数）サイクルだけ待機する（Ｓ５）。なお、ｎは、デッドタイムｔｄを微小値Δｔｄだけ減らした時に電流制御値Ｉｃが定常状態に落ち着くまでの時間に設定することができる。次に、電流制御値Ｉｃが最適値Ｉｃｐに等しいかどうかを判断し（Ｓ６）、等しい場合はＳ４に戻ってＳ４〜Ｓ６の処理を繰り返す。一方、電流制御値Ｉｃが最適値Ｉｃｐに等しくない場合、電流制御値Ｉｃが最適値Ｉｃｐより小さいかどうかを判断し（Ｓ７）、小さい場合はＳ２に戻ってＳ２〜Ｓ７の処理を繰り返す。一方、電流制御値Ｉｃが最適値Ｉｃｐ以上の場合、デッドタイムｔｄを最適デッドタイムｔｄｐに設定する（Ｓ８）。
この方法では、トリガーが入ると、デッドタイムｔｄの最適化を最大値ｔｄｍから開始することができる。なお、図５および図６からも判るように、デッドタイムｔｄが短すぎると、レギュレーション効率ηの低下が著しいため、安全を期すためにデッドタイムｔｄは電流制御値Ｉｃが最小となるデッドタイムｔｄのうち、最大の値を取ることができる。

（第６実施形態）
図１１は、第６実施形態に係る電源回路におけるデッドタイムの適正化動作を示すフローチャートである。なお、ｔｄｓは、デッドタイムｔｄの前回の最適値である。
図１１において、デッドタイムｔｄをデッドタイムｔｄｓに設定する。そして、定時間ごと又は負荷変動などを示すトリガーが入ると（Ｓ１１）、最適デッドタイムｔｄｐにデッドタイムｔｄを設定し（Ｓ１２）、電流制御値Ｉｃを最適値Ｉｃｐに設定する（Ｓ１３）。次に、デッドタイムｔｄを微小値Δｔｄだけ増やし（Ｓ１４）、電流制御値Ｉｃが最適値Ｉｃｐより大きいかどうかを判断する（Ｓ１５）。大きくない場合はＳ１２に戻ってＳ１２〜Ｓ１５の処理を繰り返す。一方、電流制御値Ｉｃが最適値Ｉｃｐより大きい場合、最適デッドタイムｔｄｐをデッドタイムｔｄに設定し（Ｓ１６）、最適デッドタイムｔｄｐにデッドタイムｔｄを設定する（Ｓ１７）。次に、電流制御値Ｉｃを最適値Ｉｃｐに設定し（Ｓ１８）、デッドタイムｔｄを微小値Δｔｄだけ減らす（Ｓ１９）。
次に、電流制御値Ｉｃが最適値Ｉｃｐに等しいかどうかを判断し（Ｓ２０）、等しい場合はＳ１９に戻ってＳ１９〜Ｓ２０の処理を繰り返す。一方、電流制御値Ｉｃが最適値Ｉｃｐに等しくない場合、電流制御値Ｉｃが最適値Ｉｃｐより小さいかどうかを判断し（Ｓ２１）、小さい場合はＳ１７に戻ってＳ１７〜Ｓ２１の処理を繰り返す。一方、電流制御値Ｉｃが最適値Ｉｃｐ以上の場合、デッドタイムｔｄを最適デッドタイムｔｄｐに設定する（Ｓ２２）。
この方法では、トリガーが入ると、前回の最適値から探索を開始することができる。なお、図５および図６からも判るように、デッドタイムｔｄが短すぎると、レギュレーション効率ηの低下が著しいため、安全を期すためにデッドタイムｔｄは電流制御値Ｉｃが最小となるデッドタイムｔｄのうち、最大の値を取ることができる。

（第７実施形態）
図１０または図１１の方法に従って制御電圧ｖｇ１の立ち下がりから制御電圧ｖｇ２の立ち上がりまでのデッドタイムｔｄ１を最適化した後、制御電圧ｖｇ２の立ち下がりから制御電圧ｖｇ１の立ち上がりまでのデッドタイムｔｄ２をｔｄ２＝αｔｄ１（αは定数）として決定するようにしてもよい。
あるいは、予めｔｄ２＝αｔｄ１として比を固定したまま同時に変化するようにし、図１０または図１１の方法に従ってデッドタイムｔｄ１を最適化するようにしてもよい。
あるいは、図１０または図１１の方法に従ってデッドタイムｔｄ１、ｔｄ２をそれぞれ個別に最適化するようにしてもよい。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１１スイッチング制御部、１２、１７ＡＤコンバータ、１３誤差算出回路、１４デジタル補償器、１５傾き生成回路、１６加算器、１８デジタルコンパレータ、１９フリップフロップ、２０デッドタイム補償回路、２１デッドタイム付加回路、２２ドライバ、ＳＷスイッチング回路、Ｈ平滑回路、ＳＡ電流センサ、Ｌインダクタ、Ｃキャパシタ、Ｒ負荷、ＭＨハイサイドスイッチ、ＭＬロウサイドスイッチ、２０Ａデッドタイムサーチ部、２０Ｂ電流制御値観測部、２０Ｃ電流制御値判定部

Claims

直流を分断するスイッチング回路と、
前記スイッチング回路にて分断された直流を平滑化する平滑回路と、
前記平滑回路の出力電圧が目標値に近づくように電流制御値を算出し、前記スイッチング回路から前記平滑回路に入力される入力電流と、前記電流制御値との比較結果に基づいて前記スイッチング回路をスイッチング制御するスイッチング制御部とを備える電源回路。
前記スイッチング制御部は、前記電流制御値が最小値に近づくように前記スイッチング回路のデッドタイムを制御するデッドタイム補償回路を備える請求項１に記載の電源回路。
前記デッドタイム補償回路は、
前記デッドタイムをサーチするデッドタイムサーチ部と、
前記デッドタイムがサーチされた時の前記電流制御値を観測する電流制御値観測部と、
前回観測された前記電流制御値と今回観測された前記電流制御値との比較結果に基づいて、前記電流制御値が最小かどうかを判定する電流制御値判定部とを備える請求項２に記載の電源回路。
前記平滑回路の出力電圧が目標値に近づくように前記電流制御値を算出するデジタル補償器と、
前記スイッチング回路から前記平滑回路に入力される入力電流と、前記電流制御値とを比較するコンパレータと、
前記コンパレータに入力される前記電流制御値に傾きを付与する傾き補償回路を備える請求項１から３のいずれか１項に記載の電源回路。
前記傾き補償回路は、前記電流制御値の傾きの付与の開始点から、前記傾きが付与された前記電流制御値と前記入力電流との一致点までの時間が、前記スイッチング回路のデューティのみに依存するように前記電流制御値の傾きの付与を開始する請求項４に記載の電源回路。