JP2016122965A - 負荷駆動回路 - Google Patents

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Abstract

【課題】出力天絡状態の誤検出を防止することができる負荷駆動回路。
【解決手段】スイッチング素子Q1、電源端子Vccに入力される電圧Eよりも低い第１の基準電圧V1と出力端子OUTの電圧とを比較してスイッチング素子Q1がオフ状態で且つ出力端子に負荷20が接続されていない負荷オープン状態を検出する第１のコンパレータCP1、電圧Eよりも低く且つクランプ電圧よりも高い第２の基準電圧V2と出力端子OUTの電圧とを比較して出力天絡状態を検出する第２のコンパレータCP2、負荷オープン状態である場合に、出力端子の電圧を第１の基準電圧よりも高く且つ電圧Eよりも低いクランプ電圧にクランプするクランプ回路14、コンデンサC1、電源の電圧Eに基づき生成された定電圧により充電電流をamp端子に供給するブートストラップ回路10、第１のコンパレータが負荷オープン状態を検出した場合にクランプ回路のクランプ電圧の上昇を抑止するクランプ電圧上昇抑止回路16とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング素子を用いてソレノイド等の負荷を駆動する負荷駆動回路に関する。
従来の負荷駆動回路としては、特許文献１に記載されたものが知られている。この負荷駆動回路は、出力端子と負荷とを接続する配線が切断される等の原因で、負荷が出力端子に接続されていない負荷オープン状態を検出する。
負荷駆動回路は、図５に示すように、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１、第１のコンパレータＣＰ１と、第２のコンパレータＣＰ２と、クランプ回路１４とを備える。第１のコンパレータＣＰ１は、電源端子Ｖｃｃに入力される電源Ｅの電圧よりも低い第１基準電圧Ｖ１と出力端子ＯＵＴの出力電圧Ｖｏｕｔとを比較し、出力電圧Ｖｏｕｔが第１基準電圧Ｖ１以上のときにＨレベルを出力することで負荷オープン状態を検出する。
第２のコンパレータＣＰ２は、電源Ｅの電圧よりも低く且つＶclamp電圧よりも高い第２基準電圧Ｖ２と出力端子ＯＵＴの出力電圧Ｖｏｕｔとを比較し出力電圧Ｖｏｕｔが第２基準電圧Ｖ２以上のときにＨレベルを出力することで出力天絡状態を検出する。
クランプ回路１４は、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態で且つ出力端子ＯＵＴに負荷２０が接続されていない負荷オープン状態である場合に、出力端子ＯＵＴの電圧を第１の基準電圧Ｖ１よりも高く且つ電源Ｅの電圧よりも低いクランプ電圧にクランプする。
以上の構成において、負荷が負荷オープン状態になった場合に、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態になると、出力電圧Ｖｏｕｔはクランプ回路によりクランプ電圧にクランプされる。
第１のコンパレータＣＰ１の第１基準電圧Ｖ１は、ＧＮＤ＜Ｖ１＜Ｖclampと設定されているので、第１のコンパレータＣＰ１によって、負荷オープン状態を検出することができる。また、第２のコンパレータＣＰ２は、第２基準電圧Ｖ２は、Ｖclamp＜Ｖ２＜Ｅと設定されているので、第２のコンパレータＣＰ２によって、出力天絡は検出されない。出力天絡とは、何らかの理由で出力端子ＯＵＴが電源Ｅに誤接続された状態である。
一方、出力天絡状態になった場合には、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態であっても出力端子ＯＵＴの電圧は電源Ｅの電圧まで上昇する。この時、第１のコンパレータＣＰ１の第１基準電圧Ｖ１は、ＧＮＤ＜Ｖ１＜Ｖclampと設定されているので、第１のコンパレータＣＰ１によって、負荷オープン状態として検出される。第２基準電圧Ｖ２は、Ｖclamp＜Ｖ２＜Ｅと設定されているので、第２のコンパレータＣＰ２によって、出力天絡状態として検出することができる。
また、出力用のスイッチング素子Ｑ１のハイサイドトランジスタにＮ型のＭＯＳＦＥＴを用いる場合には、図５に示すように、ブートストラップ回路ＢＳを追加する。
特開２０１３−１６９５９号公報
しかながら、ブートストラップ回路ＢＳを追加し、負荷が負荷オープン状態になった場合には、以下のような問題が発生する。この問題を図６を参照しながら説明する。図６において、Ｑ１ON/OFFは、スイッチング素子Ｑ１のオン／オフ信号、ＯＵＴは出力電圧、ＣＰ１は第１のコンパレータＣＰ１の出力、ＣＰ２は第２のコンパレータＣＰ２の出力、Ｃ１ｉは、コンデンサＣ１に流れる充電電流を示す。
期間Ｔ１において、負荷が負荷オープン状態になった場合には、ブートストラップ回路ＢＳからコンデンサＣ１を介してクランプ回路１４内の抵抗に電流が流れる。このため、クランプ回路１４の抵抗による電圧降下が大きくなり、クランプ電圧Ｖclamp、即ち出力電圧ＯＵＴが上昇し、時刻ｔ１４において、出力電圧ＯＵＴが第２基準電圧Ｖ２となる。このため、第２のコンパレータＣＰ２は、Ｈレベルを出力する。即ち、出力天絡状態でなくても、出力天絡状態を誤検出してしまう。
本発明の課題は、ブートストラップ回路を接続した場合に、出力天絡状態の誤検出を防止することができる負荷駆動回路を提供することにある。
本発明に係る負荷駆動回路は、電源に接続される第１の端子と、負荷に接続される第２の端子と、前記第１の端子と前記第２の端子との間に接続されたスイッチング素子と、前記第１の端子に入力される入力電圧よりも低い第１の基準電圧と前記第２の端子の電圧とを比較することにより前記スイッチング素子がオフ状態で且つ前記第２の端子に前記負荷が接続されていない負荷オープン状態を検出する第１のコンパレータと、前記負荷オープン状態である場合に、前記第２の端子の電圧を前記第１の基準電圧よりも高く且つ前記入力電圧よりも低いクランプ電圧にクランプするクランプ回路と、前記入力電圧よりも低く且つ前記クランプ電圧よりも高い第２の基準電圧と前記第２の端子の電圧とを比較することにより前記スイッチング素子がオフ状態で且つ前記第２の端子が前記電源に接続される出力天絡状態を検出する第２のコンパレータと、一端が前記第２の端子に接続され他端が第３の端子に接続されるコンデンサと、前記第１の端子の電源の電圧に基づき定電圧を生成し、定電圧により充電電流を前記第３の端子に供給するブートストラップ回路と、前記第１のコンパレータが負荷オープン状態を検出した場合に、前記クランプ回路のクランプ電圧の上昇を抑止するクランプ電圧上昇抑止回路とを備えることを特微とする。
また、電源に接続される第１の端子と、負荷に接続される第２の端子と、前記第１の端子と前記第２の端子との間に接続されたスイッチング素子と、前記第１の端子に入力される入力電圧よりも低い第１の基準電圧と前記第２の端子の電圧とを比較することにより前記スイッチング素子がオフ状態で且つ前記第２の端子に前記負荷が接続されていない負荷オープン状態を検出する第１のコンパレータと、前記負荷オープン状態である場合に、前記第２の端子の電圧を前記第１の基準電圧よりも高く且つ前記入力電圧よりも低いクランプ電圧にクランプするクランプ回路と、前記入力電圧よりも低く且つ前記クランプ電圧よりも高い第２の基準電圧と前記第２の端子の電圧とを比較することにより出力天絡状態を検出する第２のコンパレータと、一端が前記第２の端子に接続され他端が第３の端子に接続されるコンデンサと、前記第１の端子の電源の電圧に基づき定電圧を生成し、定電圧により充電電流を前記第３の端子に供給するブートストラップ回路とを備え、前記第２のコンパレータは、前記第１のコンパレータが負荷オープン状態を検出した場合に、前記第２の基準電圧を、前記ブートストラップ回路から前記第３の端子と前記コンデンサを介して前記クランプ回路に流れる電流を含む電流により発生する電圧よりも高い電圧で且つ前記入力電圧よりも低い電圧に設定することを特微とする。
本発明によれば、第１のコンパレータが負荷オープン状態を検出した場合に、クランプ電圧上昇抑止回路がクランプ回路のクランプ電圧の上昇を抑止する。また、第１のコンパレータが負荷オープン状態を検出した場合に、第２の基準電圧を、前記ブートストラップ回路から前記第３の端子と前記コンデンサを介して前記クランプ回路に流れる電流を含む電流により発生する電圧よりも高い電圧で且つ前記入力電圧よりも低い電圧に設定する。したがって、本発明によれば、出力天絡状態の誤検出を防止することができる。
本発明の実施例１に係る負荷駆動回路の回路構成を示す図である。 本発明の実施例１に係る負荷駆動回路の各部の動作波形を示す図である。 本発明の実施例２に係る負荷駆動回路の回路構成を示す図である。 本発明の実施例３に係る負荷駆動回路の回路構成を示す図である。 従来の負荷駆動回路の回路構成を示す図である。 従来の負荷駆動回路の各部の動作波形を示す図である。
以下、本発明の実施の形態に係る負荷駆動回路について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図５に示す従来の負荷駆動回路と同一構成には、従来技術で使用した符号と同じ符号を付する。
図１は、本発明の実施例１に係る負荷駆動回路の回路構成を示す図である。図1に示す負荷駆動回路は、電源端子Ｖｃｃ、スイッチング素子Ｑ１、昇圧回路１１、バッファ回路１２、制御回路１３、出力端子ＯＵＴ、クランプ回路１４、定電流回路１５、第１のコンパレータＣＰ１、第２のコンパレータＣＰ２、ブートストラップ回路ＢＳ、充電電流停止回路１６を備え、電源端子Ｖｃｃに接続された電源Ｅから入力される電力を用いて、出力端子ＯＵＴに接続された負荷２０を駆動する。
スイッチング素子Ｑ１は、電源端子Ｖｃｃから出力端子ＯＵＴに至る電力供給経路をオン／オフし、オン／オフにより負荷２０に流れる電流を制御する。スイッチング素子Ｑ１は、ハイサイドスイッチとしてＭＯＳＦＥＴが用いられ、スイッチング素子Ｑ１のドレインが電源端子Ｖｃｃに接続され、ソースが出力端子ＯＵＴに接続されている。なお、スイッチング素子Ｑ１としてバイポーラトランジスタを用いても良い。
また、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間には、抵抗Ｒ１とゲート保護用定電圧ダイオードＺＤ１とが並列接続されている。スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ１、ゲート保護用定電圧ダイオードＺＤ１、バッファ回路１２及びクランプ回路１４は、ハイサイドドライブ回路を構成する。
制御回路１３は、バッファ回路１２を介して昇圧回路１１に接続され、スイッチング素子Ｑ１のオン／オフ動作を制御する制御信号を出力する。制御回路１３は、制御信号を、電圧Ｅを昇圧する昇圧回路１１によって電圧Ｅよりも高い電圧に昇圧してスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加し、スイッチング素子Ｑ１のオン／オフ動作を制御する。
定電流回路１５は、スイッチング素子Ｑ１と並列に、電源端子Ｖｃｃと出力端子ＯＵＴとの間に接続され、負荷２０が駆動されない程度（例えば、数十μＡ〜１００μＡ）の定電流Ｉを流す。
クランプ回路１４は、負荷２０のインピーダンスの１０倍以上、好ましくは１００倍以上のインピーダンスを有し、負荷２０と並列に接続されている。スイッチング素子Ｑ１がオフで且つ負荷オープン状態では、定電流回路１５が流す定電流Ｉがクランプ回路１４のみに流れる。
従って、クランプ電圧は、定電流回路１５が流す定電流Ｉとクランプ回路１４のインピーダンスとによって決定され、グランド電位よりも高く且つ電圧Ｅよりも低い値となる。なお、スイッチング素子Ｑ１がオフで且つ負荷オープン状態でない場合には、定電流回路１５が流す定電流Ｉのほとんどが負荷２０を流れ、出力端子ＯＵＴの電圧Ｖｏｕｔは、ほぼグランド電位となる。
第１のコンパレータＣＰ１、第２のコンパレータＣＰ２の機能は、図５に示すそれらと同じであるので、その説明は、省略する。
コンデンサＣ１は、ブートストラップコンデンサであり、一端が出力端子ＯＵＴに接続され他端がａｍｐ端子に接続される。ブートストラップ回路ＢＳは、電源端子Ｖｃｃの電源の電圧Ｅに基づき定電圧を生成する定電圧回路を有し、定電圧により充電電流をａｍｐ端子に供給する。なお、実施例では、ブートストラップ回路ＢＳとコンデンサＣ１とによりブートストラップ回路を構成している。
また、ブートストラップ回路ＢＳとａｍｐ端子との間には、充電電流停止回路１６が設けられている。この充電電流停止回路１６は、スイッチからなり、第１のコンパレータＣＰ１が負荷オープン状態を検出した場合に、クランプ回路１４のクランプ電圧の上昇を抑止するクランプ電圧上昇抑止回路を構成する。
次に、このように構成された実施例１の負荷駆動回路の動作について図２を参照しながら詳細に説明する。
まず、正常時には、即ち負荷オープン状態及び出力天絡状態でない場合には、スイッチング素子Ｑ１がオン状態になると、負荷２０に電流が流れ、出力端子ＯＵＴの電圧Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｅとなる。正常時、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態になると、定電流回路１５が流す定電流Ｉのほとんどが負荷２０を流れる。
従って、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態の出力端子ＯＵＴの電圧Ｖｏｕｔは、ほぼグランド電位となり、基準電圧Ｖ１及び基準電圧Ｖ２のいずれをも下回る。これにより、第１のコンパレータＣＰ１及び第２のコンパレータＣＰ２の出力はいずれもＬレベルとなり、負荷オープン状態及び出力天絡状態が検出されない。
負荷オープン状態である場合にも、スイッチング素子Ｑ１がオン状態になると、出力端子ＯＵＴの電圧Ｖｏｕｔは、電圧Ｅとなる。
次に、負荷オープン状態である場合に、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態になると、定電流回路１５が流す定電流Ｉがクランプ回路１４を流れ、出力端子ＯＵＴの電圧Ｖｏｕｔは、クランプ回路１４によってクランプ電圧にクランプされる。従って、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態の出力端子ＯＵＴの電圧Ｖｏｕｔは、基準電圧Ｖ１を上回る。これにより、第１のコンパレータＣＰ１の出力はＨレベルとなるので、負荷オープン状態が検出される。
第１のコンパレータＣＰ１から負荷オープン状態検出信号が充電電流停止回路１６に出力されると、充電電流停止回路１６のスイッチは、オフするので、ブートストラップ回路１０からコンデンサＣ１への充電電流の供給が停止される。このため、クランプ回路１４のクランプ電圧ｃｌａｍｐは、ブートストラップ回路１０からの充電電流により上昇しない。
従って、クランプ電圧Ｖｃｌａｍｐが第２の基準電圧Ｖ２を超えることがなくなるため、第２のコンパレータＣＰ２は、Ｌレベルを出力する。これにより、出力天絡状態の誤検出を防止することができる。
また、出力天絡状態である場合には、クランプ電圧が電圧Ｅとなるので、第２のコンパレータＣＰ２の非反転端子には電圧Ｅが入力され、コンパレータＣＰ２の反転端子には電圧Ｖｃｌａｍｐが入力されるので、第２のコンパレータＣＰ２はＨレベルを出力する。これにより、出力天絡状態を検出することができる。
図２は、本発明の実施例１に係る負荷駆動回路の各部の動作波形を示す図である。図２に示すように、通常では、時刻ｔ０〜ｔ１において、コンデンサＣ１への充電電流を停止し（充電電流停止区間Ｔ２）、時刻ｔ１〜ｔ２において、コンデンサＣ１へ充電電流を流している。
しかし、コンデンサＣ１へ充電電流を流すべき時刻ｔ３〜ｔ４を含む区間Ｔ１において、負荷オープン状態となった場合には、時刻ｔ３〜ｔ４において、充電電流停止回路１６のスイッチをオフすることにより、ブートストラップ回路１０からの充電電流を停止させる。これにより、出力端子ＯＵＴの電圧、即ちクランプ電圧を一定電圧に維持できることがわかる。
図３は、本発明の実施例２に係る負荷駆動回路の回路構成を示す図である。図３に示す実施例２に係る負荷駆動回路は、図１に示す実施例１に係る負荷駆動回路の充電電流停止回路１６に代えて、放電停止回路１７を設けたことを特徴とする。
なお、その他の構成は、実施例１の負荷駆動回路の構成と同じであるので、それらの説明は省略する。
放電停止回路１７は、ブートストラップ回路ＢＳとグランドとの間に接続されたスイッチからなり、第１のコンパレータＣＰ１が負荷オープン状態を検出した場合に、スイッチをオフすることにより、コンデンサＣ１からブートストラップ回路ＢＳを介してグランドに流れる電流の放電を停止させる。
このように構成された実施例２の負荷駆動回路の動作を説明する。正常時の動作及び負荷オープン状態時の動作は、実施例１の負荷駆動回路の動作と同様であるので、ここでは、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態で且つ第１のコンパレータＣＰ１が負荷オープン状態を検出した場合の動作を説明する。
まず、コンデンサＣ１からグランドへの放電が始まり、ａｍｐ端子の出力が低下する。すると、ブートストラップ回路ＢＳの定電圧回路は、定電圧を出力するためにａｍｐ端子に電流を流そうとする。
しかし、ａｍｐ端子を介してコンデンサＣ１に電流が流れると、クランプ回路１４の電圧が上昇してしまう。このため、クランプ回路１４の電圧が第１の基準電圧Ｖ１以上となるので、第１のコンパレータＣＰ１がＨレベルを放電停止回路１７のスイッチに出力する。
このため、放電停止回路１７のスイッチがオフし、コンデンサＣ１からブートストラップ回路ＢＳを介してグランドに流れる放電電流が停止される。
これにより、クランプ回路１４の電圧が上昇しなくなるので、クランプ電圧Ｖｃｌａｍｐが第２の基準電圧Ｖ２を超えることがなくなるため、第２のコンパレータＣＰ２は、Ｌレベルを出力する。これにより、出力天絡状態の誤検出を防止することができる。
また、出力天絡状態である場合には、クランプ電圧が電圧Ｅとなるので、第２のコンパレータＣＰ２の非反転端子には電圧Ｅが入力され、コンパレータＣＰ２の反転端子には電圧Ｖｃｌａｍｐが入力されるので、第２のコンパレータＣＰ２はＨレベルを出力する。これにより、出力天絡状態を検出することができる。
図４は、本発明の実施例３に係る負荷駆動回路の回路構成を示す図である。実施例３に係る負荷駆動回路は、図１に示す実施例１に係る負荷駆動回路の充電電流停止回路１６に代えて、第２のコンパレータＣＰ２が、第１のコンパレータＣＰ１が負荷オープン状態を検出した場合に、第２の基準電圧Ｖ２を、ブートストラップ回路ＢＳからａｍｐ端子とコンデンサＣ１を介してクランプ回路１４に流れる電流を含む電流により発生する電圧よりも高い電圧で且つ電圧Ｅよりも低い電圧に設定することを特微とする。
なお、その他の構成は、実施例１の負荷駆動回路の構成と同じであるので、それらの説明は省略する。
このように実施例３に係る負荷駆動回路の動作を説明する。正常時の動作及び負荷オープン状態時の動作は、実施例１の負荷駆動回路の動作と同様であるので、ここでは、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態で且つ第１のコンパレータＣＰ１が負荷オープン状態を検出した場合の動作を説明する。
まず、第１のコンパレータＣＰ１が負荷オープン状態を検出すると、第１のコンパレータＣＰ１から負荷オープン状態検出信号が第２のコンパレータＣＰ２の第の基準電圧Ｖ２に送られる。第２の基準電圧Ｖ２は、負荷オープン状態検出信号に応じて、ブートストラップ回路ＢＳからａｍｐ端子とコンデンサＣ１を介してクランプ回路１４に流れる電流Ｉ１を含む電流Ｉ２により発生する電圧Ｖｃｌａｍｐ２よりも高い電圧で且つ電圧Ｅよりも低い電圧に設定する。第２の基準電圧Ｖ２は、電圧Ｅに応じて設定されることが好ましい。
ここで、電流Ｉ２は、ブートストラップ回路ＢＳからａｍｐ端子とコンデンサＣ１を介してクランプ回路１４に流れる電流Ｉ１と、定電流回路１５からの電流Ｉとの合計電流である。電流Ｉ２により発生する電圧Ｖｃｌａｍｐ２は、定電流回路１５からの電流Ｉにより発生する電圧Ｖｃｌａｍｐよりも大きい。
第２の基準電圧Ｖ２は、電圧Ｖｃｌａｍｐ２よりも高い電圧で且つ電圧Ｅよりも低い電圧であるので、出力天絡状態でない場合には、クランプ電圧Ｖｃｌａｍｐ２が第２の基準電圧Ｖ２を超えることがなくなるため、第２のコンパレータＣＰ２は、Ｌレベルを出力する。これにより、出力天絡状態の誤検出を防止することができる。
また、出力天絡状態である場合には、クランプ電圧が電圧Ｅとなるので、第２のコンパレータＣＰ２の非反転端子には電圧Ｅが入力され、コンパレータＣＰ２の反転端子には電圧Ｖｃｌａｍｐ２よりも高い電圧で且つ電圧Ｅよりも低い電圧が入力されるので、第２のコンパレータＣＰ２はＨレベルを出力する。これにより、出力天絡状態を検出することができる。
１１ 昇圧回路
１２ バッファ回路
１３ 制御回路
１４ クランプ回路
１５ 定電流源
１６ 充電電流停止回路
１７ 放電停止回路
２０ 負荷
ＢＳ ブートストラップ回路
Ｑ１ スイッチング素子
Ｅ 電源
Ｃ１ コンデンサ
Ｖｃｃ 電源端子
ＯＵＴ 出力端子
ＣＰ１ 第１のコンパレータ
ＣＰ２ 第２のコンパレータ

Claims (4)

  1. 電源に接続される第１の端子と、負荷に接続される第２の端子と、前記第１の端子と前記第２の端子との間に接続されたスイッチング素子と、
    前記第１の端子に入力される入力電圧よりも低い第１の基準電圧と前記第２の端子の電圧とを比較することにより前記スイッチング素子がオフ状態で且つ前記第２の端子に前記負荷が接続されていない負荷オープン状態を検出する第１のコンパレータと、
    前記負荷オープン状態である場合に、前記第２の端子の電圧を前記第１の基準電圧よりも高く且つ前記入力電圧よりも低いクランプ電圧にクランプするクランプ回路と、
    前記入力電圧よりも低く且つ前記クランプ電圧よりも高い第２の基準電圧と前記第２の端子の電圧とを比較することにより前記スイッチング素子がオフ状態で且つ前記第２の端子が前記電源に接続される出力天絡状態を検出する第２のコンパレータと、
    一端が前記第２の端子に接続され他端が第３の端子に接続されるコンデンサと、
    前記第１の端子の電源の電圧に基づき定電圧を生成し、定電圧により充電電流を前記第３の端子に供給するブートストラップ回路と、
    前記第１のコンパレータが負荷オープン状態を検出した場合に、前記クランプ回路のクランプ電圧の上昇を抑止するクランプ電圧上昇抑止回路と、
    を備えることを特微とする負荷駆動回路。
  2. 前記クランプ電圧上昇抑止回路は、前記第１のコンパレータが負荷オープン状態を検出した場合に、前記ブートストラップ回路から前記第３の端子と前記コンデンサを介して前記クランプ回路に流れる電流を停止させる充電電流停止回路からなることを特徴とする請求項１記載の負荷駆動回路。
  3. 前記クランプ電圧上昇抑止回路は、前記第１のコンパレータが負荷オープン状態を検出した場合に、前記コンデンサの放電を停止させる放電停止回路からなることを特徴とする請求項１記載の負荷駆動回路。
  4. 電源に接続される第１の端子と、負荷に接続される第２の端子と、前記第１の端子と前記第２の端子との間に接続されたスイッチング素子と、
    前記第１の端子に入力される入力電圧よりも低い第１の基準電圧と前記第２の端子の電圧とを比較することにより前記スイッチング素子がオフ状態で且つ前記第２の端子に前記負荷が接続されていない負荷オープン状態を検出する第１のコンパレータと、
    前記負荷オープン状態である場合に、前記第２の端子の電圧を前記第１の基準電圧よりも高く且つ前記入力電圧よりも低いクランプ電圧にクランプするクランプ回路と、
    前記入力電圧よりも低く且つ前記クランプ電圧よりも高い第２の基準電圧と前記第２の端子の電圧とを比較することにより出力天絡状態を検出する第２のコンパレータと、
    一端が前記第２の端子に接続され他端が第３の端子に接続されるコンデンサと、
    前記第１の端子の電源の電圧に基づき定電圧を生成し、定電圧により充電電流を前記第３の端子に供給するブートストラップ回路とを備え、
    前記第２のコンパレータは、前記第１のコンパレータが負荷オープン状態を検出した場合に、前記第２の基準電圧を、前記ブートストラップ回路から前記第３の端子と前記コンデンサを介して前記クランプ回路に流れる電流を含む電流により発生する電圧よりも高い電圧で且つ前記入力電圧よりも低い電圧に設定することを特微とする負荷駆動回路。





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