JP2016201924A - モータの回転位置推定方法およびモータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回転部の回転位置を精度よく取得する。
【解決手段】モータ１の回転位置推定方法は、ａ）突極性を有するモータの駆動電圧に、駆動電圧の周波数よりも高い周波数の測定用電圧を重畳した三相の電圧を、モータの静止部１１に供給する工程と、ｂ）ａ）工程と並行して、静止部に流れる三相電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃ所定の周波数の成分を、第１抽出電流、第２抽出電流および第３抽出電流として抽出する工程と、ｃ）第１抽出電流と第２抽出電流とを乗算した第１合成信号、第２抽出電流と第３抽出電流とを乗算した第２合成信号、および、第３抽出電流と第１抽出電流とを乗算した第３合成信号を取得する工程と、ｄ）駆動電圧の周波数を含む低周波成分を通すローパスフィルタ処理により、第１ないし第３合成信号から、第１ないし第３フィルタ信号をそれぞれ取得する工程と、ｅ）第１ないし第３フィルタ信号に基づいて、回転部１２の回転位置を取得する工程とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータの回転位置推定方法およびモータの制御装置に関する。

従来より、モータのワイヤ数およびサイズ、並びに、モータの製造コストを低減するために、回転位置検出用のセンサを省略したセンサレスベクトル制御が行われている。センサレスベクトル制御技術の一つとして、高周波電圧印加法が知られている。高周波電圧印加法では、モータの駆動電圧の周波数よりも高い周波数の電圧をモータに付与し、その応答電流からモータの回転位置（位相）が推定される。

例えば、Shinnaka, S.による"A new speed-varying ellipse voltage injection method for sensorless drive of permanent-magnet synchronous motors with pole saliency - New PLL method using high-frequency current component multiplied signal"（Ieee Transactions on Industry Applications, 2008, 44(3), p.777-788）の手法では、γδ回転座標系において高周波電圧が生成される。当該電圧はパーク変換によりαβ静止座標系に変換され、空間ベクトルＰＷＭおよびインバータを用いてモータに付与される。モータに流れる三相高周波電流が、バンドパスフィルタを用いて抽出され、γδ回転座標系に変換される。γ軸の電流とδ軸の電流とが乗算され、得られた信号に対するローパスフィルタ処理により、単一チャンネルの信号が生成される。当該信号を用いてＰＬＬによりモータの回転位置が推定される。

また、Corley, M. J.およびLorenz, R. D.による "Rotor position and velocity estimation for a salient-pole permanent magnet synchronous machine at standstill and high speeds"（Ieee Transactions on Industry Applications, 1998, 34(4), p.784-789）の手法では、静止座標系における応答電流と、推定された回転位置（角度）のサインおよびコサインを用いて、高周波電流のｄ軸成分の信号が求められる。当該信号をバンドパスフィルタ等に通すことにより、推定された回転位置と実際の回転位置との間の誤差信号が得られる。当該誤差信号は、オブザーバに入力される。オブザーバは、誤差を最小にすることにより、回転位置をトラッキングする。
Shinnaka, S., "A new speed-varying ellipse voltage injection method for sensorless drive of permanent-magnet synchronous motors with pole saliency - New PLL method using high-frequency current component multiplied signal", Ieee Transactions on Industry Applications, 2008, 44(3), p.777-788 Corley, M. J. and Lorenz, R. D., "Rotor position and velocity estimation for a salient-pole permanent magnet synchronous machine at standstill and high speeds", Ieee Transactions on Industry Applications, 1998, 34(4), p.784-789

ところで、上記手法では、静止座標系と回転座標系との間の変換等、演算部において高い演算負荷を伴う処理が必要となる。演算部における演算負荷の増加は、回転部の回転位置の取得の精度に影響が出る虞がある。したがって、低い演算負荷にて回転部の回転位置を精度よく取得する新規な手法が求められている。

本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、低い演算負荷にて回転部の回転位置を精度よく取得する新規な手法を提供することを目的としている。

本発明の例示的なモータの回転位置推定方法は、ａ）突極性を有するモータの回転部を回転するための駆動電圧に、前記駆動電圧の周波数よりも高い所定の周波数の測定用電圧を重畳した三相の電圧を、前記モータの静止部に供給する工程と、ｂ）前記ａ）工程と並行して、前記静止部に流れる三相電流における前記所定の周波数の成分を、第１抽出電流、第２抽出電流および第３抽出電流として抽出する工程と、ｃ）前記第１抽出電流と前記第２抽出電流とを乗算した第１合成信号、前記第２抽出電流と前記第３抽出電流とを乗算した第２合成信号、および、前記第３抽出電流と前記第１抽出電流とを乗算した第３合成信号を取得する工程と、ｄ）前記駆動電圧の周波数を含む低周波成分を通すローパスフィルタ処理により、前記第１合成信号、前記第２合成信号および前記第３合成信号から、第１フィルタ信号、第２フィルタ信号および第３フィルタ信号をそれぞれ取得する工程と、ｅ）前記第１フィルタ信号、前記第２フィルタ信号および前記第３フィルタ信号に基づいて、前記回転部の回転位置を取得する工程と、を備える。

本発明の例示的なモータの制御装置は、突極性を有するモータの回転部を回転するための駆動電圧に、前記駆動電圧の周波数よりも高い所定の周波数の測定用電圧を重畳した三相の電圧を、前記モータの静止部に供給する電圧供給部と、前記静止部に流れる三相電流における前記所定の周波数の成分を、第１抽出電流、第２抽出電流および第３抽出電流として抽出する電流抽出部と、前記第１抽出電流と前記第２抽出電流とを乗算した第１合成信号、前記第２抽出電流と前記第３抽出電流とを乗算した第２合成信号、および、前記第３抽出電流と前記第１抽出電流とを乗算した第３合成信号を取得する合成信号取得部と、前記駆動電圧の周波数を含む低周波成分を通すローパスフィルタ処理により、前記第１合成信号、前記第２合成信号および前記第３合成信号から、第１フィルタ信号、第２フィルタ信号および第３フィルタ信号をそれぞれ取得するローパスフィルタ処理部と、前記第１フィルタ信号、前記第２フィルタ信号および前記第３フィルタ信号に基づいて、前記回転部の回転位置を取得する回転位置取得部と、を備え、前記電圧供給部が、前記回転部の回転位置に基づいて前記駆動電圧の位相を制御する。

本発明によれば、低い演算負荷にて回転部の回転位置を精度よく取得することができる。

図１は、第１の実施形態に係るモータの制御装置の構成を示す図である。 図２は、制御装置の処理の流れを示す図である。 図３は、ＨＦ印加信号を示す図である。 図４は、抽出電流を示す図である。 図５は、フィルタ信号を示す図である。 図６は、回転位置取得部にて取得される信号を示す図である。 図７は、第２の実施形態に係るモータの制御装置の構成を示す図である。

図１は、本発明の例示的な第１の実施形態に係るモータ１の制御装置１０の構成を示す図である。制御装置１０の各構成要素は、例えばモータ１の回路基板上に設けられる。なお、制御装置１０は、回路基板（例えば、インバータ等）とは、別体に設けられてもよい。モータ１は、例えば永久磁石同期モータであり、突極性を有する。モータ１は、静止部１１と、回転部（回転子）１２と、を含む。静止部１１はステータ（固定子）１１１を含む。回転部１２は永久磁石１２１を含む。静止部１１は、回転部１２を回転可能に支持する。

制御装置１０は、電圧供給部２と、電流抽出部３と、合成信号取得部４１と、ローパスフィルタ処理部４２と、回転位置取得部５と、を含む。制御装置１０の一部は、ソフトウェアを含む演算部等により実現されてよい。したがって、これらの構成要素は物理的に区別可能に設けられる必要はない。すなわち、制御装置１０の一部は、ソフトウェアにより実現されてもよく、ハードウェアによって実現されても良い。

電圧供給部２は、ＨＦ印加信号生成部２１と、ＬＦ制御信号生成部２２と、２個の加算器２３ａ，２３ｂと、電圧生成部２４と、を含む。ＨＦ印加信号生成部２１は、αβ座標系のα軸方向に変化する高周波印加信号、および、β軸方向に変化する高周波印加信号（high-frequency injection signal）を生成する。以下、高周波印加信号を「ＨＦ印加信号」という。ＨＦ印加信号は、例えば正弦波信号である。図１では、α軸のＨＦ印加信号をＶ_αｈとして示し、β軸のＨＦ印加信号をＶ_βｈとして示す。ＨＦ印加信号Ｖ_αｈ，Ｖ_βｈは、他の波形の信号であってよい。ここで、３相の固定子巻線に流れる電流をベクトルで表した座標系をＡＢＣ座標系とすると、αβ座標系とは、ＡＢＣ座標系を２相に変換（クラーク変換）した固定座標系である。α軸およびβ軸は、互いに直交する。

ＬＦ制御信号生成部２２は、αβ座標系のα軸およびβ軸における低周波制御信号を生成する。以下、低周波制御信号を「ＬＦ制御信号」という。ＬＦ制御信号は、ユーザにより設定される各種設定値、および、回転位置取得部５により取得される回転部１２の回転位置等の入力を用いて生成される。ＬＦ制御信号は、回転部１２の回転を制御する信号である。ＬＦ制御信号の生成は、ベクトル制御（Field Oriented Control：FOC）、直接トルク制御（Direct Torque Control：DTC）、ＰＩＤ制御、または、６ステップ制御等のアルゴリズムに基づく。図１では、α軸のＬＦ制御信号をＶ_αｌとして示し、β軸のＬＦ制御信号をＶ_βｌとして示す。加算器２３ａは、α軸のＬＦ制御信号Ｖ_αｌにα軸のＨＦ印加信号Ｖ_αｈを重畳して、α軸の重畳信号Ｖ_αを出力する。加算器２３ｂは、β軸のＬＦ制御信号Ｖ_βｌにβ軸のＨＦ印加信号Ｖ_βｈを重畳して、β軸の重畳信号Ｖ_βを出力する。

電圧生成部２４は、例えば、二相／三相変換（αβ−ＡＢＣ変換）可能な線形電力増幅器、または、空間ベクトルＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ等を含む。二相／三相変換は、α軸およびβ軸の信号を、静止部１１に供給する三相電圧にそれぞれ対応するＡ軸、Ｂ軸およびＣ軸の信号に変換する。すなわち、二相／三相変換は、αβ座標系の信号をＡＢＣ座標系の信号に変換する。電圧生成部２４は、Ａ軸、Ｂ軸およびＣ軸にそれぞれ対応する三相電圧Ｖ_ａ，Ｖ_ｂ，Ｖ_ｃを静止部１１に供給する。ＨＦ印加信号生成部２１、ＬＦ制御信号生成部２２、および、加算器２３ａ，２３ｂは、モータ１に供給する電圧指令を生成する電圧指令生成部と捉えることが可能である。電圧生成部２４は、電圧指令生成部からの電圧指令に基づいてモータ１に電圧を供給する。

電流抽出部３は、電流信号取得ユニット３１と、３個の抽出器３２ａ，３２ｂ，３２ｃと、を含む。電流信号取得ユニット３１は、いわゆる電流センサであり、例えば、増幅回路を有する分流器、シャント抵抗器、または、ホール効果電流変換器等を含む。電流信号取得ユニット３１は、静止部１１に流れる三相電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃを取得する。抽出器３２ａ〜３２ｃは、例えばバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）を含む。抽出器３２ａ〜３２ｃは、三相電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃの高周波（ＨＦ）成分を、Ａ軸、Ｂ軸およびＣ軸の抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈとしてそれぞれ抽出する。

合成信号取得部４１は、３個の乗算器４１ａ，４１ｂ，４１ｃを含む。乗算器４１ａ〜４１ｃは、第１ないし第３合成信号をそれぞれ生成する。合成信号は、後述の回転位置の取得に用いられる。合成信号の詳細は後述する。図１では、第１ないし第３合成信号をｉ_ａｂｈ，ｉ_ｂｃｈ，ｉ_ｃａｈとして示す。ローパスフィルタ処理部４２は、３個のローパスフィルタ（ＬＰＦ）４２ａ，４２ｂ，４２ｃを含む。ローパスフィルタ４２ａ〜４２ｃは、第１ないし第３合成信号ｉ_ａｂｈ，ｉ_ｂｃｈ，ｉ_ｃａｈから、第１ないし第３フィルタ信号をそれぞれ取得する。図１では、第１ないし第３フィルタ信号をＡ_ａｂ，Ａ_ｂｃ，Ａ_ｃａとして示す。抽出器３２ａ〜３２ｃ、乗算器４１ａ〜４１ｃ、および、ローパスフィルタ４２ａ〜４２ｃは、三相電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃを処理することにより、第１ないし第３フィルタ信号Ａ_ａｂ，Ａ_ｂｃ，Ａ_ｃａを生成する信号処理ユニットと捉えることができる。フィルタ信号Ａ_ａｂ，Ａ_ｂｃ，Ａ_ｃａは、後述の回転位置の取得に用いられる位置感知信号である。

回転位置取得部５は、第１ないし第３フィルタ信号Ａ_ａｂ，Ａ_ｂｃ，Ａ_ｃａに基づいて回転部１２の回転位置θ_ｅを取得する。回転位置θ_ｅは、ＬＦ制御信号生成部２２におけるＬＦ制御信号Ｖ_αｌ，Ｖ_βｌの生成に用いられる。すなわち、回転位置θ_ｅに基づいて、モータ１の回転制御が行われる。

次に、モータ１の駆動時における制御装置１０の処理について図２を参照しつつ説明する。制御装置１０では、モータ１の駆動中、図２の処理が継続的に繰り返される。以下の説明における各信号に関する処理は、厳密には、各時刻における当該信号の値に関する処理を意味する。なお、図２中に破線の矩形にて示すステップＳ５ａは、後述の第２の実施形態にて行われる処理であり、本実施形態では、行われない。

ＬＦ制御信号生成部２２では、モータ１の回転部１２を回転するためのα軸のＬＦ制御信号Ｖ_αｌおよびβ軸のＬＦ制御信号Ｖ_βｌが生成される。ＨＦ印加信号生成部２１では、α軸のＨＦ印加信号Ｖ_αｈおよびβ軸のＨＦ印加信号Ｖ_βｈが生成される。角周波数をω、時間をｔとして、α軸のＨＦ印加信号Ｖ_αｈおよびβ軸のＨＦ印加信号Ｖ_βｈは数１にて表される。

図３は、ＨＦ印加信号Ｖ_αｈ，Ｖ_βｈの一例を示す図である。ＨＦ印加信号Ｖ_αｈ，Ｖ_βｈの周波数は、ＬＦ制御信号Ｖ_αｌ，Ｖ_βｌの周波数よりも高い。ＨＦ印加信号Ｖ_αｈ，Ｖ_βｈによる応答結果である回転位置θ_ｅを予め計測し、ルックアップテーブルを作成することにより、各時刻におけるＨＦ印加信号Ｖ_αｈ，Ｖ_βｈによる応答結果である回転位置θ_ｅが取得されてもよい。α軸のＨＦ印加信号Ｖ_αｈはα軸のＬＦ制御信号Ｖ_αｌに重畳され、α軸の重畳信号Ｖ_αが生成される。β軸のＨＦ印加信号Ｖ_βｈはβ軸のＬＦ制御信号Ｖ_βｌに重畳され、β軸の重畳信号Ｖ_βが生成される。電圧生成部２４では、α軸の重畳信号Ｖ_αおよびβ軸の重畳信号Ｖ_βに基づいて、三相電圧Ｖ_ａ，Ｖ_ｂ，Ｖ_ｃが生成される。

各電圧Ｖ_ａ，Ｖ_ｂ，Ｖ_ｃは、ＬＦ制御信号Ｖ_αｌ，Ｖ_βｌに起因する駆動電圧と、ＨＦ印加信号Ｖ_αｈ，Ｖ_βｈに起因する測定用電圧とを含む。すなわち、電圧供給部２では、回転部１２を回転するための駆動電圧に、当該駆動電圧の周波数よりも高い所定の周波数の測定用電圧を重畳した複数の電圧Ｖ_ａ，Ｖ_ｂ，Ｖ_ｃが実質的に生成される。例えば、測定用電圧の周波数は、２０ｋＨｚ（キロヘルツ）以下である。好ましくは、測定用電圧の周波数は、５００Ｈｚ以上１ｋＨｚ以下である。複数の電圧Ｖ_ａ，Ｖ_ｂ，Ｖ_ｃは、モータ１の静止部１１に供給される（ステップＳ１）。実際には、複数の電圧Ｖ_ａ，Ｖ_ｂ，Ｖ_ｃの静止部１１への供給は連続的に行われ、後述するステップＳ２〜Ｓ４は、ステップＳ１に並行して行われる。

電流信号取得ユニット３１では、静止部１１に流れる三相電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃが取得される。抽出器３２ａ〜３２ｃでは、三相電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃにおけるＨＦ印加信号Ｖ_αｈ，Ｖ_βｈの周波数成分が、Ａ軸、Ｂ軸およびＣ軸の抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈとして抽出される（ステップＳ２）。以下、Ａ軸、Ｂ軸およびＣ軸の抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈをそれぞれ第１、第２および第３抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈという。このように、電流抽出部３では、静止部１１に流れる三相の電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃにおける、測定用電圧の周波数成分が、第１ないし第３抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈとして抽出される。

図４は、第１ないし第３抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈを示す図である。図４の縦軸は抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈの値を示し、横軸は回転部１２の回転位置を示す。図４に示すように、回転部１２の回転位置に応じて抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈの振幅が変化する。すなわち、抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈの振幅の変化を示す振幅プロファイルは、回転部１２の回転位置の関数である。抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈの振幅プロファイルをＡ_ａ，Ａ_ｂ，Ａ_ｃとして、抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈは、数２にて表される。なお、数２では、回転部１２の回転位置θ_ｅの関数である振幅プロファイルをＡ_ａ（θ_ｅ），Ａ_ｂ（θ_ｅ），Ａ_ｃ（θ_ｅ）として表し、時間の関数である抽出電流をｉ_ａｈ（ｔ），ｉ_ｂｈ（ｔ），ｉ_ｃｈ（ｔ）として表している。後述の数３ないし数６において同様である。

合成信号取得部４１では、数３により、第１ないし第３合成信号ｉ_ａｂｈ，ｉ_ｂｃｈ，ｉ_ｃａｈが生成される（ステップＳ３）。すなわち、乗算器４１ａでは、第１抽出電流ｉ_ａｈと第２抽出電流ｉ_ｂｈとを乗算することにより、第１合成信号ｉ_ａｂｈが生成される。乗算器４１ｂでは、第２抽出電流ｉ_ｂｈと第３抽出電流ｉ_ｃｈとを乗算することにより、第２合成信号ｉ_ｂｃｈが生成される。乗算器４１ｃでは、第３抽出電流ｉ_ｃｈと第１抽出電流ｉ_ａｈとを乗算することにより、第３合成信号ｉ_ｃａｈが生成される。

ここで、数３における式の導出から、各合成信号ｉ_ａｂｈ，ｉ_ｂｃｈ，ｉ_ｃａｈが低周波部と、高周波部の和であることが判る。低周波部は、回転部１２の回転位置θ_ｅに依存する。高周波部は、ＨＦ印加信号Ｖ_αｈ，Ｖ_βｈの周波数の関数である。第１ないし第３合成信号ｉ_ａｂｈ，ｉ_ｂｃｈ，ｉ_ｃａｈの低周波部は、数４のように、第１ないし第３合成信号ｉ_ａｂｈ，ｉ_ｂｃｈ，ｉ_ｃａｈに対するローパスフィルタ処理により、第１ないし第３フィルタ信号Ａ_ａｂ，Ａ_ｂｃ，Ａ_ｃａとして取得可能である。

実際には、ローパスフィルタ４２ａ〜４２ｃにおけるローパスフィルタ処理により、第１ないし第３フィルタ信号Ａ_ａｂ，Ａ_ｂｃ，Ａ_ｃａが取得される（ステップＳ４）。ローパスフィルタ４２ａ〜４２ｃのカットオフ周波数は、ＨＦ印加信号Ｖ_αｈ，Ｖ_βｈの周波数、すなわち測定用電圧の周波数未満の任意の周波数である。カットオフ周波数は、例えば、駆動電圧の周波数の２倍以上の周波数である。ローパスフィルタ処理は、駆動電圧の周波数を含む低周波成分を通す。図５では、回転部１２の回転位置に対する第１ないし第３フィルタ信号Ａ_ａｂ，Ａ_ｂｃ，Ａ_ｃａの変化を示している。各フィルタ信号Ａ_ａｂ，Ａ_ｂｃ，Ａ_ｃａは、回転位置θ_ｅの関数である。第１ないし第３フィルタ信号Ａ_ａｂ，Ａ_ｂｃ，Ａ_ｃａは、突極性を有するモータ１の回転位置θ_ｅの算出に利用可能であるといえる。第１ないし第３フィルタ信号Ａ_ａｂ，Ａ_ｂｃ，Ａ_ｃａは、回転位置取得部５に入力される。

図６は、回転位置取得部５にて取得される信号を示す図である。図６の最上段は第１ないし第３フィルタ信号Ａ_ａｂ，Ａ_ｂｃ，Ａ_ｃａを示す。図６の上から二段目は後述のＡ_αおよびＡ_βを示し、三段目は後述のθを示す。図６の最下段は回転位置θ_ｅを示す。

回転位置取得部５では、第１ないし第３フィルタ信号Ａ_ａｂ，Ａ_ｂｃ，Ａ_ｃａがＡ軸、Ｂ軸およびＣ軸における信号であるとして、第１ないし第３フィルタ信号Ａ_ａｂ，Ａ_ｂｃ，Ａ_ｃａに対して、三相／二相変換（ＡＢＣ−αβ変換）であるクラーク変換が行われる。これにより、図６の上から二段目に示すように、α軸のフィルタ信号Ａ_αおよびβ軸のフィルタ信号Ａ_βが取得される。続いて、α軸のフィルタ信号Ａ_αおよびβ軸のフィルタ信号Ａ_βを用いて、逆正接関数ａｔａｎ２（Ａ_α，Ａ_β）が角度θとして求められる（図６の上から三段目参照）。すなわち、αβ座標系において、原点を始点とし、α軸上の位置がＡ_αであり、かつ、β軸上の位置がＡ_βである点を終点とするベクトルのβ軸に対する角度θが求められる。そして、角度θは所定の角度だけオフセットされることにより、回転部１２の回転位置θ_ｅの０度に合わせられる。

ここで、図４に示すように、回転部１２の回転位置の０度から３６０度までの１回転において、抽出電流の振幅プロファイルは、２周期分変化する。したがって、０度から７２０度までの範囲にオフセットされた上記角度を２で割って得た値が、図６の最下段に示す回転部１２の回転位置θ_ｅとして取得される（ステップＳ５）。このように、回転位置取得部５では、フィルタ信号Ａ_ａｂ，Ａ_ｂｃ，Ａ_ｃａに基づいて、モータ１の回転位置θ_ｅが推定される。

モータ１の駆動中、上記ステップＳ１〜Ｓ５が繰り返し行われる。既述のように、各ステップＳ１〜Ｓ５では、厳密には、各時刻における信号の値が取り扱われる。このとき、ステップＳ１における三相電圧Ｖ_ａ，Ｖ_ｂ，Ｖ_ｃの生成では、直前のステップＳ５にて取得された回転部１２の回転位置θ_ｅの値、および、回転速度等の設定値に基づいて、ＬＦ制御信号Ｖ_αｌ，Ｖ_βｌの値が生成される。すなわち、回転部１２の回転位置θ_ｅに基づいて、モータ１の駆動電圧の位相が制御される。これにより、モータ１の高精度な回転制御が可能となる。

以上に説明したように、モータ１の制御装置１０では、回転部１２を回転するための駆動電圧に、駆動電圧の周波数よりも高い周波数の測定用電圧を重畳した三相の電圧が、静止部１１に供給される。静止部１１に流れる三相電流における、測定用電圧の周波数成分が、第１ないし第３抽出電流として抽出される。第１ないし第３抽出電流において、２つの抽出電流の各組合せにおける当該２つの抽出電流を掛け合わせることにより、第１ないし第３合成信号が取得される。第１ないし第３合成信号に対するローパスフィルタ処理により、第１ないし第３フィルタ信号が取得される。第１ないし第３フィルタ信号に基づいて、回転部１２の回転位置が取得される。これにより、回転部１２の回転位置を精度よく取得することができる。また、回転部１２の回転位置に基づいて、モータ１の駆動電圧の位相が制御される。これにより、モータ１を精度よく回転させることができる。

制御装置１０では、測定用電圧の付与、および、抽出電流に対する信号処理が固定座標系において行われる。これにより、上述のShinnaka, S.による手法、および、Corley, M. J.らによる手法における静止座標系と回転座標系との間の複雑な変換等を用いることなく、低い演算負荷にて回転位置を取得することができる。

また、Shinnaka, S.による手法、および、Corley, M. J.らによる手法では、低速では、誘起電圧が生成されず、回転方向が不明瞭である、および、分解能が低いという問題が生じる。したがって、回転位置を高精度に検出するためにオブザーバまたはＰＬＬが必要となり、演算負荷が大きくなる。このような観点において、低速時の制御装置１０の演算負荷を低減することができる。

図７は、本発明の例示的な第２の実施形態に係るモータ１の制御装置１０の構成を示す図である。図７の制御装置１０は、ローパスフィルタ処理部４２と回転位置取得部５との間に振幅演算部４３が追加される点で、図１の制御装置１０と相違する。他の構成は、図１の制御装置１０と同じであり、同じ構成要素に同じ符号を付す。

図７の制御装置１０では、第１の実施形態と同様に、モータ１の静止部１１に電圧Ｖ_ａ，Ｖ_ｂ，Ｖ_ｃが供給される（図２：ステップＳ１）。また、第１ないし第３抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈから第１ないし第３合成信号ｉ_ａｂｈ，ｉ_ｂｃｈ，ｉ_ｃａｈが生成され、第１ないし第３フィルタ信号Ａ_ａｂ，Ａ_ｂｃ，Ａ_ｃａが取得される（ステップＳ２〜Ｓ４）。第１ないし第３フィルタ信号Ａ_ａｂ，Ａ_ｂｃ，Ａ_ｃａは、振幅演算部４３に入力される。

振幅演算部４３では、第１ないし第３フィルタ信号Ａ_ａｂ，Ａ_ｂｃ，Ａ_ｃａを用いて、数５により、第１振幅信号Ｚ_ａ、第２振幅信号Ｚ_ｂ、および、第３振幅信号Ｚ_ｃが取得される（ステップＳ５ａ）。

第１ないし第３振幅信号Ｚ_ａ，Ｚ_ｂ，Ｚ_ｃは、Ａ軸、Ｂ軸およびＣ軸の抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈの振幅プロファイルＡ_ａ，Ａ_ｂ，Ａ_ｃに等しい。すなわち、第１ないし第３振幅信号Ｚ_ａ，Ｚ_ｂ，Ｚ_ｃは、第１ないし第３抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈの振幅をそれぞれ示す。振幅演算部４３における数５の演算は、振幅を示す信号の再構築と捉えることができる。第１ないし第３振幅信号Ｚ_ａ，Ｚ_ｂ，Ｚ_ｃは、回転位置取得部５に入力される。

回転位置取得部５では、第１の実施形態における第１ないし第３フィルタ信号に対する処理と同様に、Ａ軸、Ｂ軸およびＣ軸の第１ないし第３振幅信号Ｚ_ａ，Ｚ_ｂ，Ｚ_ｃに対して、三相／二相変換（ＡＢＣ−αβ変換）が行われる。これにより、α軸の振幅信号およびβ軸の振幅信号が取得される。そして、α軸の振幅信号およびβ軸の振幅信号を用いて、回転部１２の回転位置θ_ｅが取得される（ステップＳ５）。このように、回転位置取得部５では、第１ないし第３振幅信号Ｚ_ａ，Ｚ_ｂ，Ｚ_ｃに基づいて、モータ１の回転位置θ_ｅが精度よく推定される。

ところで、抽出電流を二乗した信号をローパスフィルタ処理して得られるフィルタ信号を、回転位置の推定に利用することが考えられる。しかしながら、この場合、当該フィルタ信号において高次高調波が発生してしまい、当該フィルタ信号に基づく回転位置の推定精度に一定の限界が生じてしまう。また、抽出電流の絶対値を示す信号をローパスフィルタ処理して得られるフィルタ信号を、回転位置の推定に利用することも考えられる。しかしながら、この場合も、当該フィルタ信号において高次高調波に起因するノイズが発生してしまい、回転位置の推定精度に一定の限界が生じてしまう。

これらの手法に対し、図７の制御装置１０では、数５を用いて取得する振幅信号において高次高調波が発生しない、または、高次高調波の発生が抑制される。これにより、回転部１２の回転位置をより精度よく取得することができる。

上記制御装置１０では、様々な変形が可能である。

例えば、電圧供給部２では、Ａ軸、Ｂ軸およびＣ軸のＨＦ印加信号が生成され、Ａ軸、Ｂ軸およびＣ軸のＬＦ制御信号に重畳されてよい。

図７の制御装置１０において、振幅演算部４３では、数５以外の演算にて振幅信号が取得されてよい。例えば、数６の演算により、第１ないし第３フィルタ信号Ａ_ａｂ，Ａ_ｂｃ，Ａ_ｃａから第１ないし第３振幅信号Ｚ_ａ，Ｚ_ｂ，Ｚ_ｃを取得することが可能である。

この場合も、第１ないし第３振幅信号Ｚ_ａ，Ｚ_ｂ，Ｚ_ｃに基づいて、回転部１２の回転位置θ_ｅをある程度精度よく取得することができる。数６の第１ないし第３振幅信号Ｚ_ａ，Ｚ_ｂ，Ｚ_ｃも、実質的に、第１ないし第３抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈの振幅を示すといえる。一方、制御装置１０における演算負荷をより低減するという観点では、図１の制御装置１０のように、振幅信号を求めることなく、回転位置を取得することが好ましい。

制御装置１０では、モータ１のセンサレス位置検出および制御が行われるが、制御装置１０の機能は、センサレス速度検出および制御、並びに、大きなトルクでの起動等を用途とするセンサレスでの初期位置検出に利用されてよい。

モータ１は、突極性を有するのであるならば、永久磁石同期モータ以外に、同期リラクタンスモータ等であってよい。

上記実施の形態および各変形例における構成は、相互に矛盾しない限り適宜組み合わされてよい。

本発明は、突極性を有する様々なモータにおける回転位置の推定、および、制御に利用可能である。

１ モータ
２ 電圧供給部
３ 電流抽出部
５ 回転位置取得部
１０ 制御装置
１１ 静止部
１２ 回転部
４１ 合成信号取得部
４２ ローパスフィルタ処理部
４３ 振幅演算部
Ｓ１〜Ｓ５，Ｓ５ａ ステップ

Claims (4)

1. ａ）突極性を有するモータの回転部を回転するための駆動電圧に、前記駆動電圧の周波数よりも高い所定の周波数の測定用電圧を重畳した三相の電圧を、前記モータの静止部に供給する工程と、
   ｂ）前記ａ）工程と並行して、前記静止部に流れる三相電流における前記所定の周波数の成分を、第１抽出電流、第２抽出電流および第３抽出電流として抽出する工程と、
   ｃ）前記第１抽出電流と前記第２抽出電流とを乗算した第１合成信号、前記第２抽出電流と前記第３抽出電流とを乗算した第２合成信号、および、前記第３抽出電流と前記第１抽出電流とを乗算した第３合成信号を取得する工程と、
   ｄ）前記駆動電圧の周波数を含む低周波成分を通すローパスフィルタ処理により、前記第１合成信号、前記第２合成信号および前記第３合成信号から、第１フィルタ信号、第２フィルタ信号および第３フィルタ信号をそれぞれ取得する工程と、
   ｅ）前記第１フィルタ信号、前記第２フィルタ信号および前記第３フィルタ信号に基づいて、前記回転部の回転位置を取得する工程と、
   を備える、モータの回転位置推定方法。
2. 前記ｅ）工程が、
   ｅ１）前記第１ないし第３フィルタ信号から、前記第１抽出電流の振幅を示す第１振幅信号、前記第２抽出電流の振幅を示す第２振幅信号、および、前記第３抽出電流の振幅を示す第３振幅信号を取得する工程と、
   ｅ２）前記第１ないし第３振幅信号に基づいて前記回転部の回転位置を取得する工程と、
   を含む、請求項１に記載のモータの回転位置推定方法。
3. 前記ｅ１）工程において、前記第１ないし第３フィルタ信号をＡ_ａｂ（θ_ｅ）、Ａ_ｂｃ（θ_ｅ）、Ａ_ｃａ（θ_ｅ）（ただし、θ_ｅは前記回転部の回転位置を示す。）として、前記第１ないし第３振幅信号Ｚ_ａ、Ｚ_ｂ、Ｚ_ｃが、
   

   

   により取得される、請求項２に記載のモータの回転位置推定方法。
4. 突極性を有するモータの回転部を回転するための駆動電圧に、前記駆動電圧の周波数よりも高い所定の周波数の測定用電圧を重畳した三相の電圧を、前記モータの静止部に供給する電圧供給部と、
   前記静止部に流れる三相電流における前記所定の周波数の成分を、第１抽出電流、第２抽出電流および第３抽出電流として抽出する電流抽出部と、
   前記第１抽出電流と前記第２抽出電流とを乗算した第１合成信号、前記第２抽出電流と前記第３抽出電流とを乗算した第２合成信号、および、前記第３抽出電流と前記第１抽出電流とを乗算した第３合成信号を取得する合成信号取得部と、
   前記駆動電圧の周波数を含む低周波成分を通すローパスフィルタ処理により、前記第１合成信号、前記第２合成信号および前記第３合成信号から、第１フィルタ信号、第２フィルタ信号および第３フィルタ信号をそれぞれ取得するローパスフィルタ処理部と、
   前記第１フィルタ信号、前記第２フィルタ信号および前記第３フィルタ信号に基づいて、前記回転部の回転位置を取得する回転位置取得部と、
   を備え、
   前記電圧供給部が、前記回転部の回転位置に基づいて前記駆動電圧の位相を制御する、モータの制御装置。

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