JP2016226162A

JP2016226162A - 絶縁型電力変換装置

Info

Publication number: JP2016226162A
Application number: JP2015110445A
Authority: JP
Inventors: テックチャンゴー; Teck Chiang Goh; 杉山　隆英; Takahide Sugiyama; 隆英杉山
Original assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 2015-05-29
Filing date: 2015-05-29
Publication date: 2016-12-28

Abstract

【課題】絶縁型電力変換装置において、直流電源の電圧を昇圧できるようにする。【解決手段】スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、直流電源１０からの直流電力を交流電力に変換し、又は、交流電力を直流電力に変換する機能を有する。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の中間点はトランスＴの一方端子に接続されており、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の中間点はトランスＴの他方端子に接続されている。直流電源１０のプラス端子が、トランスＴを構成する１次側コイルＬ１の中間タップに接続されている。トランスＴの漏れインダクタンスによって直流電源１０の電圧が昇圧されるように、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング動作が制御される。【選択図】図１

Description

本発明は、絶縁型電力変換装置に関する。

絶縁型の電力変換装置が知られている。例えば特許文献１に記載のインバータにおいては、複数のスイッチング素子によって第１、第２及び第３電力変換部が構成されており、これらの電力変換部の動作によって、直流電力から交流電力への電力変換、又は、交流電力から直流電力への電力変換が行われている。非特許文献１には、複数のスイッチング素子を制御することにより、直流電力から交流電力への電力変換を行う絶縁型電力変換装置が開示されている。

特開２００７−１１６８０６号公報

Alex Q.Huang etc, "An isolated Bi-directional soft-switched DC-AC converter using wide-band-gap devices with novel carrier-based unipolar modulation technique under synchronous rectification", IEEE APEC pp.2317-2324, March 2015

ところで、電力変換装置においては、直流電源の電圧を昇圧することが望ましい場合がある。例えば、負荷等に対して高電圧を印加したい場合や、電流振動を抑制したい場合等には、電圧を昇圧することが望ましい。

本発明の目的は、絶縁型電力変換装置において、直流電源の電圧を昇圧できるようにすることである。

請求項１に係る発明は、直流電源からの直流電力を交流電力に変換し、又は、交流電力を直流電力に変換する第１電力変換部と、前記第１電力変換部に接続されたトランスと、前記第１電力変換部の動作を制御する制御部と、を含み、前記トランスの中間タップが前記直流電源に接続されており、前記制御部は、前記トランスの漏れインダクタンスによって前記直流電源からの電圧が昇圧されるように、前記第１電力変換部の動作を制御する、ことを特徴とする絶縁型電力変換装置である。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載の絶縁型電力変換装置において、交流電源に接続され、交流電力の周波数を変換する第２電力変換部を更に含み、前記トランスの一方側に前記第１電力変換部が接続されており、前記トランスの他方側に前記第２電力変換部が接続されており、これにより、前記トランスを介して前記第１電力変換部と前記第２電力変換部とが接続されており、前記制御部は、前記第１電力変換部及び前記第２電力変換部の動作を制御することにより、前記直流電源側から前記交流電源側に対する電力変換、又は、前記交流電源側から前記直流電源側への電力変換を行う、ことを特徴とする絶縁型電力変換装置である。

請求項３に係る発明は、請求項２に記載の絶縁型電力変換装置において、前記第２電力変換部は、送方向特性をもった複数のスイッチング素子によって構成されている、ことを特徴とする絶縁型電力変換装置である。

請求項４に係る発明は、請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の絶縁型電力変換装置において、前記制御部は、前記トランスに印加される電圧がゼロとなる期間を利用して前記昇圧が行われるように、前記第１電力変換部の動作を制御する、ことを特徴とする絶縁型電力変換装置である。

本発明によると、絶縁型電力変換装置において、トランスの漏れインダクタンスを利用することにより、直流電源の電圧を昇圧することが可能となる。

本発明の実施形態に係る絶縁型電力変換装置を示す図である。双方向スイッチング素子を示す図である。スイッチング動作を制御するための構成を示す図である。各スイッチング素子に対するゲート信号を示す図である。各スイッチング素子のオン／オフ状態とトランス電圧の極性を示す図である。昇圧動作時におけるゲート信号を示す図である。昇圧動作時における電流経路を示す図である。昇圧動作時におけるゲート信号を示す図である。昇圧動作時における電流経路を示す図である。双方向スイッチング素子に対するゲート信号を示す図である。双方向スイッチング素子のオン／オフ状態と、交流側の電圧の極性を示す図である。本実施形態に係る動作によって形成された電圧を示す図である。本実施形態に係る絶縁型電力変換装置の動作を説明するための図である。本実施形態に係る絶縁型電力変換装置の動作を説明するための図である。変形例１に係る絶縁型電力変換装置を示す図である。変形例２に係る絶縁型電力変換装置を示す図である。

図１には、本実施形態に係る絶縁型電力変換装置が示されている。この絶縁型電力変換装置は、直流電力を交流電力に変換する機能、及び、交流電力を直流電力に変換する機能を備えている。この絶縁型電力変換装置は、例えば、電気自動車、ハイブリッド自動車又は燃料電池自動車等の車両に搭載され、当該車両に設けられている負荷に供給される電力を調整する装置である。もちろん、この絶縁型電力変換装置は、車両以外の別の用途に用いられてもよい。

本実施形態に係る絶縁型電力変換装置は、複数のスイッチング素子（スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８）と、コンデンサＣ１と、トランスＴと、を含む。

直流電源１０は直流電力を供給する電源である。直流電源１０として、例えば充放電可能な電源が用いられてもよい。充放電可能な電源として、リチウムイオン電池やニッケル水素電池等を用いることができる。

直流電源１０のプラス端子は、トランスＴの１次側コイルＬ１の中間タップに接続されている。直流電源１０のマイナス端子は、コンデンサＣ１の一方端子に接続されている。

ここで、直流電源１０のマイナス端子とコンデンサＣ１の一方端子とを接続するラインを、下側ライン１２と称することとする。また、コンデンサＣ１の他方端子に接続されているラインを、上側ライン１４と称することとする。

絶縁型電力変換装置は、下側ライン１２と上側ライン１４との間に互いに並行に配置された複数のアームを含む。図１に示す例では、一例として、２つのアーム（第１アーム及び第２アーム）が形成されている。第１アームは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列接続によって構成されている。第２アームは、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の直列接続によって構成されている。第１アームにおいて、スイッチング素子Ｓ１は上側アームに属する上側スイッチング素子であり、上側ライン１４に接続されている。スイッチング素子Ｓ２は下側アームに属する下側スイッチング素子であり、下側ライン１２に接続されている。同様に、第２アームにおいて、スイッチング素子Ｓ３は上側アームに属する上側スイッチング素子であり、上側ライン１４に接続されている。スイッチング素子Ｓ４は下側アームに属する下側スイッチング素子であり、下側ライン１２に接続されている。

スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、例えばＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のスイッチング素子である。各スイッチング素子においては、ソースとドレインとの間（エミッタとコレクタの間）に、ソース側（エミッタ側）からドレイン側（コレクタ側）に電流を流すダイオード（ダイオードＤ１〜Ｄ４）が配置されている。

例えば、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれに駆動回路が設けられており、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、図示しない制御部からの制御信号（ゲート信号）に基づいて、対応する駆動回路によってスイッチング制御（オン又はオフ制御）される。これにより、電力が変換される。

トランスＴは、１次側コイルＬ１と２次側コイルＬ２とによって構成されている。１次側コイルＬ１の一方端子は、第１アームにおいてスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の中間点に接続されており、１次側コイルＬ１の他方端子は、第２アームにおいてスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の中間点に接続されている。上記のように、１次側コイルＬ１の中間タップは、直流電源１０のプラス端子に接続されている。

トランスＴの２次側には、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８、リアクトルＬ３、及び、交流電源１６が接続されている。

トランスＴの２次側コイルＬ２の一方端子は下側ライン１８に接続されており、２次側コイルＬ２の他方端子は上側ライン２０に接続されている。

絶縁型電力変換装置は、下側ライン１８と上側ライン２０との間に互いに並行に配置された複数のアームを含む。図１に示す例では、一例として、２つのアーム（第３アーム及び第４アーム）が形成されている。第３アームは、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の直列接続によって構成されている。第４アームは、スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８の直列接続によって構成されている。第３アームにおいて、スイッチング素子Ｓ５は上側アームに属する上側スイッチング素子であり、上側ライン２０に接続されている。スイッチング素子Ｓ６は下側アームに属する下側スイッチング素子であり、下側ライン１８に接続されている。同様に、第４アームにおいて、スイッチング素子Ｓ７は上側アームに属する上側スイッチング素子であり、上側ライン２０に接続されている。スイッチング素子Ｓ８は下側アームに属する下側スイッチング素子であり、下側ライン１８に接続されている。

スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８は双方向スイッチング素子である。その詳細な構成については後述する。

例えば、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のそれぞれに駆動回路が設けられており、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８は、図示しない制御部からの制御信号（ゲート信号）に基づいて、対応する駆動回路によってスイッチング制御（オン又はオフ制御）される。これにより、電力が変換される。

リアクトルＬ３の一方端子は、第３アームにおいてスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の中間点に接続されており、リアクトルＬ３の他方端子は、交流電源１６の一方端子に接続されている。交流電源１６の他方端子は、第４アームにおいてスイッチング素子Ｓ７，Ｓ８の中間点に接続されている。

以上のように、トランスＴの１次側には直流電源１０が接続されており、２次側には交流電源１６が接続されている。つまり、１次側は直流側であり、２次側は交流側であるともいえる。トランスＴは、直流側（１次側）にて生成された電力を交流側（２次側）に伝達する機能を備えている。また、トランスＴは、交流側（２次側）にて生成された電力を直流側（１次側）に伝達する機能を備えている。このように、本実施形態に係る絶縁型電力変換装置は、トランスＴを介して、双方向に電力を供給する機能を備えた装置である。なお、図１には示されていないが、交流側に負荷が設けられ、直流側にて生成された電力がその負荷に供給されてもよい。同様に、直流側に負荷が設けられ、交流側にて生成された電力がその負荷に供給されてもよい。

図２には、双方向スイッチング素子としてのスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８の具体的な構成が示されている。

図２の（Ａ）に示されている双方向スイッチング素子は、２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｓ９，Ｓ１０）によって構成されており、一方のＭＯＳＦＥＴのドレインと他方のＭＯＳＦＥＴのドレインとが直列に接続されている。各ＭＯＳＦＥＴには、ソースとドレインとの間に、ソース側からドレイン側に電流を流すダイオード（ダイオードＤ５，Ｄ６）が配置されている。

図２の（Ｂ）に示されている双方向スイッチング素子は、２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｓ１１，Ｓ１２）によって構成されており、一方のＭＯＳＦＥＴのソースと他方のＭＯＳＦＥＴのソースとが直列に接続されている。各ＭＯＳＦＥＴには、ソースとドレインとの間に、ソース側からドレイン側に電流を流すダイオード（Ｄ７，Ｄ８）が配置されている。

図２の（Ｃ）に示されている双方向スイッチング素子は、２つのＩＧＢＴ（Ｓ１３，Ｓ１４）によって構成されており、一方のＩＧＢＴのコレクタと他方のＩＧＢＴのコレクタとが直列に接続されている。各ＩＧＢＴには、エミッタとコレクタとの間に、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオード（Ｄ９，Ｄ１０）が配置されている。

図２の（Ｄ）に示されている双方向スイッチング素子は、２つのＩＧＢＴ（Ｓ１５，Ｓ１６）によって構成されており、一方のＩＧＢＴのエミッタと他方のＩＧＢＴのエミッタとが直列に接続されている。各ＩＧＢＴには、エミッタとコレクタとの間に、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオード（Ｄ１１，Ｄ１２）が配置されている。

図２の（Ｅ）に示されている双方向スイッチング素子は、ＲＢ−ＩＧＢＴ（Reverse-Blocking Insulated Gate Bipolar Transistor）（Ｓ１７）である。

図２の（Ｆ）に示されている双方向スイッチング素子は、４つのダイオード（Ｄ１３〜Ｄ１６）と１つのＩＧＢＴ（Ｓ１８）とによって構成されている。

図２の（Ａ）〜（Ｆ）に示されている双方向スイッチング素子は一例に過ぎず、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８は、他の双方向スイッチング素子によって構成されてもよい。

図３には、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８のスイッチング動作を制御する制御部の構成が示されている。制御部には、コンデンサＣ１の電圧指令値とコンデンサＣ１の電圧値とが入力され、電圧ＰＩ制御２２によってコンデンサＣ１の電圧が制御される。また、制御部には直流電源１０の電流値が入力される。コンデンサＣ１の昇圧動作を行うために、電圧ＰＩ制御２２からの出力値と直流電源１０の電流値とを用いた電流ＰＩ制御２４が実行され、これにより、直流電源１０の電流が制御される。そして、電流ＰＩ制御２４の出力値とキャリア波２６とを用いた位相制御２８が実行され、これにより、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング動作を制御するための制御信号（ゲート信号）が生成される。キャリア波２６は一例として三角波である。また、同期信号３０が生成される。

また、制御部には、交流電源１６の電流指令値と交流電源１６の電流値とが入力され、それらを用いた電流ＰＩ制御３２が実行される。そして、電流ＰＩ制御３２の出力値とキャリア波３４と同期信号３０とを用いたＥＸＮＯＲ論理３６が実行され、これにより、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のスイッチング動作を制御するための制御信号（ゲート信号）が生成される。キャリア波３４は一例として三角波である。

スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８のスイッチング動作を制御するためのゲート信号は、個々のスイッチング素子に対応する駆動回路に供給される。これにより、個々のゲート信号に従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８のスイッチング動作が制御される。

図４には、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング動作を制御するためのゲート信号の一例が示されている。横軸は時間である。符号３８で示す期間は１制御周期に対応する。電流ＰＩ制御２４の指令値は、ＰＩ差分処理後、正比率４０と負比率４２とに分けられ、０〜１の値をもつキャリア波２６と比較される。この比較によってゲート信号（制御信号）が生成される。また、同期指令値４４とキャリア波２６とを比較することにより、同期信号３０が生成される。この同期信号３０は、後述するように、トランスＴのゼロ電圧と同期するようにスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８を動作させるために利用される。

ゲート信号４６は、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング動作を制御するための信号である。ゲート信号４８は、スイッチング素子Ｓ２のスイッチング動作を制御するための信号である。ゲート信号５０は、スイッチング素子Ｓ３のスイッチング動作を制御するための信号である。ゲート信号５２は、スイッチング素子Ｓ４のスイッチング動作を制御するための信号である。ゲート信号４６〜５２に従ってスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が動作することにより、トランスＴには、電圧値５４で示されるトランス電圧（−Ｖ〜＋Ｖ）が形成される。

図５には、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン／オフ状態と、トランスＴに形成される電圧（トランス電圧）の極性と、が示されている。０はオフを示し、１はオンを示している。例えば、スイッチング素子Ｓ１がオフ（０）であり、スイッチング素子Ｓ２がオン（１）であり、スイッチング素子Ｓ３がオフ（０）であり、スイッチング素子Ｓ４がオン（１）である場合、トランス電圧の値は０になる。また、スイッチング素子Ｓ１がオン（１）であり、スイッチング素子Ｓ２がオフ（０）であり、スイッチング素子Ｓ３がオフ（０）であり、スイッチング素子Ｓ４がオン（１）である場合、トランス電圧の値はＶとなり、その極性はプラス（＋）となる。また、スイッチング素子Ｓ１がオン（１）であり、スイッチング素子Ｓ２がオフ（０）であり、スイッチング素子Ｓ３がオン（１）であり、スイッチング素子Ｓ４がオフ（０）である場合、トランス電圧の値は０になる。また、スイッチング素子Ｓ１がオフ（０）であり、スイッチング素子Ｓ２がオン（１）であり、スイッチング素子Ｓ３がオン（１）であり、スイッチング素子Ｓ４がオフ（０）である場合、トランス電圧の値はＶとなり、その極性はマイナス（−）となる。このように、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン／オフ状態に応じて、トランス電圧の値及び極性が変わる。

本実施形態では、トランス電圧がゼロ（０Ｖ）になる期間を利用して、直流電源１０からの電圧が昇圧される。以下、この昇圧動作について説明する。

図６には、直流電源１０からの電圧を昇圧するときのゲート信号の一例が示されている。横軸は時間である。符号５６で示す期間は１制御周期に対応する。ゲート信号５８はスイッチング素子Ｓ１のスイッチング動作を制御するための信号である。ゲート信号６０はスイッチング素子Ｓ２のスイッチング動作を制御するための信号である。ゲート信号６２はスイッチング素子Ｓ３のスイッチング動作を制御するための信号である。ゲート信号６４はスイッチング素子Ｓ４のスイッチング動作を制御するための信号である。ゲート信号５８〜６４に従ってスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が動作することにより、トランスＴには、電圧値６６で示されるトランス電圧（−Ｖ〜＋Ｖ）が形成される。また、直流側には、電流値６８で示される電流が流れる。

図７には、昇圧動作時における電流経路が示されている。この電流経路は、ゲート信号５８〜６４に従ったスイッチング動作によって形成される経路である。例えば、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオンになり、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオフになる場合、トランス電圧は０Ｖになる。図７の（Ａ）には、このときの電流経路７０が示されている。電流は、直流電源１０の負電極側から正電極側に流れ、１次側コイルＬ１とスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４を流れる。このとき、トランスＴの漏れインダクタンスＬ４が形成され、その漏れインダクタンスＬ４にエネルギーが蓄積される。これにより、電流が増大する。その後、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンになり、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフになる。この場合、トランス電圧は＋Ｖとなる。図７の（Ｂ）には、このときの電流経路７２が示されている。電流は、直流電源１０の負電極側から正電極側に流れ、１次側コイルＬ１とスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を流れる。このとき、漏れインダクタンスＬ４に蓄積されたエネルギーは、コンデンサＣ１に蓄積される。これにより、電流が減少する。

以上のように、トランスＴの中間タップを直流電源１０に接続し、漏れインダクタンスＬ４にエネルギーが蓄積され、その後、そのエネルギーが放出されるように、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を動作させることにより、直流電源１０からの電圧を昇圧することが可能となる。

以下の式（１）には、直流電源１０の電圧とコンデンサＣ１の電圧との関係が示されている。
Ｖｃ＝１／（１−Ｄ）×Ｖｂ・・・（１）

式（１）において、Ｖｂは直流電源１０の電圧値であり、ＶｃはコンデンサＣ１の電圧値である。比例係数［１／（１−Ｄ）］は昇圧比と称される係数である。Ｄは、１制御周期における、トランスＴのゼロ電圧期間（トランス電圧が０Ｖとなる期間）のディーティ比である。

上記の式（１）によると、トランスＴのゼロ電圧期間と、トランスＴの電圧がプラス又はマイナスになる期間（正負電圧期間）と、を調整することにより、昇圧比を変えることができる。

図８には、昇圧動作時におけるゲート信号の別の例が示されている。横軸は時間である。符号７４で示す期間は１制御周期に対応する。ゲート信号７６はスイッチング素子Ｓ１のスイッチング動作を制御するための信号である。ゲート信号７８はスイッチング素子Ｓ２のスイッチング動作を制御するための信号である。ゲート信号８０はスイッチング素子Ｓ３のスイッチング動作を制御するための信号である。ゲート信号８２はスイッチング素子Ｓ４のスイッチング動作を制御するための信号である。ゲート信号７６〜８２に従ってスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が動作することにより、トランスＴには、電圧値８４で示されるトランス電圧（−Ｖ〜＋Ｖ）が形成される。また、直流側には、電流値８６で示される電流が流れる。

図９には、昇圧動作時における電流経路が示されている。この電流経路は、ゲート信号７６〜８２に従ったスイッチング動作によって形成される経路である。例えば、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオンになり、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフになる場合、トランス電圧は０Ｖになる。図９の（Ａ）には、このときの電流経路８８が示されている。電流は、直流電源１０の正電極側から負電極側に流れ、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３と１次側コイルＬ１を流れる。このとき、トランスＴの漏れインダクタンスＬ４が形成され、その漏れインダクタンスＬ４にエネルギーが蓄積される。これにより、電流の絶対値が増大する。その後、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンになり、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフになる。この場合、トランス電圧は＋Ｖとなる。図９の（Ｂ）には、このときの電流経路９０が示されている。電流は、直流電源１０の正電極側から負電極側に流れ、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４と１次側コイルＬ１を流れる。このとき、漏れインダクタンスＬ４に蓄積されたエネルギーは、コンデンサＣ１に蓄積される。これにより、電流の絶対値が減少する。

次に、双方向スイッチング素子としてのスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８の動作について説明する。交流側においては、電流ＰＩ制御３２を利用して、リアクトルＬ３を流れる電流の振幅が制御される。

図１０には、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のスイッチング動作を制御するためのゲート信号の一例が示されている。横軸は時間である。符号９２で示す期間は１制御周期に対応する。電流ＰＩ制御３２の指令値はＰＩ差分処理後、正比率９４と負比率９６とに分けられ、０〜１の値をもつキャリア波３４と比較される。この比較によって２つの信号（信号９８，１００）が生成される。交流側にてゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ：Zero Voltage. Switching）を実現するために、信号９８，１００を同期信号３０に同期させる。そして、ＥＸＮＯＲ論理３６によって、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８の動作を制御するためのゲート信号（制御信号）が生成される。

ゲート信号１０２は、スイッチング素子Ｓ５のスイッチング動作を制御するための信号である。ゲート信号１０４は、スイッチング素子Ｓ６のスイッチング動作を制御するための信号である。ゲート信号１０６は、スイッチング素子Ｓ７のスイッチング動作を制御するための信号である。ゲート信号１０８は、スイッチング素子Ｓ８のスイッチング動作を制御するための信号である。

図１１には、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のオン／オフ状態と、交流側に形成される電圧の極性と、が示されている。また、同期信号３０と信号９８，１００の値が示されている。０はオフを示し、１はオンを示している。例えば、スイッチング素子Ｓ５がオン（１）であり、スイッチング素子Ｓ６がオフ（０）であり、スイッチング素子Ｓ７がオフ（０）であり、スイッチング素子Ｓ８がオン（１）である場合、交流側の電圧の極性はプラス（＋）となる。また、スイッチング素子Ｓ５がオフ（０）であり、スイッチング素子Ｓ６がオン（１）であり、スイッチング素子Ｓ７がオフ（０）であり、スイッチング素子Ｓ８がオン（１）である場合、交流側の電圧はゼロ（０Ｖ）となる。また、スイッチング素子Ｓ５がオフ（０）であり、スイッチング素子Ｓ６がオン（１）であり、スイッチング素子Ｓ７がオン（１）であり、スイッチング素子Ｓ８がオフ（０）である場合、交流側の電圧はマイナス（−）となる。これら以外の場合も同様に、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のオン／オフ状態に応じて、交流側に形成される電圧の値及び極性が変わる。

図１２には、本実施形態に係る動作によって形成された電圧の一例が示されている。例えば図４，５に示されているゲート信号に従って、直流側に設けられたスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング動作を制御することにより、直流電源１０から供給された直流電圧が交流電圧に変換され、トランスＴにトランス電圧が形成される。このとき、高い周波数でスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をスイッチング動作させることにより、高周波のトランス電圧（高周波交流電圧）が形成される。また、上述した昇圧動作が実行され、直流電源１０からの電圧が昇圧される。図１２の（Ａ）には、その高周波トランス電圧の波形が示されている。横軸は時間を示し、縦軸は電圧値を示している。この高周波トランス電圧は、トランスＴを介して交流側に印加される。また、図１０，１１に示されているゲート信号に従って、交流側に設けられたスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のスイッチング動作を制御することにより、トランスＴを介して直流側から供給された高周波トランス電圧の周波数が変換される。例えば、低い周波数でスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８をスイッチング動作させることにより、高周波トランス電圧から低周波交流電圧が形成される。図１２の（Ｂ）には、その低周波交流電圧の波形が示されている。一例として、正弦波で表される低周波交流電圧が形成される。このようにして、交流側には低周波交流電圧が供給され、例えば、交流側に接続された負荷等に、その低周波交流電圧が印加される。

次に、図１３，１４を参照して、本実施形態に係る絶縁型電力変換装置の動作について説明する。特に、直流側及び交流側に形成される電流経路について説明する。例えば、図４，５，１０，１１に示されているゲート信号に従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８のスイッチング動作が制御される。

図１３の（Ａ）には、期間ｔ１における電流経路１１０，１１２が示されている。電流経路１１０は直流側に形成された経路であり、電流経路１１２は交流側に形成された経路である。例えば、直流側においては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンになっており、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフになっている。この場合、電流は、スイッチング素子Ｓ１、トランスＴ、スイッチング素子Ｓ４及びコンデンサＣ１を流れる。これにより、トランスＴにはプラス（＋）の極性をもったトランス電圧が形成される。このトランス電圧は、トランスＴを介して交流側に印加される。交流側においては、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ８がオンになっており、スイッチング素子Ｓ６，Ｓ７がオフになっている。そして、トランスＴを介して印加されたトランス電圧によって、電流が、スイッチング素子Ｓ５，リアクトルＬ３、交流電源１６及びスイッチング素子Ｓ８を流れる。この期間ｔ１においては、直流側及び交流側の両方に、プラス（正）の電圧が形成される。

図１３の（Ｂ）には、期間ｔ１の次の期間ｔ２における電流経路１１４が示されている。電流経路１１４は直流側に形成された経路である。例えば、直流側において、スイッチング素子Ｓ１がオンからオフに切り替わり、スイッチング素子Ｓ２がオフからオンに切り替わっている。これにより、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオンになり、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオフになる。この場合、電流は、スイッチング素子Ｓ２、トランスＴ及びスイッチング素子Ｓ４を流れる。直流側においては、この期間ｔ２はゼロ電圧期間に相当し、トランスＴに形成されるトランス電圧は０Ｖとなる。この期間ｔ２において、直流電源１０から供給される電圧が昇圧される。交流側においては、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ８がオンになっており、スイッチング素子Ｓ６，Ｓ７がオフになっている。交流側では、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が実現される。トランスＴのゼロ電圧期間中に、交流側のスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８にてスイッチング動作が行われる。例えば、スイッチング素子Ｓ７がオフからオンに切り替わり、スイッチング素子Ｓ８がオンからオフに切り替わる。これにより、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８にて発生するスイッチング損失を低減することができる。

図１３の（Ｃ）には、期間ｔ２の次の期間ｔ３における電流経路１１６，１１８が示されている。電流経路１１６は直流側に形成された経路であり、電流経路１１８は交流側に形成された経路である。例えば、直流側において、スイッチング素子Ｓ３がオフからオンに切り替わり、スイッチング素子Ｓ４がオンからオフに切り替わる。これにより、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフになり、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオンになる。この場合、電流は、スイッチング素子Ｓ３、トランスＴ、スイッチング素子Ｓ２及びコンデンサＣ１を流れる。これにより、トランスＴにはマイナス（−）の極性をもったトランス電圧が形成される。このトランス電圧は、トランスＴを介して交流側に印加される。交流側においては、スイッチング素子Ｓ７がオフからオンに切り替わり、スイッチング素子Ｓ８がオンからオフに切り替わっている。これにより、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ７がオンになっており、スイッチング素子Ｓ６，Ｓ８がオフになる。そして、トランスＴを介して印加されたトランス電圧によって、電流が、スイッチング素子Ｓ５、リアクトルＬ３、交流電源１６及びスイッチング素子Ｓ７を流れる。この期間ｔ３においては、直流側に負電圧が形成され、交流側の電圧は０Ｖとなる。

図１４の（Ａ）には、期間ｔ３の次の期間ｔ４における電流経路１２０が示されている。電流経路１２０は直流側に形成された経路である。例えば、直流側において、スイッチング素子Ｓ３がオンからオフに切り替わり、スイッチング素子Ｓ４がオフからオンに切り替わっている。これにより、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオンになり、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオフになる。この場合、電流は、スイッチング素子Ｓ２、トランスＴ及びスイッチング素子Ｓ４を流れる。直流側においては、この期間ｔ４はゼロ電圧期間に相当し、トランスＴに形成されるトランス電圧が０Ｖとなる。この期間ｔ４において、直流電源１０から供給される電力が昇圧される。交流側においては、スイッチング素子Ｓ７がオンからオフに切り替わり、スイッチング素子Ｓ８がオフからオンに切り替わっている。これにより、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ８がオンになり、スイッチング素子Ｓ６，Ｓ７がオフになる。交流側では、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が実現される。トランスＴのゼロ電圧期間中に、交流側のスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８にてスイッチング動作が行われる。例えば、スイッチング素子Ｓ７がオンからオフに切り替わり、スイッチング素子Ｓ８がオフからオンに切り替わる。これにより、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８にて発生するスイッチング損失を低減することができる。

図１４の（Ｂ）には、期間ｔ４の次の期間ｔ５における電流経路１２２，１２４が示されている。電流経路１２２は直流側に形成された経路であり、電流経路１２４は交流側に形成された経路である。例えば、直流側において、スイッチング素子Ｓ１がオフからオンに切り替わり、スイッチング素子Ｓ２がオンからオフに切り替わっている。これにより、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンになり、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフになる。この場合、電流は、スイッチング素子Ｓ１、トランスＴ、スイッチング素子Ｓ４及びコンデンサＣ１を流れる。これにより、トランスＴにはプラス（＋）の極性をもったトランス電圧が形成される。このトランス電圧は、トランスＴを介して交流側に印加される。交流側においては、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ８がオンになっており、スイッチング素子Ｓ６，Ｓ７がオフになっている。そして、トランスＴを介して印加されたトランス電圧によって、電流が、スイッチング素子Ｓ５、リアクトルＬ３、交流電源１６及びスイッチング素子Ｓ８を流れる。この期間ｔ５においては、直流側及び交流側の両方に、プラス（正）の電圧が形成される。

以上のように、本実施形態によると、トランスＴの中間タップが直流電源１０に接続されている。これにより、トランスＴの漏れインダクタンスによって、直流電源１０からの電圧を昇圧することが可能となる。その結果、直流電源１０からの電圧を昇圧し、トランスＴを介して負荷等に高電圧を供給することが可能となる。

また、交流側には双方向スイッチング素子としてのスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８が設けられており、それらのスイッチング素子によって交流電圧の周波数を任意に変えることが可能となる。また、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８の動作をスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の動作と同期させ、トランスＴのゼロ電圧期間中にスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８を動作させることにより、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８にて発生するスイッチング損失を低減することが可能となる。これにより、電力変換効率が向上する。

ここで、上記の特許文献１に記載のインバータ及び非特許文献１に記載の電力変換装置を比較例として、本実施形態と対比してみる。上記の特許文献１に記載のインバータにおいては、電力変換が３回行われる。それ故、特に高周波化を実現する場合には、直流側に接続されたスイッチング素子のスイッチング損失が増大するという問題が生じる。また、単相電源によって発生した電力脈動を抑制するために、交流側に接続されたスイッチング素子に大容量のコンデンサを設けることが必要となる。そのため、装置の小型化が困難になるという問題が生じる。また、非特許文献１に記載の電力変換装置においては、双方向の特性をもったスイッチング素子が交流側に配置されている。それ故、電力変換の回数が２回で済み、大容量のコンデンサを設けずに済む。しかし、単相電源によって発生した単相脈動電力が直流電源に影響を与え、これにより、大きな電流振動が発生するという問題が生じる。また、交流電源の電圧が直流電源の電圧よりも高くなる場合に、交流電源の電流に大きな振動が発生するという問題も生じる。

これに対して、本実施形態では、漏れインダクタンスを利用することにより直流電源１０からの電圧を昇圧することが可能となる。それ故、交流電源の電圧が直流電源の電圧よりも高くなる場合には、直流電源の電圧を昇圧することにより、電流振動の問題を回避することが可能となる。また、昇圧用のコンデンサＣ１を用いることにより、単相電源によって発生した電力脈動を抑制することが可能となり、大きな電流振動の発生を防止又は抑制することが可能となる。また、交流側には双方向スイッチング素子が用いられているため、交流側に大容量のコンデンサを設けずに済む。これにより、装置の小型化が可能となる。また、上記のように、双方向スイッチング素子にて発生するスイッチング損失を低減することができ、これにより、電力の高周波化を高効率で実現することが可能となる。

（変形例１）
次に、変形例１について説明する。図１５には、変形例１に係る絶縁型電力変換装置が示されている。変形例１では、双方向スイッチング素子が用いられていない。直流側（１次側）の構成は上記の実施形態に係る構成と同じであるため、その説明を省略する。

交流側（２次側）には、ダイオードＤ１７〜Ｄ２０、コンデンサＣ２、スイッチング素子Ｓ２１〜Ｓ２４、リアクトルＬ５及び交流電源１６が接続されている。

トランスＴの２次側コイルＬ２の一方端子は、ダイオードＤ１７，Ｄ１８の中間点に接続されており、２次側コイルＬ２の他方端子は、ダイオードＤ１９，Ｄ２０の中間点に接続されている。ダイオードＤ１７，Ｄ１９のカソードは、コンデンサＣ２の一方端子及びスイッチング素子Ｓ２１，Ｓ２３に接続されている。ダイオードＤ１８，Ｄ２０のアノードは、コンデンサＣ２の他方端子及びスイッチング素子Ｓ２２，Ｓ２４に接続されている。リアクトルＬ５の一方端子は、スイッチング素子Ｓ２１，Ｓ２２の中間点に接続されており、他方端子は交流電源１６の一方端子に接続されている。交流電源１６の他方端子は、スイッチング素子Ｓ２３，Ｓ２４の中間点に接続されている。スイッチング素子Ｓ２３〜Ｓ２４においては、ソースとドレインとの間（エミッタとコレクタとの間）に、ソース側（エミッタ側）からドレイン側（コレクタ側）に電流を流すダイオード（ダイオードＤ２１〜Ｄ２４）が配置されている。

このように交流側に双方向スイッチング素子が設けられていない場合であっても、直流側において、漏れインダクタンスを利用した昇圧を実現することができる。

（変形例２）
次に、変形例２について説明する。図１６には、変形例２に係る絶縁型電力変換装置が示されている。変形例２では、双方向スイッチング素子と交流電源が用いられていない。直流側（１次側）の構成は上記の実施形態に係る構成と同じであるため、その説明を省略する。

交流側（２次側）には、ダイオードＤ１７〜Ｄ２０、リアクトルＬ６、コンデンサＣ３及び負荷１２６が接続されている。

トランスＴの２次側コイルＬ２の一方端子は、ダイオードＤ１７，Ｄ１８の中間点に接続されており、２次側コイルＬ２の他方端子は、ダイオードＤ１９，Ｄ２０の中間点に接続されている。ダイオードＤ１７，Ｄ１９のカソードは、リアクトルＬ６の一方端子に接続されている。リアクトルＬ６の他方端子は、コンデンサＣ３の一方端子及び負荷１２６の一方端子に接続されている。ダイオードＤ１８，Ｄ２０のアノードは、コンデンサＣ３の他方端子及び負荷１２６の他方端子に接続されている。そして、直流側（１次側）で形成された交流電圧は、トランスＴを介して負荷１２６に印加される。

変形例２においても、直流側において、漏れインダクタンスを利用した昇圧を実現することができる。

１０直流電源、１６交流電源、Ｓ１〜Ｓ８スイッチング素子、Ｔトランス、Ｌ１１次側コイル、Ｌ２二次側コイル、Ｌ３リアクトル。

Claims

直流電源からの直流電力を交流電力に変換し、又は、交流電力を直流電力に変換する第１電力変換部と、
前記第１電力変換部に接続されたトランスと、
前記第１電力変換部の動作を制御する制御部と、
を含み、
前記トランスの中間タップが前記直流電源に接続されており、
前記制御部は、前記トランスの漏れインダクタンスによって前記直流電源からの電圧が昇圧されるように、前記第１電力変換部の動作を制御する、
ことを特徴とする絶縁型電力変換装置。
請求項１に記載の絶縁型電力変換装置において、
交流電源に接続され、交流電力の周波数を変換する第２電力変換部を更に含み、
前記トランスの一方側に前記第１電力変換部が接続されており、前記トランスの他方側に前記第２電力変換部が接続されており、これにより、前記トランスを介して前記第１電力変換部と前記第２電力変換部とが接続されており、
前記制御部は、前記第１電力変換部及び前記第２電力変換部の動作を制御することにより、前記直流電源側から前記交流電源側に対する電力変換、又は、前記交流電源側から前記直流電源側への電力変換を行う、
ことを特徴とする絶縁型電力変換装置。
請求項２に記載の絶縁型電力変換装置において、
前記第２電力変換部は、送方向特性をもった複数のスイッチング素子によって構成されている、
ことを特徴とする絶縁型電力変換装置。
請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の絶縁型電力変換装置において、
前記制御部は、前記トランスに印加される電圧がゼロとなる期間を利用して前記昇圧が行われるように、前記第１電力変換部の動作を制御する、
ことを特徴とする絶縁型電力変換装置。