JP2016123258A - スイッチング電源、および、充電装置 - Google Patents

スイッチング電源、および、充電装置 Download PDF

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Abstract

【課題】従来技術では、コンデンサによる絶縁と、電源電圧の昇圧および降圧と、を実現することができない。
【解決手段】入力された直流電流を交流電流に変換するスイッチング回路を含むＤＣ／ＡＣ変換器と、前記ＤＣ／ＡＣ変換器から出力された交流電流を直流電流に変換するＡＣ／ＤＣ変換器と、前記ＤＣ／ＡＣ変換器から出力された交流電流を通過させる第１のコンデンサと、前記ＤＣ／ＡＣ変換器から出力された交流電流を通過させる第２のコンデンサと、前記ＤＣ／ＡＣ変換器から出力された交流電流の一部が流れるリアクトルと、を備え、前記リアクトルに前記交流電流の一部が流れる期間を変化させることにより、前記ＡＣ／ＤＣ変換器からの出力電圧を調整する、スイッチング電源。
【選択図】図１０

Description

本開示は、例えば、ＤＣＤＣコンバータのようなスイッチング電源、及び、これを備える充電装置に関する。
絶縁型のスイッチング電源には、スイッチング回路と負荷とを絶縁する回路（以下、絶縁回路）が設けられている。絶縁回路には、一般に、トランスが用いられる。また、小型化等のために、コンデンサを用いた絶縁回路を備える、絶縁型のスイッチング電源が、提案されている（例えば、特許文献１，２）。
特開平８−２３６７２号公報 特許第４６４７７１３号公報
従来技術では、コンデンサによる絶縁と、電源電圧の昇圧および降圧と、を実現することができない。
本開示の一態様に係るスイッチング電源は、入力された直流電流を交流電流に変換するスイッチング回路を含むＤＣ／ＡＣ変換器と、前記交流電流を直流電流に変換するＡＣ／ＤＣ変換器と、前記ＤＣ／ＡＣ変換器の一方の出力と前記ＡＣ／ＤＣ変換器の一方の入力とを接続する第１の電流経路に設けられ、前記交流電流を通過させる第１のコンデンサと、前記ＤＣ／ＡＣ変換器の他方の出力と前記ＡＣ／ＤＣ変換器の他方の入力とを接続する第２の電流経路に設けられ、前記交流電流を通過させる第２のコンデンサと、前記ＡＣ／ＤＣ変換器の前記一方の入力と前記他方の入力とを接続する第３の電流経路に設けられ、前記ＤＣ／ＡＣ変換器から出力された交流電流の一部が流れるリアクトルと、を備え、前記ＡＣ／ＤＣ変換器は、前記第１のコンデンサと第２のコンデンサとを通過した交流電流を直流電流に変換し、前記リアクトルに前記交流電流の一部が流れる期間を変化させることにより、前記ＡＣ／ＤＣ変換器からの出力電圧を調整する。
本開示によれば、コンデンサによる絶縁を実現しながら、さらに、電源電圧を昇圧または降圧することができる。
第１実施形態に係るスイッチング電源の回路図である。 図１に示す回路図をさらに詳細に示した回路図である。 図２に示す回路における、電流を示す回路図である。 図２に示す回路において、電流を示す回路図である。 比較例に係るスイッチング電源の回路図である。 比較例に係るスイッチング電源に対するシミュレーション結果を示すグラフである。 第１実施形態に係るスイッチング電源に対するシミュレーション結果を示すグラフである。 図２に示す回路の等価回路図である。 第１実施形態に係るスイッチング電源の変形例の回路図である。 実施の形態２におけるスイッチング電源の概略構成を示す図である。 図１０に示す回路図をさらに詳細に示した回路図である。 図１１に示す回路における、電流の流れを示す図である。 図１１に示す回路における、電流の流れを示す図である。 比較例に係るスイッチング電源を示す図である。 比較例に関わるスイッチング電源に対するシミュレーション結果を示すグラフである。 第２実施形態に関わるスイッチング電源に対するシミュレーション結果を示すグラフである。 第３実施形態に係る充電装置４０の構成を示すブロック図である。 スイッチング素子の駆動の一例を示す図である。 双方向ＤＣ／ＤＣ変換回路の一例を示す図である。
以下、図面に基づいて、本発明の実施形態を詳細に説明する。
（実施の形態１）
＜実施の形態１に係る一形態を得るに至った経緯＞
本発明者は、スイッチング回路（特に、ブリッジ型のスイッチング回路）において、スイッチング速度を上げると、スイッチング動作の際に、スイッチング回路、第１のコンデンサ、及び、第２のコンデンサに流れるサージ電流が大きくなることを見出した。このような課題は、上記特許文献１，２において言及されていない。サージ電流は、スイッチング回路、第１のコンデンサ、及び、第２のコンデンサを破壊する原因となる。また、サージ電流の高周波成分は、高周波ノイズが発生する原因となる。そこで、スイッチング動作の際に発生するサージ電流を抑制するために、実施の形態１を創作するに至った。
＜実施の形態１の一態様の概要＞
実施の形態１の一態様であるスイッチング電源は、入力された直流電流を交流電流に変換するスイッチング回路を含むＤＣ／ＡＣ変換器と、前記ＤＣ／ＡＣ変換器から出力された交流電流を直流電流に変換するＡＣ／ＤＣ変換器と、前記ＤＣ／ＡＣ変換器の一方の出力と前記ＡＣ／ＤＣ変換器の一方の入力とを接続する第１の電流経路に設けられ、前記ＤＣ／ＡＣ変換器から出力された交流電流を通過させる第１のコンデンサと、前記ＤＣ／ＡＣ変換器の他方の出力と前記ＡＣ／ＤＣ変換器の他方の入力とを接続する第２の電流経路に設けられ、前記ＤＣ／ＡＣ変換器から出力された交流電流を通過させる第２のコンデンサと、前記ＡＣ／ＤＣ変換器の前記一方の入力と前記他方の入力とを接続する第３の電流経路に設けられ、前記ＤＣ／ＡＣ変換器から出力された交流電流の一部が流れるリアクトルと、を備える。
上記構成によれば、ＡＣ／ＤＣ変換器の一方の入力と他方の入力とをリアクトルを介して接続している。このため、リアクトルに蓄えられた電流により、スイッチング回路のスイッチング時において、スイッチング回路、第１のコンデンサ及び第２のコンデンサに流れる電流の時間変化を抑制できる。よって、スイッチング回路がスイッチング動作をした際に、スイッチング回路、第１のコンデンサ、及び、第２のコンデンサに流れるサージ電流を抑制できる。
また、前記第１のコンデンサ、前記第２のコンデンサのそれぞれのインピーダンスは、前記スイッチング回路のスイッチング周波数において、前記ＡＣ／ＤＣ変換器を含む負荷と前記リアクトルとで構成される並列回路の合成インピーダンス以下であり（第１の条件）、前記リアクトルのインピーダンスは、前記スイッチング回路のスイッチング周波数において、前記負荷のインピーダンス以上である（第２の条件）。
第１の条件を満たすことにより、スイッチング回路の入力電圧を第２の負荷に伝えることを保証することができる。第２の条件を満たすことにより、第２の負荷に電流が流れることを保証することができる。
また、前記ＡＣ／ＤＣ変換器を含む前記負荷は、前記ＡＣ／ＤＣ変換器と、前記ＡＣ／ＤＣ変換器の出力と接続される第１の負荷と、で構成されており、前記リアクトルのインダクタンスは、前記リアクトルが蓄積できるエネルギーが、前記第１の負荷の消費電力の二分の一となる値である。これにより、スイッチング回路の動作時にリアクトルに流れる電流の波形を、スイッチング回路を構成する複数のトランジスタのそれぞれのオンオフの切り替え時に、波形がピークとなる三角波にすることができる。これは、第１のコンデンサ、第２のコンデンサ及びリアクトルが共振状態であることを意味し、サージ抑制効果を最も大きくすることができる。すなわち、スイッチング回路を構成する複数のトランジスタのそれぞれのオンオフの切り替え時に、複数のトランジスタ、第１のコンデンサ、及び、第２のコンデンサに印加される電圧が急激に変化することを最も抑制でき、その結果、サージ電流の抑制効果が最も大きくなる。なお、リアクトルに蓄積されるエネルギーの式は、（Ｌ×Ｉ２）／２である。Ｌは、リアクトルのインダクタンスであり、Ｉは、リアクトルに流れる電流である。
＜実施の形態１の詳細＞
図１は、第１実施形態に係るスイッチング電源１の回路図である。スイッチング電源１は、例えば、ＤＣＤＣコンバータである。スイッチング電源１は、ＤＣ／ＡＣ変換器２、ＡＣ／ＤＣ変換器３、第１のコンデンサＣ１、第２のコンデンサＣ２、及び、リアクトルＬ１を備える。感電防止のために、スイッチング電源１の入力側と出力側とを、第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２によって絶縁している。このため、直流では電力を伝達できない。そこで、スイッチング電源１に入力した直流を交流に変換し、その交流を直流に変換して出力する。
ＤＣ／ＡＣ変換器２は、ブリッジ型のスイッチング回路１１（図２）、入力端子４ａ，４ｂ及び出力端子５ａ，５ｂを備える。入力端子４ａ，４ｂから入力された直流電流を、スイッチング回路１１によって、交流電流に変換し、出力端子５ａ，５ｂから交流電流を出力する。
ＤＣ／ＡＣ変換器２の出力端子５ａは、配線８ａによって、第１のコンデンサＣ１の一方の電極と接続される。ＤＣ／ＡＣ変換器２の出力端子５ｂは、配線８ｂによって、第２のコンデンサＣ２の一方の電極と接続されている。
ＡＣ／ＤＣ変換器３は、入力端子６ａ，６ｂ及び出力端子７ａ，７ｂを備える。ＡＣ／ＤＣ変換器３の入力端子６ａは、配線９ａによって、第１のコンデンサＣ１の他方の電極と接続される。ＡＣ／ＤＣ変換器３の入力端子６ｂは、配線９ｂによって、第２のコンデンサＣ２の他方の電極と接続されている。
ＤＣ／ＡＣ変換器２の出力端子５ａ，５ｂから出力された交流電流は、第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２を通過して、ＡＣ／ＤＣ変換器３の入力端子６ａ，６ｂからＡＣ／ＤＣ変換器３に入力される。ＡＣ／ＤＣ変換器３は、入力された交流電流を直流電流に変換し、出力端子７ａ，７ｂから直流電流を出力する。
このように、第１のコンデンサＣ１は、ＤＣ／ＡＣ変換器２の一方の出力（出力端子５ａ）とＡＣ／ＤＣ変換器３の一方の入力（入力端子６ａ）とを接続する第１の電流経路（配線８ａ，９ａ）に設けられる。第１のコンデンサＣ１は、ＤＣ／ＡＣ変換器２から出力された交流電流を通過させる。第２のコンデンサＣ２は、ＤＣ／ＡＣ変換器２の他方の出力（出力端子５ｂ）とＡＣ／ＤＣ変換器３の他方の入力（入力端子６ｂ）とを接続する第２の電流経路（配線８ｂ，９ｂ）に設けられる。第２のコンデンサＣ２は、ＤＣ／ＡＣ変換器２から出力された交流電流を通過させる。
第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２は、ＤＣ／ＡＣ変換器２とＡＣ／ＤＣ変換器３とを絶縁する回路である絶縁回路１３として、機能する。第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２は、絶縁容量と称することもできる。
ＡＣ／ＤＣ変換器３の入力端子６ａと入力端子６ｂとは、リアクトルＬ１を含む配線１０によって接続されている。これにより、ＤＣ／ＡＣ変換器２の出力端子５ａ，５ｂから出力された交流電流の一部が、リアクトルＬ１に流れる。なお、配線９ａと配線９ｂとを、リアクトルＬ１を含む配線１０によって接続してもよい。このように、リアクトルＬ１は、ＡＣ／ＤＣ変換器３の一方の入力（入力端子６ａ）と他方の入力（入力端子６ｂ）とを接続する第３の電流経路（配線１０）に設けられる。リアクトルＬ１には、ＤＣ／ＡＣ変換器２から出力された交流電流の一部が流れる。
リアクトルＬ１は、ＡＣ／ＤＣ変換器３に入力される交流電流（すなわち、二次側の交流電流）の一部を一時的に蓄積する。これにより、リアクトルＬ１は、二次側の交流電流を緩衝する機能を有する。
図２は、図１に示す回路図をさらに詳細に示した回路図である。図２には、ＤＣ／ＡＣ変換器２、及び、ＡＣ／ＤＣ変換器３の回路構成が示されている。
ＤＣ／ＡＣ変換器２は、スイッチング回路１１及びスイッチング制御部１２を含む。ＤＣ／ＡＣ変換器２は、入力された直流電流をスイッチング回路１１によって交流電流に変換して出力する。
スイッチング回路１１は、４つのトランジスタＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４がブリッジ接続された構成を有するフルブリッジ型のスイッチング回路である。このように、スイッチング回路１１は、ブリッジ接続された複数のトランジスタを含む。
例えば、スイッチング制御部１２は、トランジスタＳ１，Ｓ４をオン制御しているときに、トランジスタＳ２，Ｓ３をオフ制御する。スイッチング制御部１２は、トランジスタＳ１，Ｓ４をオフ制御しているときに、トランジスタＳ２，Ｓ３をオン制御する。
スイッチング回路１１は、４つの還流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４を備える。還流ダイオードＤ１は、所定の向きの電流が流れるように、トランジスタＳ１のソースとドレインとに接続されている。所定の向きの電流とは、トランジスタＳ１がオン状態のときにトランジスタＳ１に流れる電流と逆向き電流である。これと同様にして、還流ダイオードＤ２がトランジスタＳ２のソースとドレインとに接続され、還流ダイオードＤ３がトランジスタＳ３のソースとドレインとに接続され、還流ダイオードＤ４がトランジスタＳ４のソースとドレインとに接続されている。
ＡＣ／ＤＣ変換器３は、整流回路２２、平滑コンデンサＣ３、及び、ローパスフィルタ２３を含む。
整流回路２２は、４つのダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８がブリッジ接続された構成を有するブリッジ型の整流回路である。整流回路２２は、入力端子６ａ，６ｂから入力された交流電流を、全波整流することにより、直流電流に変換する。平滑コンデンサＣ３は、その直流電流を平滑化する。ローパスフィルタ２３は、コイルＬ２とコンデンサＣ４とにより構成される。ローパスフィルタ２３は、平滑化された直流電流からノイズを除去する。そして、出力端子７ａ，７ｂから直流電流が出力される。
図３は、図２に示す回路において、トランジスタＳ１，Ｓ４がオン状態で、かつ、トランジスタＳ２，Ｓ３がオフ状態の場合に、スイッチング回路１１、第１のコンデンサＣ１、第２のコンデンサＣ２、及び、リアクトルＬ１に流れる電流を示している。これに対して、図４は、図２に示す回路において、トランジスタＳ１，Ｓ４がオフ状態で、かつ、トランジスタＳ２，Ｓ３がオン状態の場合に、スイッチング回路１１、第１のコンデンサＣ１、第２のコンデンサＣ２、及び、リアクトルＬ１に流れる電流を示している。このように、スイッチング回路１１から出力された交流電流の全てが整流回路２２に流れるのではなく、交流電流の一部がリアクトルＬ１に流れる。
第１実施形態によれば、ＡＣ／ＤＣ変換器３の入力端子６ａと入力端子６ｂとを、リアクトルＬ１を介して接続することにより、サージ電流を抑制することができる。これを、図５に示す比較例に係るスイッチング電源１００と比較して説明する。スイッチング電源１００は、入力端子６ａと入力端子６ｂとを接続する、リアクトルＬ１を含む配線１０を備えていない点を除いて、図２に示す第１実施形態に係るスイッチング電源１と同じ構成を有する。
図２に示す第１実施形態に係るスイッチング電源１、及び、図５に示す比較例に係るスイッチング電源１００について、シミュレーターを用いて、これらの電源に流れる電流等を計算した。
このシミュレーションにおいて、トランジスタＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のスイッチング周波数を６５ｋＨｚ、第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２の静電容量をそれぞれ１０μＦ、リアクトルＬ１のインダクタンスの値を３００μＨに設定した。シミュレーション結果を、図６及び図７に示す。図６は、比較例に係るスイッチング電源１００に対するシミュレーション結果を示すグラフである。図７は、第１実施形態に係るスイッチング電源１に対するシミュレーション結果を示すグラフである。グラフの縦軸は、電圧の場合、ボルト（Ｖ）を示し、電流の場合、アンペア（Ａ）を示している。グラフの横軸は、ミリ秒を示している。
図６及び図７を参照して、トランジスタＳ１，Ｓ４のゲートとソースとの間に印加される電圧がＨのとき、トランジスタＳ１，Ｓ４がオン状態となる。また、トランジスタＳ１，Ｓ４のゲートとソースとの間に印加される電圧がＬのとき、トランジスタＳ１，Ｓ４がオフ状態となる。同様に、トランジスタＳ２，Ｓ３のゲートとソースとの間に印加される電圧がＨのとき、トランジスタＳ２，Ｓ３がオン状態となる。また、トランジスタＳ２，Ｓ３のゲートとソースとの間に印加される電圧がＬのとき、トランジスタＳ２，Ｓ３がオフ状態となる。
トランジスタＳ１，Ｓ４がオン状態のときに、トランジスタＳ２，Ｓ３がオフ状態とされている。トランジスタＳ１，Ｓ４がオフ状態のときに、トランジスタＳ２，Ｓ３がオン状態にされている。
コイルＬ２に流れる電流を、ＡＣ／ＤＣ変換器３から出力される直流電流とする。
絶縁回路１３の出力電流は、交流電流を示している。詳しく説明すると、絶縁回路１３の出力電流は、トランジスタＳ１，Ｓ４がオン状態で、かつ、トランジスタＳ２，Ｓ３がオフ状態のとき、プラスのほぼ一定値である。また、絶縁回路１３の出力電流は、トランジスタＳ１，Ｓ４がオフ状態で、かつ、トランジスタＳ２，Ｓ３がオン状態のとき、マイナスのほぼ一定値である。絶縁回路１３の出力電流は、トランジスタＳ１，Ｓ４がオンからオフに切り替わり、かつ、トランジスタＳ２，Ｓ３がオフからオンに切り替わるときに、プラスからマイナスに切り替わる。絶縁回路１３の出力電流は、トランジスタＳ１，Ｓ４がオフからオンに切り替わり、かつ、トランジスタＳ２，Ｓ３がオンからオフに切り替わるときに、マイナスからプラスに切り替わる。
トランジスタＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４に流れる電流として、トランジスタＳ１に流れる電流を代表にして説明する。トランジスタＳ１に流れる電流は、トランジスタＳ１のソースとドレインとの間を流れる電流を示している。
図７を参照して、リアクトルＬ１に流れる電流の波形は、三角波である。これについては後で詳細に説明する。
図６を参照して、比較例に係るスイッチング電源１００において、トランジスタＳ１，Ｓ４がオン状態であり、かつ、トランジスタＳ２，Ｓ３がオフ状態のときに、第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２に流れる電流は、ほぼ一定のプラスの値である。一方、トランジスタＳ１，Ｓ４がオフ状態であり、かつ、トランジスタＳ２，Ｓ３がオン状態のときに、第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２に流れる電流は、ほぼ一定のマイナスの値である。比較例では、絶縁回路１３の出力電流と同じ振幅の交流電流が第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２に流れている。また、比較例において、トランジスタＳ１，Ｓ４がオン状態であり、かつ、トランジスタＳ２，Ｓ３がオフ状態のときに、トランジスタＳ１に流れる電流は、ほぼ一定のプラスの値である。
これに対して、図７を参照して、第１実施形態に係るスイッチング電源１において、トランジスタＳ１，Ｓ４がオン状態であり、かつ、トランジスタＳ２，Ｓ３がオフ状態のときに、第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２に流れる電流は、一次関数状に大きくなる。一方、トランジスタＳ１，Ｓ４がオフ状態であり、かつ、トランジスタＳ２，Ｓ３がオン状態のときに、第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２に流れる電流は、一次関数状に小さくなる。また、第１実施形態において、トランジスタＳ１，Ｓ４がオン状態であり、かつ、トランジスタＳ２，Ｓ３がオフ状態のときに、トランジスタＳ１に流れる電流は、一次関数状に大きくなる。
スイッチング状態が遷移するときに、サージ電流が発生する。スイッチング状態の遷移には、２つある。一つは、トランジスタＳ１，Ｓ４がオン状態で、かつ、トランジスタＳ２，Ｓ３がオフ状態から、トランジスタＳ１，Ｓ４がオフ状態で、かつ、トランジスタＳ２，Ｓ３がオン状態に切り替わるときである。これにより、図３に示す電流の流れから図４に示す電流の流れに切り替わる。他の一つは、トランジスタＳ１，Ｓ４がオフ状態で、かつ、トランジスタＳ２，Ｓ３がオン状態から、トランジスタＳ１，Ｓ４がオン状態で、かつ、トランジスタＳ２，Ｓ３がオフ状態に切り替わるときである。これにより、図４に示す電流の流れから図３に示す電流の流れに切り替わる。
このように、スイッチング状態が遷移するときに、スイッチング回路１１や絶縁回路１３に流れる電流の経路が急激に変化する。これにより、第１のコンデンサＣ１、第２のコンデンサＣ２、及び、トランジスタＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４にサージ電流が流れる。
比較例に係るスイッチング電源１００の場合、上記経路が変化したとき、図６に示すように、第１のコンデンサＣ１、第２のコンデンサＣ２、及び、トランジスタＳ１に流れる電流が急激に変化し、第１のコンデンサＣ１、第２のコンデンサＣ２、及び、トランジスタＳ１に、比較的大きなサージ電流が流れている。第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２に流れるサージ電流は、約１０Ａである。また、トランジスタＳ１に流れるサージ電流は、約１８Ａである。
これに対して、本実施形態では、第１のコンデンサＣ１、第２のコンデンサＣ２、及び、トランジスタＳ１に流れるサージ電流が、比較例の場合よりも小さい。第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２に流れるサージ電流は、約５Ａである。また、トランジスタＳ１に流れるサージ電流は、約１１Ａである。
第１実施形態に係るスイッチング電源１が、比較例に係るスイッチング電源１００よりも、サージ電流を抑制できる理由は、以下の通りである。図３に示すように、トランジスタＳ１，Ｓ４がオン状態のときにスイッチング回路１１から出力された交流電流の一部が、リアクトルＬ１に流れて、エネルギーとしてリアクトルＬ１に蓄積される。トランジスタＳ１，Ｓ４をオフ状態からオン状態に切り換えるためには、外部から所定量の電流を、トランジスタＳ１，Ｓ４、第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２に供給する必要がある。この電流が大きくなると、サージ電流が大きくなる。第１実施形態では、リアクトルＬ１からもトランジスタＳ１，Ｓ４、第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２に電流が供給される。このため、外部からトランジスタＳ１，Ｓ４、第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２に供給される電流を小さくできる。これにより、サージ電流を抑制できる。
同様に、図４に示すように、トランジスタＳ２，Ｓ３がオン状態のときにスイッチング回路１１から出力された交流電流の一部が、リアクトルＬ１に流れて、エネルギーとしてリアクトルＬ１に蓄積される。トランジスタＳ２，Ｓ３をオフ状態からオン状態に切り換えるためには、外部から所定量の電流を、トランジスタＳ２，Ｓ３、第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２に供給する必要がある。この電流が大きくなると、サージ電流が大きくなる。第１実施形態では、リアクトルＬ１からもトランジスタＳ２，Ｓ３、第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２に電流が供給される。このため、外部からトランジスタＳ２，Ｓ３、第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２に供給される電流を小さくできる。これにより、サージ電流を抑制できる。
以上説明したように、図２に示す第１実施形態に係るスイッチング電源１によれば、ＡＣ／ＤＣ変換器３の入力端子６ａと入力端子６ｂとをリアクトルＬ１を介して接続している。これにより、スイッチング回路１１がスイッチング動作をした際に、スイッチング回路１１、第１のコンデンサＣ１、及び、第２のコンデンサＣ２に流れるサージ電流を抑制できる。従って、故障し難いスイッチング電源を実現することができる。
次に、第１のコンデンサＣ１、第２のコンデンサＣ２、及び、リアクトルＬ１のインピーダンスの条件について説明する。図８は、図２に示す回路の等価回路図である。負荷３１は、図２に示すＡＣ／ＤＣ変換器３と、ＡＣ／ＤＣ変換器３の出力端子７ａ，７ｂに接続される第１の負荷（例えば、車載用二次電池）と、により構成される。負荷３１は、ＡＣ／ＤＣ変換器３を含む負荷の具体例である。
Ｖｉｎは、ＤＣ／ＡＣ変換器２の入力端子４ａ，４ｂに入力される直流電圧を示す。ＩＬ１は、リアクトルＬ１に流れる電流を示す。ＩＬｏａｄは、負荷３１に流れる電流を示す。ＶＣ１は、第１のコンデンサＣ１に印加される電圧を示す。ＶＬｏａｄは、リアクトルＬ１と負荷３１とで構成される並列回路に印加される電圧を示す。ＶＣ２は、第２のコンデンサＣ２に印加される電圧を示す。
ｂ−ｃ間、すなわち、リアクトルＬ１と負荷３１とで構成される並列回路のインピーダンスＺ０１は、以下の通りである。
Figure 2016123258
ここで、ｊは、虚数単位である。ωは、２×π×ｆｓｗで示される値である。ｆｓｗは、トランジスタＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のスイッチング周波数である。スイッチング周波数とは、スイッチング回路１１を構成する各トランジスタＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のゲートに印加される電圧の周波数である。Ｌ１は、リアクトルＬ１のインダクタンスである。ＺＬｏａｄは、負荷３１のインピーダンスである。
スイッチング回路１１の入力電圧（Ｖｉｎ）を負荷３１に伝えることを保証するには、以下の条件を満たす必要がある。
Figure 2016123258
ここで、Ｃ１は、第１のコンデンサＣ１の静電容量である。Ｃ２は、第２のコンデンサＣ２の静電容量である。
上記式は、第１のコンデンサＣ１、第２のコンデンサＣ２のそれぞれのインピーダンスが、スイッチング回路１１のスイッチング周波数において、負荷３１とリアクトルＬ１とで構成される並列回路の合成インピーダンス以下であることを示す。
負荷３１に電流が流れることを保証するには、以下の条件を満たす必要がある。
Figure 2016123258
上記式は、リアクトルＬ１のインピーダンスが、スイッチング回路１１のスイッチング周波数において、負荷３１のインピーダンス以上であることを示す。
次に、図７に示すリアクトルＬ１に流れる電流について説明する。リアクトルＬ１に流れる電流は、トランジスタＳ１，Ｓ４がオン状態で、かつ、トランジスタＳ２，Ｓ３がオフ状態の場合から、トランジスタＳ１，Ｓ４がオフ状態で、かつ、トランジスタＳ２，Ｓ３がオン状態の場合に切り替わるときに、プラスのピーク値となる。また、リアクトルＬ１に流れる電流は、トランジスタＳ１，Ｓ４がオフ状態で、かつ、トランジスタＳ２，Ｓ３がオン状態の場合から、トランジスタＳ１，Ｓ４がオン状態で、かつ、トランジスタＳ２，Ｓ３がオフ状態の場合に切り替わるときに、マイナスのピーク値となる。
このように、スイッチング回路１１の動作時にリアクトルＬ１に流れる電流の波形は、四つのトランジスタＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のそれぞれのオンオフの切り替え時に、波形がピークとなる三角波となる。
これは、第１のコンデンサＣ１、第２のコンデンサＣ２及びリアクトルＬ１が共振状態であることを意味する。このため、サージ抑制効果を最も大きくすることができる。すなわち、スイッチング回路１１を構成する四つのトランジスタＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のそれぞれのオンオフの切り替え時に、四つのトランジスタＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４、第１のコンデンサＣ１、及び、第２のコンデンサＣ２に印加される電圧が急激に変化することを最も抑制できる。その結果、サージ電流の抑制効果が最も大きくなる。
リアクトルＬ１に流れる電流の波形を上記三角波にするには、上記［数２］及び［数３］で示す条件を満たすことに加えて、次の条件を満たす必要がある。リアクトルＬ１のインダクタンスは、リアクトルＬ１が蓄積できるエネルギーが、負荷の消費電力の二分の一となる値である。ここでの負荷とは、ＡＣ／ＤＣ変換器３の出力端子７ａ，７ｂと接続される上記第１の負荷である。なお、リアクトルに蓄積されるエネルギーの式は、（Ｌ×Ｉ２）／２である。Ｌは、リアクトルのインダクタンスであり、Ｉは、リアクトルに流れる電流である。
スイッチング回路として、図２に示すフルブリッジ型のスイッチング回路１１を説明したが、ハーフブリッジ型のスイッチング回路を用いることもできる。これを変形例として説明する。図９は、第１実施形態に係るスイッチング電源１の変形例の回路図である。図２に示すスイッチング電源１と異なる要素を説明し、同じ要素については同一符号を付すことにより説明を省略する。
図９に示すスイッチング電源１は、図２に示すスイッチング回路１１に替えて、スイッチング回路１５を備える。スイッチング回路１５は、トランジスタＳ１、トランジスタＳ２、コンデンサＣ５及びコンデンサＣ６がブリッジ接続された構成を有するハーフブリッジ型のスイッチング回路である。トランジスタＳ３に替えて、コンデンサＣ５が設けられている。トランジスタＳ４に替えて、コンデンサＣ６が設けられている。
（実施の形態２）
以下、実施の形態２について、詳細に説明する。なお、実施の形態１と共通する構成については、その詳細な説明は省略される。
＜実施の形態２の一態様の概要＞
実施の形態２の一態様であるスイッチング電源は、入力された直流電流を交流電流に変換するスイッチング回路を含むＤＣ／ＡＣ変換器と、前記ＤＣ／ＡＣ変換器から出力された交流電流を直流電流に変換するＡＣ／ＤＣ変換器と、前記ＤＣ／ＡＣ変換器の一方の出力と前記ＡＣ／ＤＣ変換器の一方の入力とを接続する第１の電流経路に設けられ、前記ＤＣ／ＡＣ変換器から出力された交流電流を通過させる第１のコンデンサと、前記ＤＣ／ＡＣ変換器の他方の出力と前記ＡＣ／ＤＣ変換器の他方の入力とを接続する第２の電流経路に設けられ、前記ＤＣ／ＡＣ変換器から出力された交流電流を通過させる第２のコンデンサと、前記ＡＣ／ＤＣ変換器の前記一方の入力と前記他方の入力とを接続する第３の電流経路に設けられ、前記ＤＣ／ＡＣ変換器から出力された交流電流の一部が流れるリアクトルと、を備える。このとき、前記ＡＣ／ＤＣ変換器は、前記第１のコンデンサと第２のコンデンサとを通過した交流電流を直流電流に変換する。また、前記リアクトルに前記交流電流の一部が流れる期間を制御する（例えば、変化させる）ことにより、前記ＡＣ／ＤＣ変換器からの出力電圧を制御する（例えば、調整する）。
以上の構成によれば、コンデンサによる絶縁を実現しながら、さらに、電源電圧を昇圧または降圧することができる。
また、実施の形態２の一態様であるスイッチング電源は、前記スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン状態期間とオフ状態期間との比を制御する（例えば、変化させる）ことにより、前記リアクトルに前記交流電流の一部が流れる期間を制御して（例えば、変化させて）もよい。
以上の構成によれば、電源電圧の昇圧または降圧を、より精度良く制御することができる。
また、実施の形態２の一態様であるスイッチング電源においては、スイッチング回路は、第１接続経路と第２接続経路とを有するブリッジ回路を備えていてもよい。第２接続経路は、第１接続経路と並列に接続される。第１スイッチング素子（例えば、トランジスタＳ１）と第２スイッチング素子（例えば、トランジスタＳ２）とを有する。第２接続経路は、第３スイッチング素子（例えば、トランジスタＳ３）と第４スイッチング素子（例えば、トランジスタＳ４）とを有する。第１のコンデンサは、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを繋ぐ経路に接続される。第２のコンデンサは、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とを繋ぐ経路に接続される。ここで、第１スイッチング素子と第４スイッチング素子とがオン状態であり、かつ、第２スイッチング素子と第３スイッチング素子とがオフ状態である期間を第一期間とする。また、第１スイッチング素子と第４スイッチング素子とがオフ状態であり、かつ、第２スイッチング素子と第３スイッチング素子とがオン状態である期間を第二期間とする。このとき、実施の形態２の一態様であるスイッチング電源は、第一期間および第二期間のうちの少なくとも一方の時間を長くしてもよい。これにより、実施の形態２の一態様であるスイッチング電源は、リアクトルに交流電流の一部が流れる期間を長くし、ＡＣ／ＤＣ変換器からの出力電圧を上昇させてもよい。
＜実施の形態２の詳細＞
上述の実施形態１の構成によれば、ＤＣ／ＡＣ変換器がＡＣ／ＤＣ変換器に電流を出力している間は、負荷に電源電圧が印加される。これと共に、一部の電流がリアクトルに流れることで、リアクトルにエネルギーが蓄積される。また、ＤＣ／ＡＣ変換器がＡＣ／ＤＣ変換器に電流を出力していない場合（つまり、ＤＣ／ＡＣ変換器が切断されている場合）は、リアクトルに蓄積されていたエネルギーが、ＡＣ／ＤＣ変換器に流れて負荷に供給される。
このため、ＤＣ／ＡＣ変換器が切断されている場合においても、電流を負荷に供給することができる。ここで、負荷にかかる電圧は、ＤＣ／ＡＣ変換器が出力中の電圧と、切断中にリアクトルから供給される電流と、により決まる。このため、ＤＣ／ＡＣ変換器の出力時間と切断時間との比で、電源電圧を昇圧または降圧することが可能となる。
そこで、実施の形態２におけるスイッチング電源は、リアクトルに交流電流の一部が流れる期間を制御する。これにより、実施の形態２におけるスイッチング電源は、ＡＣ／ＤＣ変換器からの出力電圧を制御する。
以上の構成によれば、コンデンサによる絶縁を実現しながら、さらに、電源電圧を昇圧または降圧することができる。
また、実施の形態２におけるスイッチング電源は、スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン状態期間とオフ状態期間との比を制御する。これにより、実施の形態２におけるスイッチング電源は、リアクトルに交流電流の一部が流れる期間を制御してもよい。
以上の構成によれば、電源電圧の昇圧または降圧を、より精度良く制御することができる。
図１０は、実施の形態２におけるスイッチング電源の概略構成を示す図である。
図１０のスイッチング電源は、実施の形態１における図１に示される構成に加えて、電圧源Ｅ１と、リアクトルＬ０と、コンデンサＣ０と、を備える。
リアクトルＬ０は、電圧源Ｅ１と直列に接続される。平滑コンデンサＣ０は、電圧源Ｅ１と並列に接続される。
以上により、図１０のスイッチング電源は、電流入力型での動作が可能となる。すなわち、ＤＣ／ＡＣ変換器２に、所定の電流値の電流を入力することができる。
図１８は、スイッチング素子の駆動の一例を示す図である。図１８（ｂ）のように、トランジスタＳ１およびトランジスタＳ２がいずれもオン状態である期間、もしくは、トランジスタＳ３およびトランジスタＳ４がいずれもオン状態である期間を、より長く設定してもよい。これによれば、図１８（ａ）の場合よりも、ＤＣ／ＡＣ変換器２への入力電流を増加させることができる。または、図１８（ｃ）のように、トランジスタＳ１〜Ｓ４がいずれもオフ状態である期間を、より長く設定してもよい。これによれば、図１８（ａ）の場合よりも、ＤＣ／ＡＣ変換器２への入力電流を減少させることができる。
リアクトルＬ１は、ＡＣ／ＤＣ変換器３に入力される交流電流（すなわち、二次側の交流電流）の一部を一時的に蓄積する。これにより、ＤＣ／ＡＣ変換器２からＡＣ／ＤＣ変換器３への入力がない状態においても、リアクトルＬ１が蓄積した電力がＡＣ／ＤＣ変換器３へ出力される。
図１１は、図１０に示す回路図をさらに詳細に示した回路図である。
図１１のスイッチング電源は、実施の形態１における図２に示される構成のローパスフィルタ２３に替えて、スナバ抵抗Ｒ１と、スナバコンデンサＣ３と、平滑コンデンサＣ４と、を備える。
スナバ抵抗Ｒ１、及び、スナバコンデンサＣ３は、スイッチング時に発生するサージ電圧を防止する。平滑コンデンサＣ４は、全波整流された電圧を平滑し、ノイズを除去する。出力端子７ａ，７ｂから、直流電流が、負荷Ｒ０に出力される。
図１２は、図１１に示す回路における、電流の流れを示す図である。
図１２は、トランジスタＳ１，Ｓ４がオン状態で、かつ、トランジスタＳ２，Ｓ３がオフ状態の場合に、スイッチング回路、第１のコンデンサ、第２のコンデンサ、及び、リアクトルに流れる電流を示している。
図１３は、図１１に示す回路における、電流の流れを示す図である。
図１３は、トランジスタＳ１，Ｓ４がオフ状態で、かつ、トランジスタＳ２，Ｓ３がオン状態の場合に、スイッチング回路１１、第１のコンデンサＣ１、第２のコンデンサＣ２、及び、リアクトルＬ１に流れる電流を示している。
このように、スイッチング回路１１から出力された交流電流の全てが整流回路２２に流れるのではなく、交流電流の一部がリアクトルＬ１に流れる。
第２実施形態によれば、ＡＣ／ＤＣ変換器３の入力端子６ａと入力端子６ｂとを、リアクトルＬ１を介して接続する。これにより、例えば、電圧源Ｅ１からの入力電圧以上の電圧を出力することが可能となる。
図１４は、比較例に係るスイッチング電源を示す図である。
図１４の比較例に係るスイッチング電源は、入力端子６ａと入力端子６ｂとを接続するリアクトルＬ１を含む配線１０を備えていない。図１４の比較例に係るスイッチング電源は、リアクトルＬ１を備えていない点を除いて、図１１に示す第１実施形態に係るスイッチング電源１と同じ構成を有する。
図１１に示す第１実施形態に係るスイッチング電源１、及び、図１４に示す比較例に係るスイッチング電源１００について、シミュレーターを用いて、これらの電源に流れる電流等を計算した。
このシミュレーションにおいて、トランジスタＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のスイッチング周波数を１００ｋＨｚに設定した。また、第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２の静電容量をそれぞれ１０ｕＦに設定した。また、リアクトルＬ１のインダクタンスの値を１０ｕＨに設定した。
シミュレーション結果を図１５および図１６に示す。図１５および図１６において、グラフの縦軸は、電圧の場合はボルト（Ｖ）を示し、電流の場合はアンペア（Ａ）を示している。図１５および図１６において、グラフの横軸は、ミリ秒を示している。
図１５は、比較例に関わるスイッチング電源に対するシミュレーション結果を示すグラフである。
図１５におけるＶｇｓ１／Ｖｇｓ４は、図１４のトランジスタＳ１及びＳ４のゲート電圧を示す。
また、図１５におけるＶｇｓ２／Ｖｇｓ３は、図１４のトランジスタＳ２及びＳ３のゲート電圧を示す。
図１５に示されるように、各トランジスタは、Ｖｏｎ以上の電圧が印加されるとＯｎになり、Ｖｏｎ以下であればｏｆｆになる。
また、図１５におけるＩｃ１は、図１４のコンデンサＣ１に流れる電流を示す。波形が正側にある期間は、電流が端子５から端子６に流れていることを示す。すなわち、インバータ側から負荷側に電流が供給されている。波形が負側にある期間は、電流が端子６から端子５に流れていることを示す。すなわち、負荷側からインバータ側に電流が流れている。
なお、図１４のコンデンサＣ２に流れる電流は、図１５におけるＩｃ１の正負を逆転した値である。
図１５における区間１では、トランジスタＳ１及びＳ４がＯｎ状態となり、かつ、トランジスタＳ２及びＳ３がＯｆｆ状態となる。
図１５における区間２では、全てのトランジスタがｏｆｆ状態となる。
図１５における区間３では、トランジスタＳ１及びＳ４がＯｆｆ状態となり、かつ、トランジスタＳ２及びＳ３がＯｎ状態となる。
図１５に示されるように、比較例のスイッチング電源においては、区間１において、ノコギリ波状の電流が負荷に対して流れると共に、負荷側から電圧が印加される。
しかし、図１５に示されるように、区間２においては、負荷に電流が流れず、また電源側から負荷側に電圧が印加されない。このため、コンデンサに蓄えられている電荷がそのまま負荷に供給される。このため、電圧が保持されない。
したがって、比較例のスイッチング電源では、電源電圧以上の電圧を、負荷側に印加することができない。
図１６は、第２実施形態に関わるスイッチング電源に対するシミュレーション結果を示すグラフである。
図１６におけるＶｇｓ１／Ｖｇｓ４は、図１１のトランジスタＳ１及びＳ４のゲート電圧を示す。
また、図１６におけるＶｇｓ２／Ｖｇｓ３は、図１１のトランジスタＳ２及びＳ３のゲート電圧を示す。
また、図１６におけるＩｃ１は、図１１のコンデンサＣ１に流れる電流を示す。波形が正側にある期間は、電流が端子５から端子６に流れていることを示す。すなわち、インバータ側から負荷側に電流が供給されている。波形が負側にある期間は、電流が端子６から端子５に流れていることを示す。すなわち、負荷側からインバータ側に電流が流れている。
なお、図１１のコンデンサＣ２に流れる電流は、図１６におけるＩｃ１の正負を逆転した値である。
また、図１６におけるＩＬは、図１１のリアクトルＬ１に流れる電流を示す。波形が正側にある期間は、端子６ａから６ｂに対して電流が流れていることを示す。波形が負側にある期間は、端子６ｂから６ａに対して電流が流れていることを示す。
また、図１６におけるＩｏｕｔは、図１１の出力電流を示す。波形が正側にある期間は、端子６ａからダイオードＤ５に流れていることを示す。すなわち、インバータ側から負荷側に電流が流れている。波形が負側にある期間は、ダイオードＤ７から端子６ａに流れていることを示す。すなわち、負荷側からインバータ側に電流が流れている。
図１６における区間１では、トランジスタＳ１およびＳ４がオン状態であり、かつ、トランジスタＳ２およびＳ３がオフ状態である。
図１６に示されるように、第２実施形態におけるスイッチング電源では、区間１においては、電流源であるリアクトルＬ０から、コンデンサＣ１に対して、一定の電流が流れる。
また、リアクトルＬ１が前周期にエネルギーを蓄積しているため、区間１の開始時点では端子６ａに電流が供給される。端子６ａでは、供給される電流により負荷側に電流が流れ、電圧が上昇する。
負荷で消費される電流に対してリアクトルＬ１に蓄えられる電流が小さい場合は、負荷側のＣ２で保持される電荷が低下し、負荷での電圧が下がる。また、負荷で消費される電流に対してリアクトルＬ１に蓄えられる電流が大きい場合は、負荷での電圧が上がる。
リアクトルＬ１に蓄えられるエネルギーは、トランジスタＳ１及びＳ４とＳ２及びＳ３とのオン時間とオフ時間の割合によって、決定することができる。
以上説明したように、図１１に示す第２実施形態に係るスイッチング電源によれば、ＡＣ／ＤＣ変換器３の入力端子６ａと入力端子６ｂとをリアクトルＬ１を介して接続している。これにより、昇降圧動作を実現することができる。
次に、第１のコンデンサＣ１、第２のコンデンサＣ２、及び、リアクトルＬ１のインピーダンスの条件について説明する。
まず、第１のコンデンサ、第２のコンデンサのそれぞれのインピーダンスは、スイッチング回路のスイッチング周波数において、ＡＣ／ＤＣ変換器を含む負荷とリアクトルとで構成される並列回路の合成インピーダンス以下である。
この条件を満たすことにより、スイッチング回路の入力電圧を負荷に伝えることを保証することができる。
また、リアクトルのインピーダンスは、スイッチング回路のスイッチング周波数において、負荷のインピーダンス以下である。
この条件を満たすことにより、負荷に電流が流れることを保証することができる。
また、リアクトルのインピーダンスは、スイッチング回路のスイッチング周波数において、負荷の合成インピーダンス以下である。
この条件を満たすことにより、スイッチング回路の入力電圧を負荷に伝えることを保証することができる。
なお、実施の形態２におけるスイッチング電源においては、ＡＣ／ＤＣ変換器を含む負荷は、ＡＣ／ＤＣ変換器と、ＡＣ／ＤＣ変換器の出力と接続される第１の負荷と、で構成されてもよい。このとき、リアクトルのインピーダンスは、スイッチング回路のスイッチング周波数において、負荷のインピーダンス以下であっても良い。このとき、リアクトルのインピーダンスは、負荷が消費する最大平均電力と等しい平均リアクトル電流が発生されるインピーダンスであってもよい。
（実施の形態３）
次に、第３実施形態について説明する。図１７は、第３実施形態に係る充電装置４０の構成を示すブロック図である。
充電装置４０は、入力フィルタ４２、整流回路４３、ＡＣ／ＤＣコンバータ４４、及び、第１実施形態あるいは第２実施形態に係るスイッチング電源１を備える。スイッチング電源１は、ＤＣ−ＤＣコンバータである。
入力フィルタ４２には、商用電源４１の交流電圧が入力される。入力フィルタ４２は、その交流電圧の所定の周波数成分のみを通過させ（帯域通過ろ波）、整流回路４３に出力する。
整流回路４３は、例えば、４つの整流ダイオードがブリッジ接続された構成を有するダイオードブリッジ回路である。整流回路４３は、入力フィルタ４２から出力された交流電圧を、脈流電圧に整流して出力する。
ＡＣ／ＤＣコンバータ４４は、力率改善回路（ＰＦＣ回路）４５を含む。力率改善回路４５は、整流回路４３から出力される交流の電力の力率を改善する。ＡＣ／ＤＣコンバータ４４は、電力の力率が改善された交流を直流に変換して、出力する。
スイッチング電源１は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４４から出力された直流電圧を所定の直流電圧に変換して、バッテリ（例えば、車載用二次電池）ＢＴを充電する。スイッチング電源１は、バッテリＢＴへの出力電圧及び出力電流を監視して、定電流充電（ＣＣ充電）又は定電圧充電（ＣＶ充電）を実行する。
なお、直流電源を用いてバッテリＢＴを充電する場合、入力フィルタ４２、整流回路４３及びＡＣ／ＤＣコンバータ４４は不要である。
以上のように、充電装置４０は、交流電源からの交流電圧を整流する整流回路４３と、整流回路４３の出力電力の力率を改善する力率改善回路４５と、力率改善回路４５の出力電力をバッテリＢＴの充電用の直流電力に変換するスイッチング電源１と、を備える。
第３実施形態に係る充電装置４０によれば、第１実施形態、又は、第２実施形態に係るスイッチング電源１を備えるので、第１実施形態、又は、第２実施形態と同様の作用効果を有する。
なお、第１実施形態、及び、第２実施形態、及び、第３実施形態の構成であれば、トランジスタＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のｄｉ／ｄｔ、ｄｖ／ｄｔが小さくなるため、電源側に伝導するノイズを削減することもできる。
なお、第１実施形態、及び、第２実施形態、及び、第３実施形態のスイッチング電源は、双方向の電源回路（例えば、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータなど）として、構成されていてもよい。
図１９は、双方向ＤＣ／ＤＣ変換回路の一例を示す図である。
図１９に示される構成例は、変換回路４を備える。変換回路４は、一次側に、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を備える。また、変換回路４は、二次側に、スイッチング素子Ｓ１１〜１４を備える。また、それぞれのスイッチング素子は、スイッチング制御部１２により、制御される。
本開示は、例えば、車載用二次電池の充電装置に利用することができる。
１ スイッチング電源
１００ スイッチング電源
２ ＤＣ／ＡＣ変換器
３ ＡＣ／ＤＣ変換器
８ａ，８ｂ 配線
９ａ，９ｂ 配線
１０ 配線
１１ スイッチング回路
１２ スイッチング制御部
１３ 絶縁回路
１５ スイッチング回路
２２ 整流回路
２３ ローパスフィルタ
３１ 負荷
４０ 充電装置
４２ 入力フィルタ
４３ 整流回路
４４ ＡＣ／ＤＣコンバータ
４５ 力率改善回路
Ｃ０ コンデンサ
Ｃ１ コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｃ３ コンデンサ
Ｃ４ コンデンサ
Ｃ５ コンデンサ
Ｃ６ コンデンサ
Ｅ１ 電圧源
Ｌ０ リアクトル
Ｌ１ リアクトル
Ｒ０ 負荷
Ｒ１ スナバ抵抗
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４ トランジスタ

Claims (6)

  1. 入力された直流電流を交流電流に変換するスイッチング回路を含むＤＣ／ＡＣ変換器と、
    前記交流電流を直流電流に変換するＡＣ／ＤＣ変換器と、
    前記ＤＣ／ＡＣ変換器の一方の出力と前記ＡＣ／ＤＣ変換器の一方の入力とを接続する第１の電流経路に設けられ、前記交流電流を通過させる第１のコンデンサと、
    前記ＤＣ／ＡＣ変換器の他方の出力と前記ＡＣ／ＤＣ変換器の他方の入力とを接続する第２の電流経路に設けられ、前記交流電流を通過させる第２のコンデンサと、
    前記ＡＣ／ＤＣ変換器の前記一方の入力と前記他方の入力とを接続する第３の電流経路に設けられ、前記ＤＣ／ＡＣ変換器から出力された交流電流の一部が流れるリアクトルと、
    を備え、
    前記ＡＣ／ＤＣ変換器は、前記第１のコンデンサと第２のコンデンサとを通過した交流電流を直流電流に変換し、
    前記リアクトルに前記交流電流の一部が流れる期間を変化させることにより、前記ＡＣ／ＤＣ変換器からの出力電圧を調整する、
    スイッチング電源。
  2. 前記スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン状態期間とオフ状態期間との比を変化させることにより、前記リアクトルに前記交流電流の一部が流れる期間を変化させる、
    請求項１に記載のスイッチング電源。
  3. 前記スイッチング回路は、第１接続経路と、前記第１接続経路と並列に接続される第２接続経路とを有するブリッジ回路を備え、
    前記第１接続経路は、第１スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子と直列に接続される第２スイッチング素子と、を有し、
    前記第２接続経路は、第３スイッチング素子と、前記第３スイッチング素子と直列に接続される第４スイッチング素子と、を有し、
    前記第１のコンデンサは、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを繋ぐ経路に接続され、
    前記第２のコンデンサは、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とを繋ぐ経路に接続され、
    前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とがオン状態であり、かつ、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とがオフ状態である期間を第一期間とし、
    前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とがオフ状態であり、かつ、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とがオン状態である期間を第二期間とすると、
    前記第一期間および前記第二期間のうちの少なくとも一方の時間を長くすることにより、前記リアクトルに前記交流電流の一部が流れる期間を長くし、前記ＡＣ／ＤＣ変換器からの出力電圧を上昇させる、
    請求項２に記載のスイッチング電源。
  4. 前記第１のコンデンサ、前記第２のコンデンサのそれぞれのインピーダンスは、前記スイッチング回路のスイッチング周波数において、前記ＡＣ／ＤＣ変換器を含む負荷と前記リアクトルとで構成される並列回路の合成インピーダンス以下であり、
    前記リアクトルのインピーダンスは、前記スイッチング回路のスイッチング周波数において、前記負荷のインピーダンス以下である、
    請求項１から３のいずれかに記載のスイッチング電源。
  5. 前記ＡＣ／ＤＣ変換器を含む前記負荷は、前記ＡＣ／ＤＣ変換器と、前記ＡＣ／ＤＣ変換器の出力と接続される第１の負荷と、で構成されており、
    前記リアクトルのインピーダンスは、前記スイッチング回路のスイッチング周波数において、前記負荷のインピーダンス以下であり、前記負荷が消費する最大平均電力と等しい平均リアクトル電流が発生されるインピーダンスである、
    請求項１から４のいずれかに記載のスイッチング電源。
  6. 請求項１から５のいずれか一項に記載のスイッチング電源を備える充電装置。
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