JP2016219976A - 通信方法、通信システムおよび通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低Ｓ／Ｎ環境下や、サブスペクトラムの遷移域の離散化された信号成分の数が少ない場合でも、位相推定誤差が増大せず、受信信号のビット誤り率が劣化しない送信装置を提供する。【解決手段】送信装置５０は、分散配置前又は分散配置後のＮ個のサブスペクトラムの位相を回転させる処理を、有限個の位相の組み合わせが異なる複数の位相系列毎に行い、位相系列毎の送信信号のピーク対平均電力が最小となる位相系列の送信信号を選択して送信する。受信装置６０は、受信信号から抽出した分散配置後のサブスペクトラム又は分散配置前に戻したサブスペクトラムに対して、隣接するサブスペクトラム間の位相差を推定し、送信装置と予め共有する有限個の位相のうち、推定された位相差に最も近い位相を選択して推定された位相差に置き換えて補正し、受信信号から抽出した分散配置後または分散配置前に戻したサブスペクトラムの位相を補正して受信信号を復調する。【選択図】図４

Description

本発明は、帯域分散伝送方式を用いた通信技術に関する。

近年、通信システムにおける周波数帯域の利用効率を向上させるために、送信側においてシングルキャリア変調信号を周波数領域で複数のサブスペクトラムに分割して、中継器の未使用帯域に分散配置する帯域分散伝送方式が考えられている。ところが、帯域分散伝送方式は、スペクトラムを分割して分散配置するため、送信信号のピーク対平均電力比(ＰＡＰＲ:Peak to Average Power Ratio)が増大するという問題があり、ＰＡＰＲを低減する技術が検討されている（例えば、非特許文献１参照）。以下は、帯域分散伝送方式を用いる通信においてＰＡＰＲを低減する技術の一例である。

図９は、帯域分散伝送方式を用いる送信装置１５０の一例を示す。図９において、送信装置１５０は、変調器１０１、波形整形フィルタ１０２、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）１０３、分割フィルタ１０４−１〜１０４−Ｎ_Ｄ、位相器１０５−２−１〜１０５−Ｃ−Ｎ_Ｄ、周波数シフタ１０６−１−１〜１０６−Ｃ−Ｎ_Ｄ、加算器１０７−１〜１０７−Ｃ、ＩＤＦＴ（Inverse DFT）１０８−１〜１０８−Ｃ、ＰＡＰＲ算出器１０９−１〜１０９−Ｃおよび最小ＰＡＰＲ選択器１１０を備える。ここで、Ｎ_ＤおよびＣは正の整数である。なお、送信装置１５０は、各部の動作を制御する制御部１５１と、複数の位相系列を記憶する記憶部１５２とを有する。

変調器１０１は、送信するデータ信号をＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）などの変調方式で変調する。

波形整形フィルタ１０２は、変調器１０１が出力する変調信号の帯域を制限するためのフィルタである。

ＤＦＴ１０３は、波形整形フィルタ１０２から出力される変調信号を周波数領域（スペクトラム）に変換する。

分割フィルタ１０４−ｋ（１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、ＤＦＴ１０３が周波数領域に変換した変調信号の帯域をＮ_Ｄ個に分割するためのフィルタである。分割フィルタ１０４−１〜１０４−Ｎ_Ｄは、各分割フィルタにおいて、予め設定されたフィルタ係数を変調信号に乗算することで、Ｎ_Ｄ個のサブ変調信号（サブスペクトラム）を生成する。ここで、分割フィルタ１０４−ｋ（ｋは１≦ｋ≦Ｎ_Ｄを満たす正の整数）は、各出力信号をＣ個に分岐させ、Ｃ個のうち１番目の分岐信号を周波数シフタ１０６−１−ｋ（１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）、Ｃ個のうち２番目からＣ番目までの分岐信号を位相器１０５−ｑ−ｋ（２≦ｑ≦Ｃ、１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）に入力する。ここで、ｑは正の整数である。

位相器１０５−ｑ−ｋ（２≦ｑ≦Ｃ、１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、分割フィルタ１０４−ｋのそれぞれの出力信号を分岐した信号に予め決められた位相を加算する。そして、位相器１０５−ｑ−ｋのそれぞれの出力信号は、周波数シフタ１０６−ｑ−ｋ（２≦ｑ≦Ｃ、１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）に入力される。

ここで、位相器１０５−ｑ−ｋの処理について説明する。位相器１０５−ｑ−ｋでは、式（１）で示す位相系列Θ_２，Θ_３，…，Θ_ｑ，…，Θ_Ｃを用いて、位相器１０５−ｑ−ｋに入力された各サブスペクトラムに各位相系列の位相を加算する。なお、式（１）で与えられる位相系列は、例えば記憶部１５２に記憶されており、制御部１５１により読み出される。

ここで、式（１）において、θ_ｑ１は０とする。これにより、例えば、図１１に示す受信装置１６０は、ｋ＝１のサブスペクトラムを基準にして位相差を推定できる。また、位相器１０５−ｑ−ｋに入力されるサブスペクトラムをＳＳ_ｑｋとする。そして、位相器１０５−ｑ−ｋは、式（２）で示す位相系列Θ_ｑの位相を同じｑ番目のｋ＝１からＮ_ＤまでのＮ_Ｄ個のサブスペクトラムＳＳ_ｑｋに加算する。

位相乗算後の位相器１０５−ｑ−ｋの出力信号S^θ _qは式（３）となる。

周波数シフタ１０６−ｑ−ｋ（１≦ｑ≦Ｃ、１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、分割フィルタ１０４−ｋまたは位相器１０５−ｑ−ｋ（２≦ｑ≦Ｃ、１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）のそれぞれのサブスペクトラムを周波数軸上の予め決められた所望の帯域にシフトする。例えば、周波数シフタ１０６−ｑ−ｋは、衛星中継器の未使用帯域にサブスペクトラムをシフトして、送信信号の信号帯域を分散する。なお、周波数シフタ１０６−ｑ−ｋは、１からＣまでのそれぞれについて処理を行う。例えばｑ＝１の場合、周波数シフタ１０６−１−ｋ（１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）の各サブスペクトラムを周波数軸上の所望の帯域に分散配置する。同様に、周波数シフタ１０６−２−ｋの各サブスペクトラム、周波数シフタ１０６−３−ｋの各サブスペクトラム、…、周波数シフタ１０６−Ｃ−ｋの各サブスペクトラムを周波数シフタ１０６−１−ｋの１からＮ_Ｄまでの各サブスペクトラムのシフト量と同じシフト量でシフトさせる。なお、各サブスペクトラムのシフト量は、例えば制御部１５１により制御される。

加算器１０７−ｑ（１≦ｑ≦Ｃ）は、周波数シフタ１０６−ｑ−ｋ（１≦ｑ≦Ｃ、１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）が各組毎（同じｑ毎）に出力する１からＮ_ＤまでのＮ_Ｄ個のサブスペクトラムを加算する。例えば図９の場合、加算器１０７−１は、周波数シフタ１０６−１−１から周波数シフタ１０６−１−Ｎ_Ｄが出力するＮ_Ｄ個のサブスペクトラムを加算する。同様に、加算器１０７−Ｃは、周波数シフタ１０６−Ｃ−１から周波数シフタ１０６−Ｃ−Ｎ_Ｄが出力するＮ_Ｄ個のサブスペクトラムを加算する。

ＩＤＦＴ１０８−ｑ（１≦ｑ≦Ｃ）は、加算器１０７−ｑの出力信号を周波数領域の信号から時間領域の信号に変換する。例えば、ＩＤＦＴ１０８−１は、加算器１０７−１の出力信号を周波数領域の信号から時間領域の信号に変換する。

ＰＡＰＲ算出器１０９−ｑ（１≦ｑ≦Ｃ）は、ＩＤＦＴ１０８−ｑで時間領域の信号に変換された信号についてＰＡＰＲを算出する。例えば、ＰＡＰＲ算出器１０９−１は、ＩＤＦＴ１０８−１で時間領域の信号に変換された信号についてＰＡＰＲを算出する。なお、ＰＡＰＲの算出は、周知技術を用いるが、例えばＰＡＰＲ算出器１０９−１〜１０９−Ｃのそれぞれに入力された信号に対し、２乗した値の最大値と平均値を算出する。そして、ＰＡＰＲ算出器１０９−ｑは、最大値／平均値（最大値を平均値で割った値）をＰＡＰＲとして出力する。

最小ＰＡＰＲ選択器１１０は、ＰＡＰＲ算出器１０９−ｑが算出したＰＡＰＲが最も小さい系列のＩＤＦＴ１０８−ｑの出力信号を選択して送信する。例えば、最小ＰＡＰＲ選択器１１０は、Ｃ＝２のＰＡＰＲ算出器１０９−２が算出したＰＡＰＲが最も小さい場合、同じ系列（Ｃ＝２）のＩＤＦＴ１０８−２の出力信号を選択して送信する。

ここで、分割フィルタ１０４−ｋの入出力信号のスペクトラムと、位相器１０５−ｑ−ｋの出力信号のスペクトラムと、加算器１０７−ｑの出力信号のスペクトラムとについて説明する。

図１０は、送信装置１５０の各部の周波数波形の一例を示す。なお、図１０は、Ｎ_Ｄ＝４の場合を示す。図１０（ａ）は、分割フィルタ１０４−１〜１０４−４の入力信号の振幅特性および位相特性の一例を示す。図１０（ａ）において、（ａ−１）の振幅特性は、横軸は周波数ｆ、縦軸は振幅Ａを示し、分割フィルタ１０４−１〜１０４−４のサブスペクトラムと、サブスペクトラムに分割前の変調信号のスペクトラム１４１とが示されている。ここで、図１０（ａ−１）において、隣接する分割フィルタ１０４−１と分割フィルタ１０４−２とは、それぞれの周波数帯域が重畳している。同様に、隣接している分割フィルタ１０４−２および分割フィルタ１０４−３、分割フィルタ１０４−３および分割フィルタ１０４−４についても、それぞれの周波数帯域が重畳している。図１０（ａ）において、（ａ−２）の位相特性は、横軸は周波数ｆ、縦軸は位相θを示し、変調信号の位相特性１４２は周波数ｆに比例している。

図１０（ｂ）は、分割フィルタ１０４−１〜１０４−４の出力信号の振幅特性および位相特性の一例を示す。図１０（ｂ）の（ｂ−１）は、分割フィルタ１０４−１の出力信号の振幅特性および位相特性の一例を示す。同様に、図１０（ｂ）において、（ｂ−２）は分割フィルタ１０４−２、（ｂ−３）は分割フィルタ１０４−３、（ｂ−４）は分割フィルタ１０４−４のそれぞれの出力信号の振幅特性および位相特性の一例を示す。図１０（ｂ）に示すように、分割フィルタ１０４−１〜１０４−４は、各分割フィルタの出力信号の振幅特性および位相特性が隣接するフィルタ間で重複するように分割する。

図１０（ｃ）は、位相器１０５−ｑ−ｋの出力信号の振幅特性および位相特性の一例を示す。図１０（ｃ）の（ｃ−１）は、位相器１０５−ｑ−１の出力信号の振幅特性および位相特性の一例を示す。なお、位相器１０５−ｑ−１で加算する位相θ_２１は０なので、図１０（ｂ）の（ｂ−１）に示した分割フィルタ１０４−１と位相特性は同じである。また、図１０（ｃ）において、（ｃ−２）は位相器１０５−ｑ−２の出力信号の振幅特性および位相特性の一例を示す。位相器１０５−ｑ−２は、分割フィルタ１０４−２の出力信号に位相θ_２２を加算するので、図１０（ｃ）の（ｃ−２）に示した位相特性は、図１０（ｂ）の（ｂ−２）に示した分割フィルタ１０４−２の位相が紙面上方にθ_２２だけシフトしている。同様に、図１０（ｃ）において、（ｃ−３）は位相器１０５−ｑ−３の出力信号の振幅特性および位相特性の一例を示す。位相器１０５−ｑ−３は、分割フィルタ１０４−３の出力信号に位相θ_２３を加算するので、図１０（ｃ）の（ｃ−３）に示した位相特性は、図１０（ｂ）の（ｂ−３）に示した分割フィルタ１０４−３の位相が紙面上方にθ_２３だけシフトしている。また、図１０（ｃ）において、（ｃ−４）は位相器１０５−ｑ−４の出力信号の振幅特性および位相特性の一例を示す。位相器１０５−ｑ−４は、分割フィルタ１０４−４の出力信号に位相θ_２４を加算するので、図１０（ｃ）の（ｃ−４）に示した位相特性は、図１０（ｂ）の（ｂ−４）に示した分割フィルタ１０４−４の位相が紙面上方にθ_２４だけシフトしている。

図１０（ｄ）は、加算器１０７−ｑの出力信号の振幅特性の一例を示す。図１０（ｄ）において、横軸は周波数ｆ、縦軸は振幅Ａを示す。例えば図９に示した加算器１０７−１は、ｑ＝４の場合、周波数シフタ１０６−１−１、周波数シフタ１０６−１−２、周波数シフタ１０６−１−３および周波数シフタ１０６−１−４の出力信号を加算する。この場合、加算器１０７−１の出力信号のスペクトラムは、図１０（ｄ）に示すように、周波数シフタ１０６−１−１の出力信号のサブスペクトラムＳＳ１、周波数シフタ１０６−１−２の出力信号のサブスペクトラムＳＳ２、周波数シフタ１０６−１−３の出力信号のサブスペクトラムＳＳ３および周波数シフタ１０６−１−４の出力信号のサブスペクトラムＳＳ４の４個のサブスペクトラムが加算されている。

図１１は、帯域分散伝送方式を用いる受信装置１６０の一例を示す。図１１において、受信装置１６０は、ＤＦＴ１１１、抽出フィルタ１１２−１〜１１２−Ｎ_Ｄ、周波数シフタ１１３−１〜１１３−Ｎ_Ｄ、位相推定器１１４−２〜１１４−Ｎ_Ｄ、位相器１１５−２〜１１５−Ｎ_Ｄ、加算器１１６、ＩＤＦＴ１１７および復調器１１８を備える。なお、受信装置１６０は、各部の動作を制御する制御部１６１を有する。

ＤＦＴ１１１は、受信信号を周波数領域信号に変換する。

抽出フィルタ１１２−ｋ（１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、Ｎ_Ｄ個に分岐されたＤＦＴ１１１の出力信号をそれぞれ入力し、Ｎ_Ｄ個のサブスペクトラムを抽出する。

周波数シフタ１１３−ｋ（１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、抽出フィルタ１１２−１〜１１２−Ｎ_Ｄが出力する各サブスペクトラムを、送信装置１５０の周波数シフタ１０６−１〜１０６−Ｎ_Ｄで周波数シフトする前の帯域へそれぞれシフトする。

位相推定器１１４−ｋ（２≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、周波数シフタ１１３−１〜１１３−Ｎ_Ｄのうち隣接するサブスペクトラムの信号の位相差を推定する。図１１において、例えば、位相推定器１１４−２は、周波数シフタ１１３−１と周波数シフタ１１３−２とのそれぞれの出力信号が入力され、送信装置１５０の位相器１０５−ｑ−２で加算した位相差を推定する。位相推定器１１４−ｋは、周波数領域で隣接するサブスペクトラム（ＳＳ_ｋ−１とＳＳ_ｋ）の信号が入力され、ＳＳ_ｋ−１とＳＳ_ｋの遷移域における位相差Ｒ_ｋ＿ａｂを計算する。なお、位相差Ｒ_ｋ＿ａｂをラジアンに変換すると、位相差(^θ_ｑk)＝ａｔａｎ（Ｒ_ｋ＿ａｂ）となる。ここで、図１０（ａ）の（ａ−１）に示すように、送信装置１５０において、各サブスペクトラムの遷移域同士は重畳しているため、隣接するサブスペクトラムの遷移域は同一の信号成分を持っている。そこで、受信装置１６０は、この重畳している遷移域の信号成分から位相差Ｒ_ｋ＿ａｂを推定する。ここで、ｋは１からＮ_Ｄまでのサブスペクトラムの番号を示す。なお、式（１）で説明したように、θ_ｑ１は０にしている。つまり、ＳＳ_１は、θ_２１が０なので、送信装置１５０で位相は加算されていないため、位相推定器１１４−２は、周波数シフタ１１３−１と１１３−２とに入力されたＳＳ_１とＳＳ_２から、ＳＳ_２に加算された位相Ｒ_２＿１２を推定することができる。そして、位相推定器１１４−２は、(^θ_ｑ２)＝ａｔａｎ（Ｒ_２＿ａｂ）を位相器１１５−２に出力する。以下、位相推定器１１４−３から１１４−Ｎ_Ｄについても、位相推定器１１４−２と同様に位相差Ｒ_ｋ＿ａｂを推定する。そして、位相推定器１１４−ｋは、位相差(^θ_ｑｋ)＝ａｔａｎ（Ｒ_ｋ＿ａｂ）を位相器１１５−ｋに出力する。

位相器１１５−ｋ（２≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、位相推定器１１４−２〜１１４−Ｎ_Ｄからそれぞれ出力される位相差(^θ_ｑｋ)が入力され、周波数シフタ１１３−１〜１１３−Ｎ_Ｄが出力する信号にｅｘｐ（−ｊ(^θ_ｑｋ)）を乗算して、位相を補償する。例えば、位相器１１５−２は、位相推定器１１４−２から出力される位相差(^θ_ｑ２)が入力され、周波数シフタ１１３−２が出力する信号にｅｘｐ（−ｊ(^θ_ｑ２)）を乗算して、位相を補償する。同様に、位相器１１５−２で位相補償された信号ＳＳ_２と周波数シフタ１１３−３の出力信号ＳＳ_３から位相推定器１１４−３にて位相差Ｒ_３＿ａｂが算出され、位相器１１５−３に(^θ_ｑ３)＝ａｔａｎ（Ｒ_３＿ａｂ）が出力される。位相器１１５−３は、位相推定器１１４−３の出力(^θ_ｑ３)を用いて周波数シフタ１１３−３から出力されたＳＳ_３にｅｘｐ（−ｊ(^θ_ｑ３)）を乗算し、位相を補償する。

加算器１１６は、周波数シフタ１１３−１および位相器１１５−２〜位相器１１５−Ｎ_Ｄの出力信号を加算し、送信装置１５０で複数のサブスペクトラムに分割する前の信号波形に戻す。

ＩＤＦＴ１１７は、加算器１１６の出力信号を時間領域の信号に変換する。

復調器１１８は、ＩＤＦＴ１１７が出力する変調信号を復調する。例えば、送信装置１５０の変調器１０１がＱＰＳＫで変調した場合は、同じＱＰＳＫで受信データを復調する。

ここで、位相器１１５−ｋの入出力信号のスペクトラムと、位相推定器１１４−ｋでの相関演算とについて説明する。

図１２は、受信装置１６０の各部の周波数波形の一例を示す。なお、図１２は、ｋ＝２〜５の場合を示す。図１２（ａ）は、位相器１１５−２〜１１５−５の入力信号の振幅特性および位相特性の一例を示す。図１２（ａ）において、（ａ−１）から（ａ−４）までの各振幅特性は、横軸は周波数ｆ、縦軸は振幅Ａを示し、周波数シフタ１１３−２〜１１３−５のそれぞれのサブスペクトラムＳＳ１〜ＳＳ４が示されている。ここで、図１２（ａ）の（ａ−１）において、周波数シフタ１１３−２の位相１４６−２は、シフト量が０なので、シフト前の位相１４５と同じである。一方、図１２（ａ）の（ａ−２）に示す周波数シフタ１１３−３の位相１４６−３は、シフト前の位相１４５との間に位相差を有する。同様に、図１２（ａ）の（ａ−３）に示す周波数シフタ１１３−４の位相１４６−４と、（ａ−４）に示す周波数シフタ１１３−５の位相１４６−５とのいずれも、シフト前の位相１４５との間に位相差を有する。

図１２（ｂ）は、位相器１１５−２〜１１５−５の出力信号の振幅特性および位相特性の一例を示す。図１２（ｂ）において、（ｂ−１）から（ｂ−４）までの各振幅特性は、図１２（ａ）の（ａ−１）から（ａ−４）までと同じである。図１２（ｂ）の（ｂ−１）に示す例では、位相器１１５−２は、周波数シフタ１１３−２の位相１４６−２とシフト前の位相１４５との位相差(＾θ_２１)が０なので位相シフトは行わない。一方、図１２（ｂ）の（ｂ−２）に示す例では、位相器１１５−３は、周波数シフタ１１３−３の位相１４６−３とシフト前の位相１４５との位相差(＾θ_２２)を付加して位相が等しくなるように補償する。同様に、図１２（ｂ）の（ｂ−３）に示す例では、位相器１１５−４は、周波数シフタ１１３−４の位相１４６−４とシフト前の位相１４５との位相差(＾θ_２３)を付加して位相が等しくなるように補償する。また、図１２（ｂ）の（ｂ−４）に示す例では、位相器１１５−５は、周波数シフタ１１３−５の位相１４６−５とシフト前の位相１４５との位相差(＾θ_２４)を付加して位相が等しくなるように補償する。

図１２（ｃ）は、位相推定器１１４−ｋでの相関演算の一例を示す。ここで、各サブスペクトラムの信号成分は、周波数軸上で離散化されている。図１２（ｃ）において、（ｃ−１）は、隣接する低周波数側のサブスペクトラムＳＳ_ｋ−１を示し、（ｃ−２）は、隣接する高周波数側のサブスペクトラムＳＳ_ｋを示す。図１２（ｃ）の（ｃ−１）に示したサブスペクトラムＳＳ_ｋ−１において、低周波数側の遷移域において離散化された信号成分を低周波数側からａ_{（ｋ−１）１}，ａ_{（ｋ−１）２}，…，ａ_{（ｋ−１）ｐ}、高周波数側の遷移域において離散化された信号成分を低周波数側からｂ_{（ｋ−１）１}，ｂ_{（ｋ−１）２}，…，ｂ_{（ｋ−１）ｐ}、とする。また、図１２（ｃ）の（ｃ−２）に示したサブスペクトラムＳＳ_ｋにおいて、低周波数側の遷移域において離散化された信号成分を低周波数側からａ_ｋ１，ａ_ｋ２，…，ａ_ｋｐ、高周波数側の遷移域において離散化された信号成分を低周波数側からｂ_ｋ１，ｂ_ｋ２，…，ｂ_ｋｐ、とする。ここで、ｐはＤＦＴにより周波数領域に生成される離散化された信号点の内、遷移域の帯域に含まれる信号成分の数とする。なお、図１２（ｃ）は、ｐ＝３の例を示している。例えば、ＤＦＴ１１１の周波数分解能がｒ、遷移域の帯域幅がＢ_ｔのとき、ｐ＝［Ｂ_ｔ／ｒ］となる。ただし、記号［ｘ］はｘを超えない最大の整数とする。

位相差Ｒ_ｋ＿ａｂは、式（４）に示すように、隣接するサブスペクトラムＳＳ_ｋ−１とＳＳ_ｋの高周波数側の信号成分ｂ_{（ｋ−１）}と低周波数側の信号成分ａ^＊ _ｋｉの複素共役を乗算し、周波数軸方向に平滑化することにより得られる。

ここで、図１２（ｃ）に示したｐ＝３の例の場合、位相差Ｒ_ｋ＿ａｂは、式（５）で表される。

ここで、受信装置１６０は、送信装置１５０の位相器１０５−ｑ−ｋで各サブスペクトラムに位相が加算されたか否かを確認するために、予め受信装置１６０内に実装された値（閾値α）を使用して判断する。例えば、位相差Ｒ_ｋ＿ａｂが閾値α以上の時、送信装置においてｋ番目のサブスペクトラムｋに位相が加算されたと見なし、受信装置１６０は、位相推定器１１４−ｋから位相差Ｒ_ｋ＿ａｂを出力し、位相器１１５で位相差を補償する。ここでｂ_{（ｋ−１）ｐ}とａ_ｋｐは分割前では同じ信号成分であるため、受信装置でｂ_{（ｋ−１）ｐ}とａ_ｋｐの間に生じた位相差(^θ_ｑｋ)＝ａｔａｎ（Ｒ_ｋ＿ａｂ）は送信装置１５０で加算された位相によるものと見なし、サブスペクトラムＳＳ_ｋにｅｘｐ（−ｊ(^θ_ｑｋ)）を乗算することで位相差を補償することができる。位相差Ｒ_ｋ＿ａｂが閾値α未満の場合、送信装置１５０で位相を加算していないと判断し、位相推定器１１４−ｋは０を出力する。

以上の構成により、受信装置１６０は、隣接するサブスペクトラムの位相差を逐次推定し、送信装置１５０で加算された位相を補償することができる。

宮武遼，阿部順一，杉山隆利"帯域分散伝送方式におけるPAPR低減に関する一検討"，総合大会，電子情報通信学会，2015年3月．

従来技術では、受信装置１６０において、帯域が隣接するサブスペクトラム間の信号の位相差から送信装置１５０の位相器１０５−ｑ−１〜１０５−ｑ−Ｎ_Ｄで加算した位相を推定している。ところが、低Ｓ／Ｎ環境下や、サブスペクトラムの遷移域に存在する離散化された信号成分の数ｐが少ない場合、周波数軸方向の平滑化数が不十分となり、位相差Ｒ_ｋ＿ａｂの推定誤差が増大する。その結果、受信装置１６０において、受信信号のビット誤り率（ＢＥＲ(Bit Error Rate)）特性が劣化するという課題が生じる。

本発明は、受信側における位相の推定精度を向上し、低Ｓ／Ｎ環境下や、サブスペクトラムの遷移域に存在する離散化された信号成分の数ｐの不足などにより劣化する受信信号のＢＥＲ特性を向上できる通信方法、通信システムおよび通信装置を提供することを目的とする。

第１の発明は、変調信号を周波数領域で分割したＮ（Ｎは２以上の整数）個のサブスペクトラムを周波数軸上で分散配置して送信装置から受信装置に伝送する通信方法であって、送信装置は、分散配置前または分散配置後のＮ個のサブスペクトラムのそれぞれの位相を回転させる処理を、位相加算しない場合を含む有限個の位相の組み合わせが異なる複数の位相系列毎に行い、位相系列毎の送信信号の最大電力と平均電力との比であるピーク対平均電力比を求め、ピーク対平均電力比が最小となる位相系列の送信信号を選択して受信装置に送信し、受信装置は、受信信号から抽出した分散配置後のサブスペクトラムまたは分散配置前に戻したサブスペクトラムに対して、周波数帯域が隣接するサブスペクトラム間の位相差を推定し、送信装置と予め共有する有限個の位相のうち、推定された位相差に最も近い位相を選択して推定された位相差に置き換えて補正し、補正された位相差により、受信信号から抽出した分散配置後のサブスペクトラムまたは分散配置前に戻したサブスペクトラムの位相を補正して受信信号を復調することを特徴とする。

第２の発明は、位相系列は、円をｍ（ｍは正の整数）通りに等分割もしくは不等分割して得られるｍ通りの位相により生成され、受信装置は、受信信号から抽出した分散配置前または分散配置後の隣接するサブスペクトラム間の位相差を推定し、推定された位相差の円上の点と、ｍ通りの位相の円上の各点とのユークリッド距離をそれぞれ計算し、ｍ通りの位相のうちユークリッド距離が最小となる位相を選択して推定された位相差に置き換えて補正することを特徴とする。

第３の発明は、送信データを変調する変調部と、変調部が出力する変調信号を周波数領域でＮ（Ｎは２以上の整数）個のサブスペクトラムに分割する分割部と、Ｎ個のサブスペクトラムを周波数軸上で分散配置する第１周波数遷移部と、第１周波数遷移部が分散配置前または分散配置後のＮ個のサブスペクトラムのそれぞれの位相を回転させる処理を、位相加算しない場合を含む有限個の位相の組み合わせが異なる複数の位相系列毎に行う第１位相部と、分散配置後のサブスペクトラムを位相系列毎に加算した送信信号の最大電力と平均電力との比であるピーク対平均電力比が最小となる位相系列の送信信号を選択して受信装置に送信する選択部とを有する送信装置と、受信信号から分散配置されたサブスペクトラムを抽出する抽出部と、分散配置されたサブスペクトラムを分散配置前の周波数帯域に戻す第２周波数遷移部と、抽出部が抽出した分散配置後または第２周波数遷移部が復元した分散配置前のサブスペクトラムに対して、周波数帯域が隣接するサブスペクトラム間の位相差を推定する位相推定部と、送信装置と予め共有する有限個の位相のうち、位相推定部が推定した位相差に最も近い位相を選択して推定された位相差に置き換えて補正する位相補正部と、位相補正部が補正した位相差により、受信信号から抽出した分散配置後のサブスペクトラムまたは分散配置前に戻したサブスペクトラムの位相を補正する第２位相部と、第２位相部が補正したＮ個のサブスペクトラムを加算して受信データを復調する復調部とを有する受信装置とを備えることを特徴とする。

第４の発明は、位相系列は、円をｍ（ｍは正の整数）通りに等分割もしくは不等分割して得られるｍ通りの位相により生成され、位相補正部は、位相推定部が推定した位相差の円上の点と、ｍ通りの位相の円上の各点とのユークリッド距離をそれぞれ計算し、ｍ通りの位相のうちユークリッド距離が最小となる位相を選択して推定された位相差に置き換えて補正することを特徴とする。

第５の発明は、送信データを変調する変調部と、変調部が出力する変調信号を周波数領域でＮ（Ｎは２以上の整数）個のサブスペクトラムに分割する分割部と、Ｎ個のサブスペクトラムを周波数軸上で分散配置する第１周波数遷移部と、第１周波数遷移部が分散配置前または分散配置後のＮ個のサブスペクトラムのそれぞれの位相を回転させる処理を、位相加算しない場合を含む有限個の位相の組み合わせが異なる複数の位相系列毎に行う第１位相部と、分散配置後のサブスペクトラムを位相系列毎に加算した送信信号の最大電力と平均電力との比であるピーク対平均電力比が最小となる位相系列の送信信号を選択して受信装置に送信する選択部とを有することを特徴とする。

第６の発明は、有限個の位相は、円をｍ（ｍは正の整数）通りに等分割もしくは不等分割して得られるｍ通りの位相により生成され、複数の位相系列は、有限個の位相の組み合わせが異なることを特徴とする。

第７の発明は、送信装置から受信する信号の分散配置されたサブスペクトラムを抽出する抽出部と、分散配置されたサブスペクトラムを分散配置前の周波数帯域に戻す第２周波数遷移部と、抽出部が抽出した分散配置後または第２周波数遷移部が復元した分散配置前のサブスペクトラムに対して、周波数帯域が隣接するサブスペクトラム間の位相差を推定する位相推定部と、送信装置と予め共有する情報から得られる有限個の位相のうち、位相推定部が推定した位相差に最も近い位相を選択して推定された位相差に置き換えて補正する位相補正部と、位相補正部が補正した位相差により、受信信号から抽出した分散配置後のサブスペクトラムまたは分散配置前に戻したサブスペクトラムの位相を補正する第２位相部と、第２位相部が補正したＮ個のサブスペクトラムを加算して受信データを復調する復調部とを有することを特徴とする。

第８の発明は、有限個の位相は、円をｍ（ｍは正の整数）通りに等分割もしくは不等分割して得られるｍ通りの位相により生成され、位相補正部は、位相推定部が推定した位相差の円上の点と、ｍ通りの位相の円上の各点とのユークリッド距離をそれぞれ計算し、ｍ通りの位相のうちユークリッド距離が最小となる位相を選択して推定された位相差に置き換えて補正することを特徴とする。

本発明に係る通信方法、通信システムおよび通信装置は、送信側において、変調信号を複数の帯域に分割したサブスペクトラム毎に異なる位相を加算して送信し、受信装置において、受信信号の隣接するサブスペクトラムの遷移域から送信側で加算された位相を推定し、位相の直線化を図ることにより位相を補償することができる。そして、送信側で加算する位相の候補値を送受信装置間で共有し、受信装置は、位相の候補値の中で位相推定値に最も近い候補値を選択する。これにより、受信装置における位相の推定精度が向上し、低Ｓ／Ｎ環境下や、サブスペクトラムの遷移域に存在する離散化された信号成分の数ｐの不足などにより劣化する受信信号のＢＥＲ特性を向上させることができる。

本実施形態に係る送信装置の一例を示す図である。 位相器で加算する位相（等分割）の一例を示す図である。 位相器で加算する位相（不等分割）の一例を示す図である。 本実施形態に係る受信装置の一例を示す図である。 等分割時の位相補正器の一例を示す図である。 不等分割時の位相補正器の一例を示す図である。 本実施形態に係る送信方法の一例を示す図である。 本実施形態に係る受信方法の一例を示す図である。 従来の送信装置の一例を示す図である。 送信装置のスペクトラムの一例を示す図である。 従来の受信装置の一例を示す図である。 受信装置のスペクトラムの一例を示す図である。

以下、図面を参照して本発明に係る通信方法、通信システムおよび通信装置の実施形態について説明する。

図１は、帯域分散伝送方式を用いる送信装置５０の構成例を示す。図１において、通信システム７０は、送信装置５０と、受信装置６０とで構成され、送信装置５０で変調した信号を帯域分散伝送方式により受信装置６０へ送信する。ここで、送信装置５０または受信装置６０は通信装置の一例である。或いは、双方向通信の場合、通信装置は、送信装置５０と受信装置６０との両方の機能を有する。

送信装置５０は、変調器１、波形整形フィルタ２、ＤＦＴ３、分割フィルタ４−１〜４−Ｎ_Ｄ、位相器５−２−１〜５−Ｃ−Ｎ_Ｄ、周波数シフタ６−１−１〜６−Ｃ−Ｎ_Ｄ、加算器７−１〜７−Ｃ、ＩＤＦＴ８−１〜８−Ｃ、ＰＡＰＲ算出器９−１〜９−Ｃおよび最小ＰＡＰＲ選択器１０を備える。ここで、Ｎ_ＤおよびＣは正の整数である。なお、送信装置５０は、各部の動作を制御する制御部５１と、予め決められた有限個の位相からなる複数の位相系列、または予め決められた有限個の位相を生成するためのパラメータおよび数式、などを記憶する記憶部５２とを有してもよい。或いは、パラメータなどを各ブロックに実装してもよい。ここで、複数の位相系列のうち使用する有限個の位相の情報または有限個の位相を生成するためのパラメータおよび数式などの情報は、送信装置５０と受信装置６０との間で共有化されている。なお、共有化の方法は、送信装置５０から受信装置６０に情報を通知するようにしてもよいし、共有するパラメータおよび数式などの情報を予め標準化しておいて、送信装置５０および受信装置６０に実装しておいてもよい。これにより、送信装置５０から受信装置６０に情報を通知する必要がなくなる。

変調器１は、送信するデータ信号をＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）などの変調方式で変調する。

波形整形フィルタ２は、変調器１が出力する変調信号の帯域を制限するためのフィルタである。

ＤＦＴ３は、波形整形フィルタ２から出力される変調信号を周波数領域（スペクトラム）に変換する。

分割フィルタ４−ｋ（１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、ＤＦＴ３が周波数領域に変換した変調信号の帯域をＮ_Ｄ個に分割するためのフィルタである。分割フィルタ４−１〜４−Ｎ_Ｄは、各分割フィルタにおいて、予め設定されたフィルタ係数を変調信号に乗算することで、Ｎ_Ｄ個のサブ変調信号（サブスペクトラム）を生成する。ここで、分割フィルタ４−ｋ（ｋは１≦ｋ≦Ｎ_Ｄを満たす正の整数）は、各サブスペクトラムの信号をＣ個に分岐させ、Ｃ個のうち１番目の分岐信号を周波数シフタ６−１−ｋ（１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）、Ｃ個のうち２番目からＣ番目までの分岐信号を位相器５−ｑ−ｋ（２≦ｑ≦Ｃ、１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）に入力する。ここで、ｑは正の整数である。

位相器５−ｑ−ｋ（２≦ｑ≦Ｃ、１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、分割フィルタ４−ｋのそれぞれの出力信号を分岐した信号に予め決められた位相を加算する。そして、位相器５−ｑ−ｋのそれぞれの出力信号は、周波数シフタ６−ｑ−ｋ（２≦ｑ≦Ｃ、１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）に入力される。

ここで、位相器５−ｑ−ｋの処理について説明する。位相器５−ｑ−ｋでは、式（６）で示す位相系列Θ_Ｄ２，Θ_Ｄ３，…，Θ_Ｄｑ，…，Θ_ＤＣを用いて、位相器５−ｑ−ｋに入力された各サブスペクトラムに各位相系列の位相を加算する。なお、式（６）で与えられる位相系列は、例えば記憶部５２に記憶しておいてもよいし、予め決められたパラメータや数式に基づいて生成してもよい。図１の例では、制御部５１が複数の位相系列の位相を位相器５−ｑ−ｋに与える。

ここで、式（６）において、θ_Ｄｑ１は０とする。これにより、受信装置６０は、ｋ＝１のサブスペクトラムを基準にして隣接するサブスペクトラムとの位相差を推定できる。また、位相器５−ｑ−ｋに入力されるサブスペクトラムをＳＳ_ｑｋとする。そして、位相器５−ｑ−ｋは、式（７）で示す位相系列Θ_Ｄｑの位相を同じｑ番目のｋ＝１からＮ_ＤまでのＮ_Ｄ個のサブスペクトラムＳＳ_ｑｋに加算する。

［本実施形態に係る送信装置５０の特徴部分］
本実施形態に係る送信装置５０と従来技術の送信装置１５０との違いは、位相器５−ｑ−ｋで加算する位相θ_Ｄｑｋが有限個の位相値であり、送信装置５０と受信装置６０との間で既知の情報として共有化されていることである。なお、送信装置５０と受信装置６０との間で共有化する情報は、有限個の位相値であってもよいし、有限個の位相値を算出するための数式やパラメータであってもよい。

例えば、有限個の位相値の算出方法として、円を等分割にすることで得られる位相値を使用することができる。この場合、式（８）で算出されるｍ通りの位相値θ_Ｄｑｋのいずれかを位相器５−ｑ−ｋで使用する。

ここで、mは円を何等分するかを示し、位相分割数と呼ぶ。θ_offsetは円を等分割にする場合の初期位相を表す。ｌは位相分割位置を示す。この場合、送信装置５０と受信装置６０との間で、パラメータ（位相分割数ｍの値および初期位相θ_offsetの値）と式（８）とを共有化すればよい。

図２は、位相分割数ｍ＝３、初期位相θ_offset＝０で生成される位相θ_Ｄｑｋの一例を示す。位相器５−ｑ−ｋは、式（８）により生成されるｍ通りの位相のいずれかを選択して分割フィルタ４−ｋが出力する各サブスペクトラム信号に加算する。このとき、後段の加算器７−１〜７−Ｃで同じ信号が出力されないように、位相器５−ｑ−１〜位相器５−ｑ−Ｎ_Ｄで使用する位相の組合せと、位相器５−ｓ−１〜位相器５−ｓ−Ｎ_Ｄ（２≦ｑ≦Ｃ，２≦ｓ≦Ｃ，ｑ≠ｓ）で使用する位相の組合せとが異なるように予め設定する。ここで、ｓは、正の整数である。

図２の例において、ｋ＝８の場合、ｍ＝３で円等分割するので、生成される３通りの位相（０度，１２０度および２４０度）が８個のサブスペクトラムに割り振られる。そして、サブスペクトラムに割り振るパターン（位相系列）に多数の組み合わせ（複数の位相系列に相当）が考えられる。ここで、８個のサブスペクトラムを周波数が低いものから順に「ＳＳ１，ＳＳ２，・・・，ＳＳ８」とすると、一例として、下記のようなパターン１からパターン（Ｃ−１）が得られる。なお、パターン１からパターン（Ｃ−１）は、それぞれ図１に示した位相器５−２−ｋから位相器５−Ｃ−ｋにそれぞれ与えられる。

例えば、パターン１(位相器５−２−ｋ)の場合、ＳＳ１：１２０度，ＳＳ２：０度，ＳＳ３：０度，ＳＳ４：０度，ＳＳ５：０度，ＳＳ６：０度，ＳＳ７：０度，ＳＳ８：０度のような組み合わせができる。

また、パターン２（位相器５−３−ｋ）の場合、例えば、ＳＳ１：０度，ＳＳ２：１２０度，ＳＳ３：０度，ＳＳ４：０度，ＳＳ５：０度，ＳＳ６：０度，ＳＳ７：０度，ＳＳ８：０度のような組み合わせができる。

同様に、パターン３（位相器５−４−ｋ）の場合、例えば、ＳＳ１：１２０度，ＳＳ２：１２０度，ＳＳ３：０度，ＳＳ４：０度，ＳＳ５：０度，ＳＳ６：０度，ＳＳ７：０度，ＳＳ８：０度のような組み合わせができる。

また、パターン４からパターン（Ｃ−２）についても同様に、３通りの位相（０度，１２０度および２４０度）が他のパターンと異なるように割り振られる。

そして、パターン（Ｃ−１）（位相器５−Ｃ−ｋ）の場合、例えば、ＳＳ１：２４０度，ＳＳ２：２４０度，ＳＳ３：２４０度，ＳＳ４：２４０度，ＳＳ５：２４０度，ＳＳ６：２４０度，ＳＳ７：２４０度，ＳＳ８：２４０度のような組み合わせができる。

このように、位相器５−２−ｋから位相器５−Ｃ−ｋまでそれぞれ異なるパターンの位相の組み合わせが与えられ、最小ＰＡＰＲ選択器１０は、ＰＡＰＲが最小となるパターンの送信信号を選択して、受信装置６０に送信する。

ここで、上記は円等分割の例であるが、円不等分割する位相を用いてもよい。

図３は、送信装置５０の位相器５−ｑ−ｋで加算する位相の一例を示す。図３は、円を３つに不等分割する例（位相分割数ｍ＝３）で、加算する位相は、θ_{Ｄｑｋ＿１}＝２π／９，θ_{Ｄｑｋ＿２}＝１７π／３６，θ_{Ｄｑｋ＿３}＝１０π／９のいずれかである。この場合、送信装置５０と受信装置６０との間で、３個の位相値：２π／９，１７π／３６および１０π／９の値が使用する１つの位相系列として共有化される。

位相乗算後の位相器５−ｑ−ｋの出力信号S^θ _qは、従来技術の式（３）と同様に、式（９）となる。

周波数シフタ６−ｑ−ｋ（１≦ｑ≦Ｃ、１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、分割フィルタ４−ｋまたは位相器５−ｑ−ｋ（２≦ｑ≦Ｃ、１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）のそれぞれのサブスペクトラムを周波数軸上の予め決められた所望の帯域にシフトする。例えば、周波数シフタ６−ｑ−ｋは、衛星中継器の未使用帯域にサブスペクトラムをシフトして、送信信号の信号帯域を分散する。なお、周波数シフタ６−ｑ−ｋは、１からＣまでのそれぞれについて処理を行う。例えばｑ＝１の場合、周波数シフタ６−１−ｋ（１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）の各サブスペクトラムを周波数軸上の所望の帯域に分散配置する。同様に、周波数シフタ６−２−ｋの各サブスペクトラム、周波数シフタ６−３−ｋの各サブスペクトラム、…、周波数シフタ６−Ｃ−ｋの各サブスペクトラムを周波数シフタ６−１−ｋの１からＮ_Ｄまでのそれぞれのシフト量と同じシフト量でシフトさせる。なお、各サブスペクトラムのシフト量は、例えば制御部５１により制御される。

加算器７−ｑ（１≦ｑ≦Ｃ）は、周波数シフタ６−ｑ−ｋ（１≦ｑ≦Ｃ、１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）が各組毎（同じｑ毎）に出力する１からＮ_ＤまでのＮ_Ｄ個のサブスペクトラムを加算する。例えば図１の場合、加算器７−１は、周波数シフタ６−１−１から周波数シフタ６−１−Ｎ_Ｄが出力するＮ_Ｄ個のサブスペクトラムを加算する。同様に、加算器７−Ｃは、周波数シフタ６−Ｃ−１から周波数シフタ６−Ｃ−Ｎ_Ｄが出力するＮ_Ｄ個のサブスペクトラムを加算する。

ＩＤＦＴ８−ｑ（１≦ｑ≦Ｃ）は、加算器７−ｑの出力信号を周波数領域の信号から時間領域の信号に変換する。例えば、ＩＤＦＴ８−１は、加算器７−１の出力信号を周波数領域の信号から時間領域の信号に変換する。

ＰＡＰＲ算出器９−ｑ（１≦ｑ≦Ｃ）は、ＩＤＦＴ８−ｑで時間領域の信号に変換された信号についてＰＡＰＲを算出する。例えば、ＰＡＰＲ算出器９−１は、ＩＤＦＴ８−１で時間領域の信号に変換された信号についてＰＡＰＲを算出する。なお、ＰＡＰＲの算出は、周知技術を用いるが、例えばＰＡＰＲ算出器９−１〜９−Ｃのそれぞれに入力された信号に対し、２乗した値の最大値と平均値を算出する。そして、ＰＡＰＲ算出器９−ｑは、最大値／平均値（最大値を平均値で割った値）をＰＡＰＲとして出力する。

最小ＰＡＰＲ選択器１０は、ＰＡＰＲ算出器９−ｑが算出したＰＡＰＲが最も小さい位相系列のＩＤＦＴ８−ｑの出力信号を選択して送信する。例えば、最小ＰＡＰＲ選択器１０は、Ｃ＝２のＰＡＰＲ算出器９−２が算出したＰＡＰＲが最も小さい場合、同じ位相系列（Ｃ＝２）のＩＤＦＴ８−２の出力信号を選択して送信する。

なお、分割フィルタ４−ｋの入出力信号のスペクトラム、位相器５−ｑ−ｋの出力信号のスペクトラムおよび加算器７−ｑの出力信号のスペクトラムは、従来技術の図１０で説明した場合と同様である。

このようにして、本実施形態に係る送信装置５０では、位相器５−ｑ−ｋで加算する位相系列の位相θ_Ｄｑｋが有限個の位相値であって、有限個の位相値または有限個の位相値を生成するためのパラメータや数式は、送信装置５０と受信装置６０との間で既知の情報として予め共有化されている。そして、送信装置５０は、有限個の位相値を有する複数の位相系列のうちＰＡＰＲが最小となる位相系列の有限個の位相を用いたサブスペクトラムの和を送信信号として受信装置６０に送信することができる。

図４は、帯域分散伝送方式を用いる受信装置６０の構成例を示す。図４において、受信装置６０は、ＤＦＴ１１、抽出フィルタ１２−１〜１２−Ｎ_Ｄ、周波数シフタ１３−１〜１３−Ｎ_Ｄ、位相推定器１４−２〜１４−Ｎ_Ｄ、位相補正器１５−２〜１５−Ｎ_Ｄ、位相器１６−２〜１６−Ｎ_Ｄ、加算器１７、ＩＤＦＴ１８および復調器１９を備える。なお、受信装置６０は、各部の動作を制御する制御部６１と、パラメータなどを記憶する記憶部６２とを有してもよい。

ＤＦＴ１１は、受信信号を周波数領域信号に変換する。

抽出フィルタ１２−ｋ（１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、Ｎ_Ｄ個に分岐されたＤＦＴ１１の出力信号をそれぞれ入力し、Ｎ_Ｄ個のサブスペクトラムを抽出する。

周波数シフタ１３−ｋ（１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、抽出フィルタ１２−１〜１２−Ｎ_Ｄが出力する各サブスペクトラムを、送信装置５０の周波数シフタ６−ｑ−１〜６−ｑ−Ｎ_Ｄで周波数シフトする前の帯域へそれぞれシフトする。

位相推定器１４−ｋ（２≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、周波数シフタ１３−１〜１３−Ｎ_Ｄのうち隣接する周波数シフタが出力するサブスペクトラムの信号の位相差を推定する。なお位相差の推定方法は、従来技術の図１２で説明したように、隣接するサブスペクトラムの帯域が重畳する遷移域で相関を計算して位相差を推定する。ここで、推定される位相差は、送信装置５０の位相器５−ｑ−２で加算された位相差に相当する。図４において、例えば位相推定器１４−２は、周波数シフタ１３−１と周波数シフタ１３−２とのそれぞれの出力信号が入力され、送信装置５０の位相器５−ｑ−２で加算した位相差を推定する。位相推定器１４−ｋは、周波数領域で隣接するサブスペクトラム（ＳＳ_ｋ−１とＳＳ_ｋ）が入力され、ＳＳ_ｋ−１とＳＳ_ｋの遷移域における位相差Ｒ_ｋ＿ａｂを計算する。なお、位相差Ｒ_ｋ＿ａｂをラジアンに変換すると、位相差(^θ_Ｄｑｋ)＝ａｔａｎ（Ｒ_ｋ＿ａｂ）となる。ここで、従来技術の図１０（ａ）の（ａ−１）に示すように、送信装置５０において、各サブスペクトラムの遷移域同士は重畳しているため、隣接するサブスペクトラムの遷移域は同一の信号成分を持っている。そこで、受信装置６０は、この重畳している遷移域の信号成分から位相差Ｒ_ｋ＿ａｂを推定する。ここで、ｋは１からＮ_Ｄまでのサブスペクトラムの番号を示す。なお、式（６）で説明したように、θ_Ｄｑ１は０にしている。つまり、ＳＳ_１は、θ_Ｄｑ１が０なので、送信装置５０で位相が加算されていないため、位相推定器１４−２は、周波数シフタ１３−１と１３−２とに入力されたＳＳ_１およびＳＳ_２から、ＳＳ_２に加算された位相Ｒ_２＿１２を推定することができる。そして、位相推定器１４−２は、位相差(^θ_Ｄｑ２)＝ａｔａｎ（Ｒ_２＿ａｂ）を位相補正器１５−２に出力する。以下、位相推定器１４−３から１４−Ｎ_Ｄについても、位相推定器１４−２と同様に位相差Ｒ_ｋ＿ａｂを推定する。そして、位相推定器１４−ｋは、位相差(^θ_Ｄｑｋ)＝ａｔａｎ（Ｒ_ｋ＿ａｂ）を位相補正器１５−２に出力する。

位相補正器１５−ｋ（２≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、位相推定器１４−２〜１４−Ｎ_Ｄがそれぞれ出力する推定位相差(^θ_Ｄｑｋ)の補正を行う。例えば、位相補正器１５−２は、送信装置５０と共有する有限個の位相を用いて推定位相差の丸め込みを行う。送信装置５０では、式（８）に示すｍ通りの位相θ_Ｄｑｋのいずれかが加算され、この位相θ_Ｄｑｋまたは位相θ_Ｄｑｋを生成するためのパラメータや数式は、送信装置５０と受信装置６０とで予め共有されている。そこで、位相補正器１５−ｑは、送信装置５０で加算されたｍ通りの位相θ_Ｄｑｋの中で、位相補正器１５−ｑに入力される位相差（^θ_Ｄｑｋ）に最も近い位相を選択し出力する。

位相差（^θ_Ｄｑｋ）に最も近い点の選択方法として、例えば、複素平面上のユークリッド距離が最も近い点を選択する方法などが考えられる。ここで、ｍ通りの位相θ_Ｄｑｋ（θ_Ｄｑｋ＞０）を、位相が０（ｒａｄ）に近い順にθ_{Ｄｑｋ＿１}，θ_{Ｄｑｋ＿２}，…，θ_{Ｄｑｋ＿ｐ}，…，θ_{Ｄｑｋ＿ｍ}の有限個とする。この場合、式（１０）に示すように、評価関数ｒ_ｐを最小化するθ_{Ｄｑｋ＿ｐ}を選択し位相補正器１５−ｑから出力すればよい。

例えば、円を等分割する例で、位相分割数ｍ＝３、初期位相θ_offset＝０の場合、図２で説明したように、送信装置５０の位相器５−ｑ−ｋで加算される位相はθ_Ｄｑｋ＝０，２π／３，４π／３のいずれかである。この場合、受信装置６０は、次のように処理を行う。

図５は、受信装置６０の位相補正器１５−ｑの処理の一例を示す。なお、図５（ａ）は、位相補正器１５−ｑの入力（位相推定器１４−ｑで推定された位相差）の一例を示し、図５（ｂ）は、位相補正器１５−ｑの出力の一例を示す。また、図５（ａ）および図５（ｂ）の例は、図２の場合に対応し、受信装置６０は、位相分割数ｍ＝３、初期位相θ_offset＝０であることの情報、または加算される位相がθ_Ｄｑｋ＝０，２π／３，４π／３のいずれかであることの情報を予め送信装置５０との間で共有している。

図５（ａ）において、受信装置６０の位相推定器１４−ｑで推定された位相差（^θ_Ｄｑｋ）＝π／６である場合（図５（ａ）の黒丸印）、上述の式（１０）より、各ユークリッド距離は、ｒ_１＝０．５１，ｒ_２＝１．４，ｒ_３＝１．９となる。この場合、位相補正器１５−ｑは、ｒ_１が最小であると判断し、図５（ａ）の黒丸印を図５（ｂ）の黒丸印の位相θ_{Ｄｑｋ＿１}＝０に置き換えて、位相補正器１５−２は０を出力する。

ここで、円を不等分割する例で、位相分割数ｍ＝３の場合、図３で説明したように、送信装置５０の位相器５−ｑ−ｋで加算される位相は、θ_{Ｄｑｋ＿１}＝２π／９，θ_{Ｄｑｋ＿２}＝１７π／３６，θ_{Ｄｑｋ＿３}＝１０π／９のいずれかである。

図６は、受信装置６０の位相補正器１５−ｑの処理の一例を示す。なお、図６（ａ）は、位相補正器１５−ｑの入力（位相推定器１４−ｑで推定された位相差）の一例を示し、図６（ｂ）は、位相補正器１５−ｑの出力の一例を示す。また、図６（ａ）および図６（ｂ）の例は、図３の例に対応し、受信装置６０は、位相分割数ｍ＝３で、加算される位相がθ_{Ｄｑｋ＿１}＝２π／９，θ_{Ｄｑｋ＿２}＝１７π／３６，θ_{Ｄｑｋ＿３}＝１０π／９のいずれかであることの情報を予め送信装置５０との間で共有している。

図６（ａ）において、受信装置６０の位相推定器１４−ｑで推定された位相差（^θ_{Ｄｑｋ＿３}）＝１７π／１８である場合（図６（ａ）の黒丸印）、上述の式（１０）より、各ユークリッド距離は、ｒ_１＝１．８，ｒ_２＝１．４，ｒ_３＝０．５２となる。この場合、位相補正器１５−ｑは、ｒ_３が最小であると判断し、図６（ａ）の黒丸印を図６（ｂ）の黒丸印の位相θ_{Ｄｑｋ＿３}＝１０π／９に置き換えて、位相補正器１５−２から１０π／９を位相器１６−２に出力する。

位相器１６−ｋ（２≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、位相補正器１５−２〜１５−Ｎ_Ｄからそれぞれ出力される位相(θ_Ｄｑｋ)が入力され、周波数シフタ１３−１〜１３−Ｎ_Ｄが出力する信号にｅｘｐ（−ｊ(θ_Ｄｑｋ)）を乗算して、位相を補償する。例えば、位相器１６−２は、位相補正器１５−２が出力するθ_Ｄｑ３を用いて、周波数シフタ１３−２の出力信号にｅｘｐ（−ｊ(θ_Ｄｑ３)）を乗算して、位相を補償する。同様に、位相器１６−２で位相補償された信号ＳＳ_２と周波数シフタ１３−３の出力信号ＳＳ_３から位相推定器１４−３にて位相差Ｒ_３＿ａｂが算出され、位相補正器１５−３が位相補正を行った位相θ_Ｄｑ３が位相器１６−３に出力される。位相器１６−３は、位相補正器１５−３が出力する位相θ_Ｄｑ３を用いて、周波数シフタ１５−３から出力されたＳＳ_３にｅｘｐ（−ｊθ_Ｄｑ３）を乗算し、位相を補償する。以降、位相推定器１４−ｋ（４≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、位相器１６−（ｋ−１）から出力されたＳＳ_ｋ−１と周波数シフタ１３−ｋから出力されたＳＳ_ｋから位相差Ｒ_ｋ＿ａｂを推定する。そして、位相補正器１５−ｋが位相補正を行った位相θ_Ｄｑｋは位相器１６−ｋに出力され、位相器１６−ｋは、周波数シフタ１３−ｋから出力されたＳＳ_ｋにｅｘｐ（−ｊθ_Ｄｑｋ)）を乗算して、位相補償を行う。

加算器１７は、周波数シフタ１３−１および位相器１６−２〜位相器１６−Ｎ_Ｄの出力信号をそれぞれ加算し、送信装置５０で複数のサブスペクトラムに分割する前の信号波形を復元する。

ＩＤＦＴ１８は、加算器１７の出力信号を入力して時間領域の信号に変換する。

復調器１９は、ＩＤＦＴ１８が出力する変調信号を復調する。例えば、送信装置５０の変調器１がＱＰＳＫで変調した場合は、同じＱＰＳＫで受信データを復調する。

なお、位相器１６−ｋの入出力信号のスペクトラムと、位相推定器１４−ｋでの相関演算については、従来技術の図１２で説明した場合と同様である。

以上説明したように、本実施形態に係る受信装置６０は、送信装置５０で送信時に分割されたサブスペクトラムを抽出し、周波数シフト処理により送信装置５０で分散配置されたサブスペクトラムを分散配置前の帯域に戻す。そして、受信装置６０は、分散配置前の帯域に戻したサブスペクトラムに対して、隣接する遷移域で位相差を推定する。このとき、受信装置６０は、送信装置５０が加算したｍ通りの位相の情報またはｍ通りの位相を生成するためのパラメータや数式などの情報を送信装置５０と予め共有しているので、ｍ通りの位相の中から受信側の位相推定値に最も近い位相値を選択し、位相推定値を置き換える補正を行う。そして、受信装置６０は、補正後の位相推定値により各サブスペクトラムの位相を補償した後、全サブスペクトラムを加算してサブスペクトラムの和を算出し、復調処理を行う。

このように、本実施形態では、受信装置６０は、送信装置５０が加算したｍ通りの位相の情報またはｍ通りの位相を生成するためのパラメータや数式などに関する情報を送信装置５０と予め共有しておく。そして、受信装置６０は、受信信号の隣接するサブスペクトラム間の推定位相差に最も近い値を有限個の位相の中から選択し、推定位相差を置き換えるので、従来例に比べて推定位相差の精度を高めることができる。特に、低Ｓ／Ｎ環境下や、サブスペクトラムの遷移域に存在する離散化された信号成分の数ｐが周波数軸方向の平滑化数として十分ではない場合、位相差Ｒ_ｋ＿ａｂは、式（１１）に示すように、隣接するサブスペクトラムＳＳ_ｋ−１とＳＳ_ｋの高周波数側の信号成分ｂ_{（ｋ−１）ｉ}と、低周波数側の信号成分ａ^＊ _ｋｉの複素共役を乗算し、周波数軸方向に平滑化することにより得られる。

ここで、図１２（ｃ）はｐ＝３のときの例を示す。このとき、位相差Ｒ_ｋ＿ａｂは、式（１２）で表される。

なお、受信装置６０は、送信装置５０の位相器５−ｑ−ｋでサブスペクトラムに位相が加算されたか否かを確認するために、予め受信装置６０内に実装された値（閾値α）を使用して判断する。例えば、位相差Ｒ_ｋ＿ａｂが閾値α以上の時、送信装置５０においてｋ番目のサブスペクトラムｋに位相が加算されたと見なし、位相推定器１４−ｋから位相差(^θ_Ｄｑｋ)＝ａｔａｎ（Ｒ_ｋ＿ａｂ）を出力し、位相器１６でサブスペクトラムｋの位相差を補償する。ここでｂ_{（ｋ−１）ｐ}とａ_ｋｐは分割前では同じ信号成分であるため、受信装置６０でｂ_{（ｋ−１）ｐ}とａ_ｋｐの間に生じた位相差(^θ_Ｄｑｋ)＝ａｔａｎ（Ｒ_ｋ＿ａｂ）は送信装置５０で加算された位相によるものと見なす。そして、受信装置６０は、位相差(^θ_Ｄｑｋ)を補正した位相(θ_Ｄｑｋ)を用いて、サブスペクトラムＳＳ_ｋにｅｘｐ（−ｊ(θ_Ｄｑｋ)）を乗算することで位相を補償する。一方、位相差Ｒ_ｋ＿ａｂが閾値α未満の場合、送信装置５０で位相を加算していないと判断し、位相推定器１４−ｋは位相差(^θ_Ｄｑｋ)＝０を出力する。この場合、位相補正器１５−ｋの出力も０となる。

以上の構成により、受信装置６０は、隣接するサブスペクトラムの位相差を逐次推定し、送信装置５０で加算された位相を補償することができる。特に、本実施形態では、受信装置６０は、送信装置５０が加算したｍ通りの位相の情報またはｍ通りの位相を生成するためのパラメータや数式に関する情報を送信装置５０と予め共有しておき、有限個の位相の中から受信側の位相推定値に最も近い位相値を選択し、位相推定値を選択した位相値で置き換えるので、従来例に比べて位相推定値の精度を高めることができる。
（送信処理）
図７は、本実施形態における送信処理の一例を示す。なお、図７の処理は、図１に示した送信装置５０により実行される。

ステップＳ１０１において、変調器１は、送信するデータ信号をＱＰＳＫなどの変調方式で変調する。

ステップＳ１０２において、波形整形フィルタ２は、変調器１が出力する変調信号に予め決められたフィルタ係数を乗算することにより、変調信号の帯域を制限する。

ステップＳ１０３において、波形整形フィルタ２が出力する変調信号は、ＤＦＴ３により周波数領域に変換され、分割フィルタ４−ｋは、変調信号のスペクトラムをＮ_Ｄ個に分割する。

ステップＳ１０４において、分割フィルタ４−ｋは、Ｎ_Ｄ個に分割した変調信号のスペクトラムを内部のバッファに格納する。なお、Ｎ_Ｄ個のサブスペクトラムは、Ｃ個の組に分割して各組毎に異なる位相系列の位相が加算される。図７では、カウンタｉ（ｉは正の整数）を用いて、ｉ＝１からＣまでのループ処理で順番に行うものとして説明するが、Ｃ個の組の位相加算を並列に行うようにしてもよい。ここで、カウンタをｉ＝１に初期化する。また、カウンタｉは、図１で説明した各ブロックの符号ｑに対応する。例えば、位相器５−ｑ−ｋは位相器５−ｉ−ｋ、周波数シフタ６−ｑ−ｋは周波数シフタ６−ｉ−ｋ、加算器７−ｑは加算器７−ｉのように書き換えることができる。以降で説明する他のブロックについても同様にｑがカウンタｉに対応する。

ステップＳ１０５において、カウンタｉが１ではない場合、ステップＳ１０６の処理に進み、カウンタｉが１である場合、ステップＳ１０７の処理に進む。

ステップＳ１０６において、位相器５−ｉ−ｋは、分割フィルタ４−ｋのそれぞれの出力信号に予め決められた位相を加算する。

ステップＳ１０７において、周波数シフタ６−ｉ−ｋは、分割フィルタ４−ｉまたは位相器５−ｉ−ｋが出力するそれぞれのサブスペクトラムを周波数軸上の予め決められた帯域にシフトする。

ステップＳ１０８において、加算器７−ｉは、周波数シフタ６−ｉ−ｋが出力する１からＮ_ＤまでのＮ_Ｄ個のサブスペクトラムを加算する。

ステップＳ１０９において、ＰＡＰＲ算出器９−ｉは、ＩＤＦＴ８−ｉにより周波数領域の信号から時間領域の信号に変換された加算器７−ｉの出力信号のＰＡＰＲを算出する。なお、算出したＰＡＰＲは、最小ＰＡＰＲ選択器１０が比較するまで保持される。

ステップＳ１１０において、カウンタｉがＣではない場合、ステップＳ１１１の処理に進み、カウンタｉがＣである場合、ステップＳ１１２の処理に進む。

ステップＳ１１１において、カウンタｉを１増加させてステップＳ１０５の処理に戻り、次の組の位相系列に対して同様の処理を実行する。このようにして、位相系列の個数分だけ同様の処理を行う。

ステップＳ１１２において、最小ＰＡＰＲ選択器１０は、カウンタｉが１からＣまでのそれぞれについて算出したＰＡＰＲを比較して、ＰＡＰＲが最小値の組の信号を送信する。例えば、最小ＰＡＰＲ選択器１０は、カウンタｉが３のＰＡＰＲが最小である場合、加算器７−３の周波数領域の出力信号をＩＤＦＴ８−３で時間領域の信号に変換された信号を送信する。

このようにして、本実施形態に係る送信装置５０は、受信装置６０との間で共有する有限個の位相を組み合わせた互いに異なる複数の位相系列のうちＰＡＰＲが最小となる位相系列の位相がサブスペクトラムに加算された信号を送信する。
（受信処理）
図８は、本実施形態における受信処理の一例を示す。なお、図８の処理は、図４に示した受信装置６０により実行される。

ステップＳ２０１において、時間領域の受信信号はＤＦＴ１１により周波数領域信号に変換され、Ｎ_Ｄ個に分岐された信号がＮ_Ｄ個の抽出フィルタ１２−ｋにそれぞれ入力される。そして、抽出フィルタ１２−ｋは、ＤＦＴ１１の出力信号から送信装置５０で分散配置されたサブスペクトラムを抽出する。

ステップＳ２０２において、周波数シフタ１３−ｋは、抽出フィルタ１２−１〜１２−Ｎ_Ｄが出力する各サブスペクトラムを、送信装置５０の周波数シフタ６−１〜６−Ｎ_Ｄで周波数シフトする前の帯域へシフトする。

ステップＳ２０３において、位相推定器１４−ｋは、周波数シフタ１３−１〜１３−Ｎ_Ｄが出力するサブスペクトラムのうち隣接するサブスペクトラムの遷移域で相関を計算し、位相差を推定する。

ステップＳ２０４において、位相補正器１５−ｋは、送信装置５０で加算されたｍ通りの位相の中で、位相推定器１４−ｋが出力する推定位相差に最も近い位相を選択して推定位相差を補正する。

ステップＳ２０５において、位相器１６−ｋは、位相補正器１５−ｋが出力する位相を周波数シフタ１３−ｋが出力するサブスペクトルの信号に加算して位相を補償する。

ステップＳ２０６において、加算器１７は、周波数シフタ１３−１および位相器１６−２〜１６−Ｎ_Ｄのそれぞれの出力信号を加算し、送信装置５０で複数のサブスペクトラムに分割する前の変調信号に戻す。

ステップＳ２０７において、ＩＤＦＴ１８により時間領域の信号に変換された加算器１７の出力する変調信号は、復調器１９により受信データに復調される。

このようにして、本実施形態に係る受信装置６０は、分散配置前の帯域に戻したサブスペクトラムに対して、隣接するサブスペクトラムの遷移域で位相差を推定し、送信装置５０との間で共有するｍ通りの位相の中から推定位相値に最も近い位相を選択して推定位相値を補正する。そして、受信装置６０は、補正した推定位相値で各サブスペクトラムの位相を補償した後、全サブスペクトラムの和を算出し、受信データを復調する処理を行う。
（変形例について）
上記実施形態で説明した送信装置５０および受信装置６０の構成は一例であり、様々な変形例が考えられ、変形例においても同様の効果を得ることが可能である。

例えば、上記実施形態の図１に示した送信装置５０では、周波数シフタ６を位相器５と加算器７との間に配置したが、周波数シフタ６を分割フィルタ４と位相器５との間に配置してもよい。この場合、周波数シフタ６がサブスペクトラムを目的の帯域に分散配置し、位相器５は、分散配置した各サブスペクトラムに位相を加算する。

また、上記実施形態では、送信装置５０の位相器５で加算するｍ通りの位相の情報は、送信装置５０と受信装置６０との間で予め共有されているものとしたが、通信開始時に送信装置５０がｍ通りの位相の情報やｍ通りの位相を生成するパラメータや式の情報を受信装置６０に送信するようにしてもよい。或いは、予め決められた固定の位相値の組み合わせを規格化しておき、送信装置５０および受信装置６０に予め実装しておいてもよい。または、受信装置６０がｍ通りの位相を受信信号から推定するようにしてもよい。例えば、受信装置６０は、位相推定値を統計処理する方法などにより、受信信号からｍ通りの位相を推定することができる。或いは、送信開始前に送信装置５０がトレーニング信号を送信するようにしてもよい。

また、上記実施形態では、受信装置６０において、周波数シフタ１３を抽出フィルタ１２と位相推定器１４の間に配置したが、位相器１６と加算器１７の間に配置してもよい。この場合、受信装置６０は、送信装置５０で加算された位相差の補償後に周波数シフトを行う。

以上、説明したように、本発明に係る通信システム、通信装置および通信方法は、受信装置６０における位相の推定精度を向上し、低Ｓ／Ｎ環境下や、サブスペクトラムの遷移域に存在する離散化された信号成分の数ｐの不足などにより劣化する受信信号のＢＥＲ特性を向上することができる。

なお、周波数選択性の位相変動を有する伝搬路を介して通信する場合であれば、上記の実施形態で説明した方法は適用可能である。つまり、伝搬路で生じる周波数選択性の位相変動を推定するチャネル推定部および位相変動を補償するチャネル補正部を受信装置内に設け、送信側と受信側とで送信信号の位相または位相を求めるパラメータや数式などを共有することにより、受信信号の伝搬路での位相変動を推定および補償することが容易となる。

５０，１５０・・・送信装置；６０，１６０・・・受信装置；１，１０１・・・変調器；２，１０２・・・波形整形フィルタ；３，１１，１０３，１１１・・・ＤＦＴ；４，１０４・・・分割フィルタ；５，１６，１０５，１１５・・・位相器；６，１３，１０６，１１３・・・周波数シフタ；７，１７，１０７，１１６・・・加算器；８，１８，１０８，１１７・・・ＩＤＦＴ；９，１０９・・・ＰＡＰＲ算出器；１０，１１０・・・最小ＰＡＰＲ選択器；１２，１１２・・・抽出フィルタ；１４，１１４・・・位相推定器；１５・・・位相補正器；１９，１１８・・・復調器；５１，６１，１５１，１６１・・・制御部；５２，６２，１５２・・・記憶部

Claims (8)

1. 変調信号を周波数領域で分割したＮ（Ｎは２以上の整数）個のサブスペクトラムを周波数軸上で分散配置して送信装置から受信装置に伝送する通信方法であって、
   前記送信装置は、
   分散配置前または分散配置後の前記Ｎ個のサブスペクトラムのそれぞれの位相を回転させる処理を、位相加算しない場合を含む有限個の位相の組み合わせが異なる複数の位相系列毎に行い、
   前記位相系列毎の送信信号の最大電力と平均電力との比であるピーク対平均電力比を求め、前記ピーク対平均電力比が最小となる前記位相系列の送信信号を選択して前記受信装置に送信し、
   前記受信装置は、
   受信信号から抽出した分散配置後のサブスペクトラムまたは分散配置前に戻したサブスペクトラムに対して、周波数帯域が隣接するサブスペクトラム間の位相差を推定し、
   前記送信装置と予め共有する有限個の位相のうち、前記推定された位相差に最も近い位相を選択して前記推定された位相差に置き換えて補正し、
   前記補正された位相差により、受信信号から抽出した分散配置後のサブスペクトラムまたは分散配置前に戻したサブスペクトラムの位相を補正して受信信号を復調する
   ことを特徴とする通信方法。
2. 請求項１に記載の通信方法において、
   前記位相系列は、円をｍ（ｍは正の整数）通りに等分割もしくは不等分割して得られるｍ通りの位相により生成され、
   前記受信装置は、受信信号から抽出した分散配置前または分散配置後の隣接するサブスペクトラム間の位相差を推定し、前記推定された位相差の円上の点と、前記ｍ通りの位相の円上の各点とのユークリッド距離をそれぞれ計算し、前記ｍ通りの位相のうち前記ユークリッド距離が最小となる前記位相を選択して前記推定された位相差に置き換えて補正する
   ことを特徴とする通信方法。
3. 送信データを変調する変調部と、
   前記変調部が出力する変調信号を周波数領域でＮ（Ｎは２以上の整数）個のサブスペクトラムに分割する分割部と、
   前記Ｎ個のサブスペクトラムを周波数軸上で分散配置する第１周波数遷移部と、
   前記第１周波数遷移部が分散配置前または分散配置後の前記Ｎ個のサブスペクトラムのそれぞれの位相を回転させる処理を、位相加算しない場合を含む有限個の位相の組み合わせが異なる複数の位相系列毎に行う第１位相部と、
   分散配置後のサブスペクトラムを前記位相系列毎に加算した送信信号の最大電力と平均電力との比であるピーク対平均電力比が最小となる前記位相系列の送信信号を選択して前記受信装置に送信する選択部と
   を有する送信装置と、
   受信信号から分散配置されたサブスペクトラムを抽出する抽出部と、
   分散配置されたサブスペクトラムを分散配置前の周波数帯域に戻す第２周波数遷移部と、
   前記抽出部が抽出した分散配置後または前記第２周波数遷移部が復元した分散配置前のサブスペクトラムに対して、周波数帯域が隣接するサブスペクトラム間の位相差を推定する位相推定部と、
   前記送信装置と予め共有する有限個の位相のうち、前記位相推定部が推定した位相差に最も近い位相を選択して前記推定された位相差に置き換えて補正する位相補正部と、
   前記位相補正部が補正した位相差により、受信信号から抽出した分散配置後のサブスペクトラムまたは分散配置前に戻したサブスペクトラムの位相を補正する第２位相部と、
   前記第２位相部が補正したＮ個のサブスペクトラムを加算して受信データを復調する復調部と
   を有する受信装置と
   を備えることを特徴とする通信システム。
4. 請求項３に記載の通信システムにおいて、
   前記位相系列は、円をｍ（ｍは正の整数）通りに等分割もしくは不等分割して得られるｍ通りの位相により生成され、
   前記位相補正部は、前記位相推定部が推定した位相差の円上の点と、前記ｍ通りの位相の円上の各点とのユークリッド距離をそれぞれ計算し、前記ｍ通りの位相のうち前記ユークリッド距離が最小となる前記位相を選択して前記推定された位相差に置き換えて補正する
   ことを特徴とする通信システム。
5. 送信データを変調する変調部と、
   前記変調部が出力する変調信号を周波数領域でＮ（Ｎは２以上の整数）個のサブスペクトラムに分割する分割部と、
   前記Ｎ個のサブスペクトラムを周波数軸上で分散配置する第１周波数遷移部と、
   前記第１周波数遷移部が分散配置前または分散配置後の前記Ｎ個のサブスペクトラムのそれぞれの位相を回転させる処理を、位相加算しない場合を含む有限個の位相の組み合わせが異なる複数の位相系列毎に行う第１位相部と、
   分散配置後のサブスペクトラムを前記位相系列毎に加算した送信信号の最大電力と平均電力との比であるピーク対平均電力比が最小となる前記位相系列の送信信号を選択して前記受信装置に送信する選択部と
   を有することを特徴とする通信装置。
6. 請求項５に記載の通信装置において、
   前記有限個の位相は、円をｍ（ｍは正の整数）通りに等分割もしくは不等分割して得られるｍ通りの位相により生成され、
   前記複数の位相系列は、前記有限個の位相の組み合わせが異なる
   ことを特徴とする通信装置。
7. 送信装置から受信する信号の分散配置されたサブスペクトラムを抽出する抽出部と、
   分散配置されたサブスペクトラムを分散配置前の周波数帯域に戻す第２周波数遷移部と、
   前記抽出部が抽出した分散配置後または前記第２周波数遷移部が復元した分散配置前のサブスペクトラムに対して、周波数帯域が隣接するサブスペクトラム間の位相差を推定する位相推定部と、
   前記送信装置と予め共有する情報から得られる有限個の位相のうち、前記位相推定部が推定した位相差に最も近い位相を選択して前記推定された位相差に置き換えて補正する位相補正部と、
   前記位相補正部が補正した位相差により、受信信号から抽出した分散配置後のサブスペクトラムまたは分散配置前に戻したサブスペクトラムの位相を補正する第２位相部と、
   前記第２位相部が補正したＮ個のサブスペクトラムを加算して受信データを復調する復調部と
   を有することを特徴とする通信装置。
8. 請求項７に記載の通信装置において、
   前記有限個の位相は、円をｍ（ｍは正の整数）通りに等分割もしくは不等分割して得られるｍ通りの位相により生成され、
   前記位相補正部は、前記位相推定部が推定した位相差の円上の点と、前記ｍ通りの位相の円上の各点とのユークリッド距離をそれぞれ計算し、前記ｍ通りの位相のうち前記ユークリッド距離が最小となる前記位相を選択して前記推定された位相差に置き換えて補正する
   ことを特徴とする通信装置。

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