JP2017005493A - 電子制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】制御部の処理負担を軽減しつつも、誘導性負荷の電流制御の精度を確保することの可能な電子制御装置を提供する。【解決手段】電子制御装置１は、電流検出部３０と、Ａ／Ｄ変換部と、マイコン１０とを備える。電流検出部３０は、誘導性負荷２を流れる電流値Ｉに応じた電流検出信号Ｓｂをアナログ信号で出力する。Ａ／Ｄ変換部は電流検出信号Ｓｂをデジタル値に変換する。マイコン１０は、デジタル値に変換された電流検出値の平均値を演算し、当該平均電流値を用いて誘導性負荷２を流れる電流を制御する。電子制御装置１は、Ａ／Ｄ変換部の取り込みタイミングを変化させて平均電流値を取得することにより、複数の異なる取り込みタイミングに対する平均電流値のサンプル値を取得する。電子制御装置は複数の平均電流値のサンプル値と、平均電流値の理想値とに基づいてＡ／Ｄ変換部の取り込みタイミングを学習する。【選択図】図１

Description

本発明は、誘導性負荷の駆動を制御する電子制御装置に関する。

従来、電磁弁や電磁式のアクチュエータ等の誘導性負荷には、その動力源としてリニアソレノイドが用いられている。誘導性負荷の駆動は電子制御装置により制御される。電子制御装置は、リニアソレノイドに供給される電流を制御することにより、誘導性負荷の駆動を制御する。この種の電子制御装置としては、特許文献１に記載の装置がある。

特許文献１に記載の電子制御装置は、ＦＥＴと、Ａ／Ｄ変換器と、制御ＣＰＵとを備えている。ＦＥＴは、誘導性負荷と電源との間に配置されている。Ａ／Ｄ変換器は、リニアソレノイドの電流検出信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。制御ＣＰＵは、デジタル信号に変換された電流検出信号に基づいて、リニアソレノイドを流れる電流値を検出する。制御ＣＰＵは、検出電流値の平均値が目標電流値となるように、リニアソレノイドの供給電流をフィードバック制御する。具体的には、制御ＣＰＵは、検出電流値の平均値と目標電流値との偏差に基づいてデューティ比を設定し、当該デューティ比に応じたＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成する。制御ＣＰＵは、このＰＷＭ信号によりＦＥＴをオン／オフさせることにより、リニアソレノイドの供給電流をＰＷＭ制御する。制御ＣＰＵは、このような電流フィードバック制御を通じて誘導性負荷の駆動を制御する。

特開平１１−３０８１０７号公報

ところで、特許文献１に記載の電子制御装置において誘導性負荷の駆動制御の精度を向上させるためには、検出電流値の平均値を精度良く検出する必要がある。検出電流値の平均値を精度良く検出するためには、例えば検出電流値のサンプリング数を増加させる方法が考えられる。しかしながら、検出電流値のサンプリング数を増加させると、制御ＣＰＵの処理負担の増加を招く。特に、ハードＩＰを有していない制御ＣＰＵでは、検出電流値に係る演算処理の全てをソフト的に処理しなければならず、制御ＣＰＵの処理負担への影響が大きくなる。

本発明は、こうした実情に鑑みてなされたものであり、その目的は、制御部の処理負担を軽減しつつも、誘導性負荷の電流制御の精度を確保することの可能な電子制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、誘導性負荷（２）の駆動を制御する電子制御装置（１）は、電流検出部（３０）と、Ａ／Ｄ変換部（１３）と、制御部（１０）とを備える。電流検出部は、誘導性負荷を流れる電流を検出し、検出された電流値に応じた電流検出信号（Ｓｂ）をアナログ信号で出力する。Ａ／Ｄ変換部は、所定の取り込みタイミングで電流検出部から電流検出信号を取り込み、当該電流検出信号をアナログ信号からデジタル値に変換する。制御部は、Ａ／Ｄ変換部によりデジタル値に変換された電流検出値に対して所定の演算処理を行うことにより電流演算値を演算し、当該電流演算値に基づいて誘導性負荷の供給電流を制御する。電子制御装置は、取り込みタイミングを変化させつつ電流演算値を取得することにより、複数の異なる取り込みタイミングに対する電流演算値のサンプル値を取得する。電子制御装置は、複数の異なる取り込みタイミングに対する電流演算値のサンプル値と、電流演算値の理想値との偏差を演算し、当該偏差が最小となるようにＡ／Ｄ変換部の取り込みタイミングを学習する。

この構成によれば、制御部の処理負担が軽減されるようにＡ／Ｄ変換部の電流検出値のサンプリング数を減らした場合でも、取り込みタイミングを学習することで、電流演算値の演算精度を確保することができる。したがって、制御部の処理負担を軽減しつつも、誘導性負荷の電流制御の精度を確保することができる。

なお、上記手段、及び特許請求の範囲に記載の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示す一例である。

本発明によれば、制御部の処理負担を軽減しつつも、誘導性負荷の電流制御の精度を確保することができる。

電子制御装置の一実施形態の概略構成を示すブロック図である。 実施形態の電子制御装置のマイコンの概略構成を示すブロック図である。 （Ａ）及び（Ｂ）は、ＰＷＭ駆動信号Ｓｄ及び電流検出信号Ｓｂの推移をそれぞれ示すタイミングチャートである。 （Ａ）及び（Ｂ）は、ＰＷＭ駆動信号Ｓｄ及び電流検出信号Ｓｂの推移をそれぞれ示すタイミングチャートである。 取り込み開始時期ｔｓと平均電流値Ｉａｖｅのサンプル値との関係を示す図表である。 実施形態の電子制御装置により実行される処理の手順を示すフローチャートである。 実施形態の電子制御装置により実行される学習処理の手順を示すフローチャートである。 電子制御装置の他の実施形態についてデューティ比Ｄと取り込み開始時期ｔｓの学習値との関係を示す図表である。

以下、電子制御装置の一実施形態について説明する。
図１に示されるように、本実施形態の電子制御装置１は誘導性負荷２の駆動を制御する。誘導性負荷２は、車両に搭載された変速機用油圧バルブ等、リニアソレノイドＬを動力源とする機器である。電子制御装置１は、マイクロコンピュータ１０と、半導体スイッチ２０と、電流検出部３０とを備えている。以下では、電子制御装置１を「ＥＣＵ（Electronic Control Unit）１」と略記し、マイクロコンピュータ１０を「マイコン１０」と略記する。本実施形態では、マイコン１０が制御部に相当する。

半導体スイッチ２０はｎチャネル型のＭＯＳ-ＦＥＴである。半導体スイッチ２０のソース端子には電源電圧ＶＢが印加されている。半導体スイッチ２０のドレイン端子はＥＣＵ１の端子Ｔｅ１を介してリニアソレノイドＬの一端部に接続されている。リニアソレノイドＬの他端部は、ＥＣＵ１の端子Ｔｅ２及び抵抗３１を介して接地電位に接続されている。

電流検出部３０は、抵抗３１と、差動増幅回路３２とを有している。差動増幅回路３２は、抵抗３１の両端子間の電圧を差動増幅して電流検出信号Ｓｂとして出力する。電流検出信号Ｓｂは、抵抗３１を流れる電流、換言すればリニアソレノイドＬを流れる実電流値Ｉと相関関係のあるアナログ信号である。このように、電流検出部３０は、誘導性負荷２を流れる実電流値Ｉを検出し、検出された実電流値Ｉに応じた電流検出信号Ｓｂをアナログ信号で出力する。

マイコン１０は、図示しないＣＰＵやメモリ１１等を有している。マイコン１０には、センサ３から出力される信号と、電流検出部３０から出力される電流検出信号Ｓｂとが取り込まれている。センサ３は車両に搭載されている。センサ３は、誘導性負荷２の駆動を制御するために必要な車両状態量を検出するとともに、検出された車両状態量に応じた車両状態量検出信号Ｓａを出力する。マイコン１０は、センサ３から出力される車両状態量検出信号Ｓａと、電流検出部３０から出力される電流検出信号Ｓｂとに基づいてＰＷＭ駆動信号Ｓｄを生成する。マイコン１０は、ＰＷＭ駆動信号Ｓｄを半導体スイッチ２０のゲート端子に入力することにより、半導体スイッチ２０をオン／オフさせる。これにより、マイコン１０は、リニアソレノイドＬを流れる実電流値ＩをＰＷＭ制御することにより、誘導性負荷２の駆動を制御する。

次に、マイコン１０により実行される誘導性負荷２の電流制御について詳しく説明する。

図２に示されるように、マイコン１０は、目標電流値算出部１２と、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換部１３と、電流値偏差演算部１４と、駆動信号生成部１５とを有している。

目標電流値算出部１２は、センサ３の車両状態量検出信号Ｓａに基づいて車両状態量を検出する。目標電流値算出部１２は、車両状態量に基づいて目標電流値Ｉ＊を算出する。目標電流値Ｉ＊は、リニアソレノイドＬに流すべき電流の目標値である。目標電流値算出部１２は、車両状態量と目標電流値Ｉ＊との関係を示すマップや演算式等に基づいて車両状態量から目標電流値Ｉ＊を算出する。目標電流値算出部１２は、算出した目標電流値Ｉ＊を電流値偏差演算部１４に出力する。

Ａ／Ｄ変換部１３は、電流検出信号Ｓｂをアナログ信号からデジタル値に変換する。Ａ／Ｄ変換部１３は、デジタル値に変換された電流検出値Ｉを電流値偏差演算部１４に出力する。

電流値偏差演算部１４は、電流検出値Ｉに対する演算処理として、電流検出値Ｉの平均値Ｉａｖｅを演算する平均化処理を行うとともに、当該平均値Ｉａｖｅと目標電流値Ｉ＊
との偏差ΔＩを演算する。以下では、電流検出値Ｉの平均値Ｉａｖｅを「平均電流値Ｉａｖｅ」と略記する。本実施形態では、平均電流値Ｉａｖｅが電流演算値に相当する。電流値偏差演算部１４は、当該電流偏差ΔＩを駆動信号生成部１５に出力する。

駆動信号生成部１５は、電流偏差ΔＩに基づいて平均電流値Ｉａｖｅを目標電流値Ｉ＊を追従させる電流フィードバック制御を実行することによりデューティ比を演算するとともに、当該デューティ比に応じてパルス幅変調されたＰＷＭ駆動信号Ｓｄを生成する。ＰＷＭ駆動信号Ｓｄは、その一周期に占めるオン時間の比率がデューティ比に設定されたパルス信号からなる。駆動信号生成部１５は、ＰＷＭ駆動信号Ｓｄを半導体スイッチ２０のゲート端子に入力することにより、半導体スイッチ２０をオン／オフさせ、リニアソレノイドＬを流れる実電流値ＩをＰＷＭ制御する。

ところで、このようなマイコン１０において誘導性負荷２の駆動制御の精度を向上させるためには、平均電流値Ｉａｖｅを精度良く検出する必要がある。平均電流値Ｉａｖｅを精度良く検出するためには、例えば電流検出値Ｉのサンプリング数を増加させる方法が考えられる。しかしながら、電流検出値Ｉのサンプリング数を増加させると、マイコン１０の処理負担の増加を招く。

そこで、本実施形態のマイコン１０は、Ａ／Ｄ変換部１３における電流検出信号Ｓｂの取り込みタイミングを変化させることにより、電流検出信号Ｓｂの取り込みタイミングを学習する。これにより、Ａ／Ｄ変換部１３の電流検出値Ｉのサンプリング数を減少させつつ、誘導性負荷２の電流制御の精度を確保する。

次に、マイコン１０による電流検出信号Ｓｂの取り込みタイミングの学習処理について説明する。

マイコン１０は、誘導性負荷２の電流制御の実行に先立ち、平均電流値Ｉａｖｅの理想値Ｉｉと、複数の平均電流値Ｉａｖｅのサンプル値Ｉｓ（１）〜Ｉｓ（ｎ）とを取得する。「ｎ」は２以上の整数である。まず、マイコン１０による平均電流値Ｉａｖｅの理想値Ｉｉの取得方法について説明する。

例えば図３（Ａ）に示されるような波形をＰＷＭ駆動信号Ｓｄが示している場合、電流検出信号Ｓｂは、図３（Ｂ）に示されるような波形を示す。図中の「Ｔｐ」は、ＰＷＭ駆動信号Ｓｄのパルス周期を示している。Ａ／Ｄ変換部１３は、ＰＷＭ駆動信号Ｓｄがオフからオンに切り替わる時期を基準取り込み開始時期ｔｓ０に設定している。基準取り込み開始時期ｔｓ０は、誘導性負荷２の駆動周期のタイミングに一致する。Ａ／Ｄ変換部１３は、基準取り込み開始時期ｔｓ０から所定の第１サンプリング周期Ｔ１で電流検出値Ｉを取り込む。すなわち、電流検出値Ｉの取り込みタイミングは、基準取り込み開始時期ｔｓ０から第１サンプリング周期Ｔ１ずつずれた時期として設定されている。よって、Ａ／Ｄ変換部１３は、図中に丸で示されるように電流検出値Ｉを取り込む。第１サンプリング周期Ｔ１は、誘導性負荷２の電流制御の精度を確保することができるように予め実験等により設定されている。本実施形態では、第１サンプリング周期Ｔ１は、ＰＷＭ駆動信号Ｓｄの一パルス周期Ｔｐの間に１６点の電流検出値Ｉａ１〜Ｉａ１６を取得できるように設定されている。例えば基準取り込み開始時期ｔｓ０から１６点の電流検出値Ｉａ１〜Ｉａ１６をＡ／Ｄ変換部１３が取得した場合、マイコン１０は、電流検出値Ｉａ１〜Ｉａ１６の平均値を演算するとともに、当該平均電流値Ｉａｖｅを理想値Ｉｉに設定する。

次に、マイコン１０による平均電流値Ｉａｖｅのサンプル値Ｉｓ（１）〜Ｉｓ（ｎ）の取得方法について説明する。

マイコン１０は、基準取り込み開始時期ｔｓ０から所定の遅延時間ｔｄだけずれた時間を取り込み開始時期ｔｓに設定する。また、マイコン１０は、Ａ／Ｄ変換部１３のサンプリング周期を第１サンプリング周期Ｔ１から第２サンプリング周期Ｔ２に変更する。すなわち、電流検出値Ｉの取り込みタイミングは、取り込み開始時期ｔｓから第２サンプリング周期Ｔ２ずつずれた時期として設定されている。

第２サンプリング周期Ｔ２は、第１サンプリング周期Ｔ１よりも長い周期に設定されている。本実施形態では、第２サンプリング周期Ｔ２は、ＰＷＭ駆動信号Ｓｄの一パルス周期Ｔｐの間に４点の電流検出値Ｉを取り込むことができるように設定されている。

遅延時間ｔｄは、異なる複数の時間ｔｄ（１）〜ｔｄ（ｎ）だけ設定されている。すなわち、取り込み開始時期ｔｓも、遅延時間ｔｄ（１）〜ｔｄ（ｎ）の数に応じて、複数の時期ｔｓ（１）〜ｔｓ（ｎ）だけ設定されている。「ｎ」は２以上の整数である。時間ｔｄ（１）〜ｔｄ（ｎ）は、「ｔｄ（１）＜ｔｄ（２）＜…＜ｔｄ（ｎ）」となるように設定されている。マイコン１０は、複数の取り込み開始時期ｔｓ（１）〜ｔｓ（ｎ）に対応した平均電流値Ｉａｖｅのサンプル値Ｉｓ（１）〜Ｉｓ（ｎ）をそれぞれ演算する。

図４は、複数の遅延時間ｔｄ（１）〜ｔｄ（ｎ）及び複数の取り込み開始時期ｔｓ（１）〜ｔｓ（ｎ）のうち、遅延時間ｔｄ（ｍ）に対応した取り込み開始時期ｔｓ（ｍ）、及び遅延時間ｔｄ（ｍ＋１）に対応した取り込み開始時期ｔｓ（ｍ＋１）を例示したものである。

例えば図４のグラフに三角で示されるように、取り込み開始時期ｔｓ（ｍ）から４点の電流検出値Ｉｂ１〜Ｉｂ４をＡ／Ｄ変換部１３が取得した場合、マイコン１０は、電流検出値Ｉｂ１〜Ｉｂ４の平均値を演算する。これにより、マイコン１０は、取り込み開始時期ｔｓ（ｍ）に対応した平均電流値Ｉａｖｅのサンプル値Ｉｓ（ｍ）を取得する。

また、図４のグラフに四角で示されるように、取り込み開始時期ｔｓ（ｍ＋１）から４点の電流検出値Ｉｃ１〜Ｉｃ４をＡ／Ｄ変換部１３が取得した場合、マイコン１０は、電流検出値Ｉｃ１〜Ｉｃ４の平均値を演算する。これにより、マイコン１０は、取り込み開始時期ｔｓ（ｍ＋１）に対応した平均電流値Ｉａｖｅのサンプル値Ｉｓ（ｍ＋１）を取得する。

マイコン１０は、以上の演算を複数の取り込み開始時期ｔｓ（１）〜ｔｓ（ｎ）のそれぞれについて行うことにより、図５に示されるように、複数の取り込み開始時期ｔｓ（１）〜ｔｓ（ｎ）のそれぞれに対応する平均電流値Ｉａｖｅのサンプル値Ｉｓ（１）〜Ｉｓ（ｎ）を取得する。

次に、マイコン１０によるＡ／Ｄ変換部１３の取り込み開始時期の設定方法について説明する。

マイコン１０は、以上のような方法で平均電流値Ｉａｖｅの理想値Ｉｉと、取り込み開始時期ｔｓ（１）〜ｔｓ（ｎ）のそれぞれに対応する平均電流値Ｉａｖｅのサンプル値Ｉｓ（１）〜Ｉｓ（ｎ）とを取得すると、平均電流値Ｉａｖｅのサンプル値Ｉｓ（１）〜Ｉｓ（ｎ）と、平均電流値Ｉａｖｅの理想値Ｉｉとの偏差をそれぞれ演算する。マイコン１０は、それらの偏差のうち、偏差が最小の平均電流値Ｉａｖｅのサンプル値に対応する取り込み開始時期ｔｓを学習値として記憶する。取り込み開始時期ｔｓの学習値を用いてＡ／Ｄ変換部１３が電流検出値Ｉを取り込むことにより、Ａ／Ｄ変換部１３のサンプリング周期として第２サンプリング周期Ｔ２を用いた場合に演算される平均電流値Ｉａｖｅを、Ａ／Ｄ変換部１３のサンプリング周期として第１サンプリング周期Ｔ１を用いた場合に演算される平均電流値Ｉａｖｅの演算値に近づけることができる。すなわち、Ａ／Ｄ変換部１３のサンプリング周期を第２サンプリング周期Ｔ２に設定した場合でも、平均電流値Ｉａｖｅの演算精度を確保することができる。

マイコン１０は、取り込み開始時期ｔｓの学習を完了した後、誘導性負荷２の電流制御の実行の際には、取り込み開始時期ｔｓの学習値を用いつつ、Ａ／Ｄ変換部１３の電流検出値Ｉの取り込みを第２サンプリング周期Ｔ２で行う。そして、マイコン１０は、Ａ／Ｄ変換部１３で取り込まれる電流検出値Ｉに基づいて平均電流値Ｉａｖｅを演算しつつ、誘導性負荷２の電流制御を実行する。

次に、マイコン１０により実行される平均電流値Ｉａｖｅの演算処理、及び取り込み開始時期ｔｓの学習処理の手順について説明する。

マイコン１０は、車両のイグニッションスイッチがオン操作された後、図６に示される処理を所定の演算周期で繰り返し実行する。すなわち、マイコン１０は、まず、学習処理が完了したか否かを判断する（ステップＳ１）。イグニッションスイッチがオン操作された直後は、学習処理が完了していない。この場合、マイコン１０は、学習処理が完了していないと判断して（ステップＳ１：ＮＯ）、図７に示される学習処理を実行する（ステップＳ２）。

図７に示されるように、マイコン１０は、学習処理において、まず、第１サンプリング周期Ｔ１で電流検出値Ｉを取り込むとともに（ステップＳ２０）、取り込んだ電流検出値Ｉに基づいて平均電流値Ｉａｖｅの理想値Ｉｉを演算する（ステップＳ２１）。ステップＳ２１に続いて、マイコン１０は、Ａ／Ｄ変換部１３の取り込み開始時期ｔｓを基準取り込み開始時期ｔｓ０から所定の遅延時間ｔｄだけずらしつつ第２サンプリング周期Ｔ２で電流検出値Ｉを取り込む（ステップＳ２２）。この際、マイコン１０は、遅延時間ｔｄを異なる複数の時間ｔｄ（１）〜ｔｄ（ｎ）に設定することにより、複数の取り込み開始時期ｔｓ（１）〜ｔｓ（ｎ）にそれぞれ対応した電流検出値Ｉを取り込む。

ステップＳ２２に続いて、マイコン１０は、取り込んだ電流検出値Ｉに基づいて、複数の取り込み開始時期ｔｓ（１）〜ｔｓ（ｎ）にそれぞれ対応した平均電流値Ｉａｖｅのサンプル値Ｉｓ（１）〜Ｉｓ（ｎ）を演算する（ステップＳ２３）。

ステップＳ２３に続いて、マイコン１０は、平均電流値Ｉａｖｅのサンプル値Ｉｓ（１）〜Ｉｓ（ｎ）のうち、理想値Ｉｉとの偏差が最も小さい平均電流値Ｉａｖｅのサンプル値を求め、当該サンプル値に対応した取り込み開始時期ｔｓを学習値として決定する（ステップＳ２４）。また、マイコン１０は、取り込み開始時期ｔｓの学習値をメモリ１１に記憶する（ステップＳ２５）。

マイコン１０は、図７に示される学習処理が完了した後、図６に示されるように、取り込み開始時期ｔｓの学習値をメモリ１１から読み込む（ステップＳ３）。また、マイコン１０は、第２サンプリング周期Ｔ２で電流検出値Ｉを読み込むとともに（ステップＳ４）、当該電流検出値Ｉに基づいて平均電流値Ｉａｖｅを演算し（ステップＳ５）、誘導性負荷２の電流制御を実行する。すなわち、マイコン１０は、誘導性負荷２の電流制御を実行する前にＡ／Ｄ変換部１３の取り込み開始時期ｔｓの学習を行う。

また、マイコン１０は、学習処理が一旦完了した以降は、ステップＳ１の処理で学習処理が完了していると判断し（ステップＳ１：ＹＥＳ）、ステップＳ３〜Ｓ５の処理を同様に実行し、誘導性負荷２の電流制御を継続して実行する。

以上説明した本実施形態の電子制御装置１によれば、以下の（１）〜（３）に示される作用及び効果を得ることができる。

（１）誘導性負荷２の電流制御を実行する際、Ａ／Ｄ変換部１３が第２サンプリング周期Ｔ２で電流検出値Ｉを取り込むことにより、第１サンプリング周期Ｔ１で電流検出値Ｉを取り込む場合と比較すると、電流検出値Ｉのサンプリング数が減少するため、マイコン１０の処理負担を軽減することができる。また、Ａ／Ｄ変換部１３の取り込み開始時期ｔｓを学習することで、Ａ／Ｄ変換部１３の電流検出値Ｉのサンプリング数を減らした場合でも、電流検出値Ｉの演算精度を、電流検出値Ｉの検出を第１サンプリング周期Ｔ１で行った場合の演算精度に近づけることができる。よって、マイコン１０の処理負担を軽減しつつも、誘導性負荷２の電流制御の精度を確保することができる。

（２）マイコン１０は、平均電流値Ｉａｖｅの理想値Ｉｉを演算する際には、電流検出値Ｉのサンプリング周期として、第１サンプリング周期Ｔ１を用いる。また、マイコン１０は、平均電流値Ｉａｖｅのサンプル値Ｉｓ（１）〜Ｉｓ（ｎ）を演算する際、及び誘導性負荷２の電流制御に用いられる平均電流値Ｉａｖｅを演算する際には、電流検出値Ｉのサンプリング周期として、第１サンプリング周期Ｔ１よりも長い第２サンプリング周期Ｔ２を用いる。これにより、電流検出値Ｉの取り込みタイミングを容易に設定することができる。

（３）マイコン１０は、誘導性負荷２の電流制御を実行する前に、Ａ／Ｄ変換部１３の取り込み開始時期ｔｓの学習を行う。これにより、マイコン１０の電流制御の実行に対する学習処理の影響を省くことができる。

なお、上記実施形態は、以下の形態にて実施することもできる。
・マイコン１０は、取り込み開始時期ｔｓの学習を、デューティ比Ｄに設定された複数の領域毎に行ってもよい。具体的には、図８に示されるように、デューティ比Ｄに対して複数の領域を設定する。図８は、デューティ比に設定された複数の領域のうち、３つの領域を例示したものである。３つのデューティ比の領域は、「Ｄ１＜Ｄ≦Ｄ２」、「Ｄ２＜Ｄ≦Ｄ３」、及び「Ｄ３＜Ｄ≦Ｄ４」に設定されている。所定値Ｄ１〜Ｄ４には、「Ｄ１＜Ｄ２＜Ｄ３＜Ｄ４」という関係がある。

マイコン１０は、例えばデューティ比Ｄが所定値「（Ｄ１＋Ｄ２）／２」に設定されている場合に関して取り込み開始時期ｔｓの学習を行い、当該取り込み開始時期ｔｓの学習値を領域「Ｄ１＜Ｄ≦Ｄ２」の取り込み開始時期ｔｓ（ａ）としてメモリ１１に記憶する。同様に、マイコン１０は、デューティ比Ｄが「Ｄ２＜Ｄ≦Ｄ３」に設定されている場合の取り込み開始時期ｔｓ（ｂ）、及びデューティ比Ｄが「Ｄ３＜Ｄ≦Ｄ４」に設定されている場合の取り込み開始時期ｔｓ（ｃ）を学習する。マイコン１０は、このようにしてデューティ比Ｄに設定された複数の領域毎に取り込み開始時期ｔｓを学習する。

このような構成によれば、取り込み開始時期ｔｓがデューティ比Ｄに応じたより適切な値に設定されるため、電流検出値Ｉの演算精度を高めることができる。すなわち、誘導性負荷２の電流制御の精度を高めることができる。

・マイコン１０は、電流検出値Ｉの演算値として、その平均値Ｉａｖｅ以外の演算値を用いるものであってもよい。この場合、マイコン１０が電流検出値Ｉの演算値を取得する方法として、上記実施形態に準じた方法を採用することができる。

・半導体スイッチ２０は、バイポーラトランジスタ等の任意のスイッチング素子を用いてもよい。

・第１サンプリング周期Ｔ１及び第２サンプリング周期Ｔ２のそれぞれの長さは適宜変更可能である。

・マイコン１０は、平均電流値Ｉａｖｅの理想値Ｉｉとして、目標電流値Ｉ＊を用いてよい。

・本発明は上記の具体例に限定されるものではない。すなわち、上記の具体例に、当業者が適宜設計変更を加えたものも、本発明の特徴を備えている限り、本発明の範囲に包含される。例えば、前述した各具体例が備える各要素及びその配置や条件等は、例示したものに限定されるわけではなく適宜変更することができる。また、前述した実施形態が備える各要素は、技術的に可能な限りにおいて組み合わせることができ、これらを組み合わせたものも本発明の特徴を含む限り本発明の範囲に包含される。

Ｉ＊：目標電流値
Ｓｂ：電流検出信号
Ｔ１：第１サンプリング周期
Ｔ２：第２サンプリング周期
１：電子制御装置
２：誘導性負荷
１０：マイコン（制御部）
１３：Ａ／Ｄ変換部
３０：電流検出部

Claims (7)

1. 誘導性負荷（２）の駆動を制御する電子制御装置（１）であって、
   前記誘導性負荷を流れる電流を検出し、検出された電流値に応じた電流検出信号（Ｓｂ）をアナログ信号で出力する電流検出部（３０）と、
   所定の取り込みタイミングで前記電流検出部から前記電流検出信号を取り込み、当該電流検出信号をアナログ信号からデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換部（１３）と、
   前記Ａ／Ｄ変換部によりデジタル値に変換された電流検出値に対して所定の演算処理を行うことにより電流演算値を演算し、当該電流演算値に基づいて前記誘導性負荷を流れる電流を制御する制御部（１０）と、を備え、
   前記取り込みタイミングを変化させつつ前記電流演算値を取得することにより、複数の異なる取り込みタイミングに対する前記電流演算値のサンプル値を取得し、
   前記複数の異なる取り込みタイミングに対する前記電流演算値のサンプル値と、前記電流演算値の理想値との偏差を演算し、当該偏差が最小となるように前記Ａ／Ｄ変換部の前記取り込みタイミングを学習することを特徴とする電子制御装置。
2. 請求項１に記載の電子制御装置において、
   前記取り込みタイミングは、前記誘導性負荷の駆動周期のタイミングを取り込み開始時期として、当該取り込み開始時期から所定のサンプリング周期ずつずれた時期として設定されていることを特徴とする電子制御装置。
3. 請求項２に記載の電子制御装置において、
   前記サンプリング周期として、第１サンプリング周期（Ｔ１）と、当該第１サンプリング周期よりも長い第２サンプリング周期（Ｔ２）と、を有し、
   前記電流演算値の理想値を演算する際には、前記電流検出値のサンプリング周期として、前記第１サンプリング周期を用いるとともに、
   前記電流演算値のサンプル値を演算する際、及び前記誘導性負荷の電流制御に用いられる前記電流演算値を演算する際には、前記電流検出値のサンプリング周期として、前記第２サンプリング周期を用いることを特徴とする電子制御装置。
4. 請求項１に記載の電子制御装置において、
   前記理想値として、前記誘導性負荷を流れる電流の目標値である目標電流値（Ｉ＊）が用いられていることを特徴とする電子制御装置。
5. 請求項１に記載の電子制御装置において、
   前記制御部により前記誘導性負荷の電流制御が実行される前に、前記Ａ／Ｄ変換部の前記取り込み開始時期の学習を行うことを特徴とする電子制御装置。
6. 請求項１に記載の電子制御装置において、
   前記制御部は、前記演算処理として、前記電流検出値の平均値を演算する平均化処理を行うことを特徴とする電子制御装置。
7. 請求項１に記載の電子制御装置において、
   前記制御部は、前記電流演算値を目標電流値に追従させる電流フィードバック制御の実行によりデューティ比を演算するとともに、当該デューティ比に基づいてＰＷＭ駆動信号（Ｓｄ）を生成し、当該ＰＷＭ駆動信号に基づいてスイッチング素子の駆動を制御することで前記誘導性負荷を流れる電流をＰＷＭ制御するものであり、
   前記Ａ／Ｄ変換部の前記取り込みタイミングは、前記デューティ比に設定された複数の領域毎に設定されていることを特徴とする電子制御装置。

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