JP2017005834A - 負荷駆動装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】Ｈブリッジ回路を有する負荷駆動装置において、負荷が過負荷になった場合においても、Ｈブリッジ回路を構成する回路要素、例えば、スイッチング素子の故障、破壊の抑制しつつ、コンデンサまたは/およびＨブリッジ回路の構成要素の小型化（例えば、その容積を小さくすること。）を図ることを目的とする。【解決手段】それを実現する手段として、スイッチング素子を切り替えるモードとして第１および第２モードを有し、第１、第２モードを適切に切り替える発明を開示している。【選択図】 図９

Description

この発明は負荷駆動装置に関し、特にコイルを有する負荷（例えば、電動モータ）を駆動対象とする負荷駆動装置に関する。例えば、自動車における電子スロットル制御装置に適用されるモータ駆動装置に関する。
コイルを有するモータを駆動するための駆動装置として、Ｈブリッジ駆動回路を用いたものが知られている。このＨブリッジ駆動回路を用いたモータ駆動装置では、モータに対して４個のスイッチング素子が互いに交差するよう対角に接続され、これらスイッチング素子を所定のデューティ比でオン又はオフすることによりモータの動作状態（正回転、逆回転、停止）を制御することできる。
モータを正回転あるいは逆回転の動作状態から停止状態へと切り替える際、モータ中のコイルに蓄積されて残ったエネルギーを放出する必要があり、以下に示す方法が知られている。下記の特許文献を参照のこと。
４個のスイッチング素子を全てオフとし、スイッチング素子の駆動端子間に並設されたダイオードを用い、スイッチング素子の駆動端子間を順方向に各ボディダイオードを用いてバイアスし、このダイオードを介してコイルの蓄積エネルギーを電源側へ放出する。
例えば、モータに突然、過大な負荷がかかった場合を想定する。そして、負荷がかかったままで放置すると、その駆動回路等が熱的、あるいは電気的に故障することがある。そこで、過大な負荷がかかった状態を負荷駆動装置または負荷駆動回路が検出した場合、負荷がもっているエネルギー、例えば慣性エネルギーを速やかに駆動装置外または回路外へ放出することが必要である。即ち、過負荷を検出した時点から運動エネルギーを電気エネルギーに変換し、それをさらに熱エネルギーに変換したり、或いは回路内の設けたコンデンサに電気エネルギーを蓄積する等の制御を行う必要があることを本発明者らは見出した。
日本特開平4-138098号公報 日本特開2014-100002公報
近年、ＥＣＵ（Engine control unit）回路の低コスト化が厳しく要求されているため、その中のモータ駆動用Ｈブリッジ駆動回路の小型化の要求が非常に強い。
図１は、関連するモータ駆動用Ｈブリッジ駆動回路の回路構成を示す。本発明に関連する図面である。
図２は、図１におけるモータ15の正回転時のモータ電流の経路を示す。図２（a）の点線は、Ｖｃからモータを駆動する時のモータ電流の経路を示す。図２（ｂ）の点線は、Ｖｃからモータを駆動していない時のモータ電流の経路を示す。
図３は、図１におけるモータ15の逆回転時のモータ電流の経路を示す。図３（a）の点線は、Ｖｃからモータを駆動する時のモータ電流の経路を示す。図３（ｂ）の点線は、Ｖｃからモータを駆動していない時のモータ電流の経路を示す。
図４(a) の点線は、図１におけるモータ15に正回転の過電流時が流れた時、関連技術に係るモータ電流の経路を示す。
図４(b) の点線は、図１におけるモータ15に逆回転の過電流時が流れた時、関連技術に係るモータ電流の経路を示す。
本発明に関連するモータ駆動用Ｈブリッジ駆動回路は、図１に示すように、制御器１８、ボディダイオードが持つ（図１に示すように、ボディダイオードに並列に接続されたスイッチング素子。）スイッチング素子１１、１２、１３，１４、モータ機構１５、コンデンサ１７、モータ電流検出器１９、過電流判定器２０、正回転モータ電流センシング部２１、逆回転モータ電流センシング部２２を有して構成される。
コンデンサ１７は、Ｈブリッジ駆動回路の電源電圧の安定化、低ノイズ化のために設けたものである。
制御器１８は、スイッチング素子１１、１２、１３，１４を所定にオンオフ制御することにより、モータ15の動作を制御する。
モータ15の正回転動作時において、スイッチング素子１１、１４が同時にオンする時、モータ電流が図２(a)に示す符号Ｉ１（図２（a）の点線の矢印。）の向きに流れる。そのモータ電流の値は上昇する。次に、スイッチング素子１１、１２あるいはスイッチング素子１３，１４のいずれかのセットが同時にオンすると、モータ電流が図２(b) に示す符号電流Ｉ２（図２（b）の点線の矢印。）の向きに流れる。そのモータ電流の値は低下する。上記のスイッチング素子の動作を繰り返す（図２(a)と図2(b)に示すように、ON-OFFするスイッチング素子のセットを切り替える。）。これにより、モータ電流値は、ミクロには上昇、下降を繰り返すが、マクロにはその電流値はほぼ一定となる。このように、モータに一定の正方向の電流を流れるように、制御器１８を用いてスイッチング素子のON-OFFを制御する。
モータが逆回転動作させたい場合には、図3（a）に示すスイッチング素子１２、１３が同時にオンする。すると、モータ電流が図3（a）に示すＩ３（図3（a）の点線の矢印。）の向きに流れて出して、モータ電流値は上昇する。次に、スイッチング素子１１、１２あるいはスイッチング素子１３，１４のいずれか一方のセットを同時にオンさせる。すると、モータ電流は、図3（b）に符号Ｉ４（図3（b）の点線の矢印。））として示す向きに流れて、モータ電流の値が低下する。上記のスイッチング素子の動作（即ち、ON-OFFさせるスイッチング素子のセットを切り替える動作をいう。）を繰り返すように制御器18により個々のスイッチング素子のON-OFFタイミング等を制御する。これにより、モータに所望値の逆電流が流れる。
また、制御器１８は、モータ機構１５からの指示信号によりモータに流れる電流を必要な電流値になるようにスイッチング素子１１、１２、１３，１４のON-OFFタイミング等を制御する。
図１に示す、正回転モータ電流センシング部２１、逆回転モータ電流センシング部２２は、スイッチング素子１１あるいはスイッチング素子１２に流れる電流をセンシングすることで、モータが正回転時あるいは逆回転時のモータ電流をセンシングするための手段である。
モータ電流検出器１９は、正回転モータ電流センシング部２１と逆回転モータ電流センシング部２２からセンシングしたモータに流れる電流信号を電圧信号に変換する回路を有する。
過電流判定器２０は、モータ電流検出器１９からの電圧信号に基づく電圧値が過電流判定用の閾値となる電圧値よりも高くなったならば、モータに流れる電流値は過電流であると判定し、過電流であると判定した信号を制御器１８に出力する。
モータが正回転であり、かつ、そのモータに過電流が流れた場合、モータ電流が正回転モータ電流センシング部２１に流れ、センシング部２１のセンシング信号がモータ電流検出器１９に入力され、過電流判定器２０において過電流であると判定し、その判定信号が制御器１８に入力される。
モータに過電流が流れた場合、モータを速やかに停止させるための方法として、公知の従来方式１および公知の従来方式２とがある。
従来の制御方式１とは、図１に示すスイッチング素子11-14が所定の動作を行っていた後、制御器１８からの制御信号によりスイッチング素子11-14のすべてをオフにするように制御するものをいう。なお、この制御方式１および制御方式２自体は公知だが、図１の回路全体或いはその一部が公知である訳ではない。
モータ15はコイルを有し、そのモータ15中のコイルが所定値以上の電気エネルギを有するに至った場合をスイッチング素子11-14の制御方法について説明する。このスイッチング11-14を所望のON-OFF制御してモータ15に所望の電流を流している最中に、モータ15に流る電流が過大である、即ち、過電流の状態であると判定された場合には、スイッチング素子11-14のすべてをOFFにする制御を行う。この時の、図４（a）に図示するモータ電流Ｉ５（図４（a）の点線の矢印）が、スイッチング素子１２、１３のボディダイオード経由、正回転時のモータ電流Ｉ１、Ｉ２の方向と同じになるように引き続き流れる。即ち、スイッチング素子12, 13がOFFになっていても、ボディダイオード経由で電流が引き続き流る。この動作により、モータ15のコイル中に蓄積したエネルギーがコンデンサ１７に至って、そこで吸収され、コンデンサ１７両端の電圧は上昇する。
この部分の電圧変動を抑制するために、コンデンサ１７は一般的に大容量の電解コンデンサ（例えばその容量が47uF(マイクロファラッド)のものが使用される。）が使用されている。電界コンデンサよりも、セラミックコンデンサの方がその外形寸法が小さい。しかしながら、コンデンサが回路装置を占める容積を小型化するため、単純にコンデンサ１７の電解コンデンサをセラミックコンデンサに置き換えることは得策ではない。即ち、一般的に、セラミックコンデンサは、電界コンデンサよりも容量値が小さいものが多い。例えば、10マイクロファラッド(uF)程度である。負荷駆動回路あるいはモータ駆動用Ｈブリッジ駆動回路のコンデンサを、例えば、47マイクロファラッドの電界コンデンサから10マイクロファラッドのセラミックコンデンサに置き換えた場合を想定する。このような置換を行った回路装置において、装置がモータの過負荷、即ち、過電流を検出してによりモータが停止させる制御をする場合、コンデンサ１７（ここでは、例えば、10マイクロファラッドのセラミックコンデンサを使用している場合を想定している。）の両端電圧上昇により、コンデンサ１７、スイッチング素子１１、１２の電圧値が耐圧値を超え、Ｈブリッジ回路の一部を構成するコンデンサ１７が破壊、または故障する可能性がある。
また、モータが逆回転で回転中に、モータに過電流が流れた場合（図４（ｂ）の点線の矢印）においては、正回転時とは電流方向と逆だが、Ｈブリッジ回路の動作自体は上記のものと同じである。即ち、渦電流を検出したならば、スイッチング素子をすべてOFFにする制御を行い、モータを速やかに停止させるようにする。
従来方式２とは、制御開始前には所望にON-OFF制御されていたスイッチング素子11-14に対し、制御器１８からの制御信号によりスイッチング素子１３，１４（または、スイッチング素子１１、１２）を同時にオンになるようにし、かつ、その他のスイッチング素子はOFFになるように、スイッチング素子11-14を制御するものをいう。（図２（b）に図示する通りである。）。
モータ15中のコイル成分（コイルに蓄積された電気エネルギー）により、スイッチング素子１３、１４（または、スイッチング素子１１、１２）が同時にオンする時のモータ電流Ｉ２は、図2（b）の点線の矢印方向に流れ続ける。その電流の流る向きは、正回転時のモータ電流Ｉ１、Ｉ２の方向と同じである。即ち、モータが過負荷になる前の正常動作時に引き続き、モータ電流Ｉ２が引き続き流れる。この時、モータ15中のコイルに蓄積したエネルギーがスイッチング素子１３，１４（または、スイッチング素子１１、１２）の内部及びモータ１５の抵抗成分によって消費される。コンデンサ１７の両端電圧は上昇しない（コンデンサ17が存在する方向には電流が流れない。）が、スイッチング素子１３，１４（または、スイッチング素子１１、１２）の温度（チップ温度）が上昇するという問題点がある。
この部分の温度上昇を抑制するためには、Ｈブリッジ回路、またはＥＣＵ回路の全体に放熱装置を強化する必要がある。負荷駆動回路を小型化するために、負荷駆動回路に設けられた放熱装置（例えば、素子の放熱フィン。）を省略したり、過度に放熱装置を小型化すると、スイッチング素子１３，１４（または、スイッチング素子１１、１２）の温度（チップ温度）の上昇が過大となり、Ｈブリッジ回路が破壊、故障する可能性がある。
また、モータの逆回転時であって、かつ、過電流が流れる場合（図３（ｂ）の点線の矢印。）、正回転時の電流方向とは逆だが、Ｈブリッジ回路の動作は正回転時と同じである。
本発明の目的は、Ｈブリッジ回路を有する負荷（例えば、モータ）駆動装置において、負荷が過負荷になった場合においても、Ｈブリッジ回路を構成する回路要素、例えば、スイッチング素子の故障、破壊の抑制しつつ、コンデンサまたは/およびＨブリッジ回路の構成要素の小型化（例えば、その容積を小さくすること。）を実現することである。即ち、ここでいう小型化とは、Ｈブリッジ回路の入力側のコンデンサの容量値低減と、Ｈブリッジ回路の放熱装置を完全に無くする等して、負荷駆動回路の大きさを小型化することにある。また、小型化と同時に、当該負荷駆動回路装置の部品コスト低減による装置全体価格を従来よりも低価格化することにある。
上記課題を解決するための手段は、例えば、次の通りである。
第１のソース端子または第１のドレイン端子のいずれかが電源電位側に接続され且つ前記第１のドレイン端子または前記第１のソース端子のいずれかがコイル負荷の一端の端子に接続された第１のスイッチング素子と、
第２のドレイン端子または第２のソース端子のいずれかが接地電位側に接続され且つ前記第２のソース端子または前記第２のドレイン端子のいずれかが前記第１のスイッチング素子の前記第１のドレイン端子または前記第２のソース端子のいずれかに接続された第２のスイッチング素子と、
第３のソース端子または第３のドレイン端子のいずれかが前記電源電位側に接続され且つ前記第１のドレイン端子または前記第１のソース端子のいずれかが前記負荷の他端の端子に接続された第３のスイッチング素子と、
第４のドレイン端子または第４のソース端子のいずれかが前記接地電位側にが接続され且つ前記第４のソース端子または前記第４のドレイン端子のいずれかが前記第３のスイッチング素子の前記第３のドレイン端子または前記第３のソース端子のいずれかに他端が接続された第４のスイッチング素子と、
前記電源電位と前記接地電位の間にその両端端子が接続されたコンデンサと、
前記コンデンサの両端電圧を測定する電圧測定手段と、
前記第１〜第４のスイッチング素子を個別にオン又はオフする制御手段とを有し、
前記電圧測定手段は、前記コンデンサの前記両端電圧値が前記第１〜４のスイッチング素子の耐圧値に基づいて設定される所定電圧値以上であるか、又は前記所定電圧値未満であるかを検出し、
前記制御手段は、前記負荷が接続された前記第１〜第４のスイッチング素子のオン又はオフする動作モードであるところの、第１のモードと第２のモードとを切り替える制御を行うものであり、
前記コンデンサの前記両端電圧が前記の所定電圧値以上の場合には、前記前記第１〜第４のスイッチング素子を前記第１のモードで動作させ、
前記コンデンサの前記両端電圧が前記所定電圧値未満の場合には、前記前記第１〜第４のスイッチング素子を前記第２のモードで動作させるものであり、
前記第１のモードは前記第１〜４のスイッチング素子の全てをオフする動作モードであり、
前記第２のモードは、前記第２または第４の第スイッチング素子のいずれか一方をオンとし、かつ、それ以外の前記第１〜第４のスイッチング素子はすべてオフとすることにより、前記コイル負荷と、前記接地電位を含む閉じた電流経路を形成するものであり、
前記コンデンサの容量値は、前記負荷に過電流が生じたことを検出した時刻における前記負荷に蓄積されたエネルギー値と、過電流検出後に前記第２のモードにより前記第２または第４のスイッチング素子のいすれかに流れる電流によって前記第２または第４のスイッチング素子のいすれかによって消費するエネルギー値との差分エネルギー値に基づいて定めされ、かつ、
前記第１の動作モードによって、前記負荷及び前記第１〜第４のスイッチングに並列接続されたダイオード素子を介して前記ダイオードに供給される電気エネルギーにより上昇する前記コンデンサの前記両端電圧が前記所定電圧値以下の値になるように定められることにを特徴とする負荷駆動装置。
本発明によれば、例えば、Hブリッジ回路を構成するスイッチング素子の素子間の電圧上昇の値と、温度上昇の値の両方を低減可能である。このため、例えば、顧客から要求される製品仕様を満足することが可能となる。例えば、顧客の装置の小型化、低価格化の要求を満足すべく、上記コンデンサを従来の電界コンデンサから、その電界コンデンサよりも小容量のセラミックコンデンサに置き換える必要が生じた場合において、単なるコンデンサの置換では回路素子に素子の電気的、熱的破壊を抑制することは困難である。また、小容量のセラミックコンデンサの電気的な故障、破損を抑制することも困難である。ところが、本発明によれば、このため、回路要素としてのコンデンサ１７を電解コンデンサからセラミックコンデンサに置き換えることが可能となると共に、上記したような制御方法、負荷駆動方法の工夫により、Hブリッジ回路の放熱装置の削減も可能となる。これにより、Ｈブリッジ駆動回路の小型化が可能となり、ＥＣＵ回路の低コスト化の実現が可能となる。
本発明の背景技術を説明するための、モータ駆動用Ｈブリッジ駆動回路の回路構成である。 図１におけるモータ15の正回転時のモータ電流の経路を示す。図２（a）は、Ｖｃからモータを駆動する時のモータ電流の経路を示す。図２（ｂ）は、Ｖｃからモータを駆動していない時のモータ電流の経路を示す。 図１におけるモータ15の逆回転時のモータ電流の経路を示す。図３（a）は、Ｖｃからモータを駆動する時のモータ電流の経路を示す。図３（ｂ）は、Ｖｃからモータを駆動していない時のモータ電流の経路を示す。 図１に示すモータの過電流時であって、モータが正回転するとき（（a）で示す。）と、モータが逆回転するとき（(bで示す。)の、電流低下モード２のモータ電流の経路を示す図面である。 実施例１のモータ駆動用Ｈブリッジ駆動回路の回路構成である。 実施例１の過電流判定器の構成の一例である。 実施例１のＭＯＳ全オフ判定器の構成の一例である。 実施例１の過電流判定器とＭＯＳ全オフ判定器の動作を示す図面である。 実施例１のＨブリッジ駆動回路のモード切替フローを示す図面である。 実施例２のモータ駆動用Ｈブリッジ駆動回路の回路構成である。 実施例２の過電流判定器の構成の一例である。 実施例２のＭＯＳ全オフ判定器の構成の一例である。 実施例２の過電流判定器とＭＯＳ全オフ判定器の動作を示す図面である。 モータの正回転時、過電流が生じた時、実施例２のＨブリッジ駆動回路の動作を示す図面である。 実施例３のモータ駆動用Ｈブリッジ駆動回路の回路構成である。 実施例３の過電流判定器の構成の一例である。 実施例３のＭＯＳスイッチング素子の全オフを判定するための判定器の構成の一例である。 実施例３の過電流判定器とＭＯＳ全オフ判定器の動作を示す図面である。 モータの正回転時に過電流が生じた場合の、実施例３のＨブリッジ駆動回路の動作を示す図面である。 実施例４のモータ駆動用Ｈブリッジ駆動回路の回路構成である。 実施例４の過電流判定器とＭＯＳ全オフ判定器、制御器の動作を示す図面である。 実施例５のモータ駆動用Ｈブリッジ駆動回路の回路構成である。 実施例５の過電流判定器の構成の一例である。 実施例５のＭＯＳ全オフ判定器の構成の一例である。 三相モータの相１に過電流発生した場合における、実施例５のＨブリッジ駆動回路の動作を示す図面（タイミングチャート）である。 実施例5のＨブリッジ駆動回路のモード切替フローを示す図面（フローチャート）である。
以下、図面を参照しながら、本発明を示す実施例について詳細に説明する。
図５は、実施例１のモータ駆動用Ｈブリッジ駆動回路の回路構成を示す。
実施例１のモータ駆動用Ｈブリッジ駆動回路は、制御器２９、ボディダイオードが持つスイッチング素子１１、１２、１３，１４、モータ機構１５、コンデンサ２３、モータ電流検出器１９、判定器３５、正回転モータ電流センシング部２１、逆回転モータ電流センシング部２２で構成される。なお、ボディダイオードの向きが図５に示すようにスイッチング素子11-14にそれぞれ接続することが好ましい。図示にようにボディダイオードをスイッチング素子に並列接続することにより、スイッチング素子をOFFにした場合でも、ボディダイオードで電流を図示したところに上向きに流すことが可能である。
コンデンサ２３、ボディダイオードそれぞれを持つスイッチング素子１１、１２、１３，１４、正回転モータ電流センシング部２１、逆回転モータ電流センシング部２２は、図１に示した関連技術であるモータ駆動用Ｈブリッジ駆動回路中のものと同様のものである。このため、これらの回路要素の説明は省略する。
モータ電流検出器１９は、正回転モータ電流センシング部２１と逆回転モータ電流センシング部２２からセンシングしたモータに流れる電流信号を電圧信号に変換する回路、手段である。図２に示したように、モータ１５が正回転している場合には、モータ１５に流れる電流をモータ電流検出器１９で検出し、出力電圧ＶＩ１として出力する。この時、スイッチング素子１２は使用しないため、スイッチング素子１２に流れる電流が零である。よって、出力電圧ＶＩ２は零となる。モータ１５が図３のように逆回転動作する場合には、モータ１５に流れる電流をモータ電流検出器１９で検出し、出力電圧ＶＩ２として出力する。この時、スイッチング素子１１が使用しないため、スイッチング素子１１に流れる電流は零である。よって、出力電圧ＶＩ１の値は零となる。
モータ機構１５はモータと、モータの回転速度と回転方向を測定するための機構とを有して構成される。即ち、モータ機構１５は、モータ本体の他に、測定機構を有する。
制御器２９は、モータ機構１５にあるモータの動作を次の６種類のモードのいずれか一つとなるようにスイッチング素子１１、１２、１３，１４を制御する。その中の電流値を下げる目的のスイッチング素子11-14にスイッチングモードとしては、第１のモード（以下、明細書中では、モード１ともいう。）と第２のモード（以下、明細書中では、モード２ともいう。）を本発明では使用する。
本発明では、単に第１モードと、第２モードとを組み合わせたものではなく、例えば、第１モードから第２モードへの切り替えをどのようなタイミングで行うのかという点が重要である。このタイミングは、本発明の目的を達成可能なように所定のタイミングで切り替えることを基本とする。
モード１の動作によれば、スイッチング素子のチップの温度が上がるが、コンデンサ２３の両端電圧およびスイッチング素子１１、１２、１３，１４のそれぞれの両端電圧値は上昇しない。一方、モード２の動作によれば、コンデンサ２３、スイッチング素子１１、１２、１３，１４のそれぞれの両端電圧は上昇するが、それらスイッチング素子のチップの温度の上昇はモード１の場合ほどには上昇しないという特徴がある。
次の６つの動作モードを想定する。
(1)モータが正常状態であって、かつ、モータが正回転している状態。
(2) モータが正常状態であって、かつ、モータが逆回転している状態。
ここで、正回転とか、逆回転というのは次の定義に従う。即ち、一の方向にモータが回転する場合を正回転と定義した場合に、その回転方向と逆の方向に回転する場合を逆回転と定義する。
(3)モータが過電流状態であると検出された後の上記モード１（第１のモード）にてモータが正回転している状態。
(4)モータが過電流状態であると検出された後の上記モード２（第２のモード）にてモータが正回転している状態。
(5)モータが過電流状態であると検出された後の上記モード１（第１のモード）にてモータが逆回転している状態。
(6)モータが過電流状態であると検出された後の上記モード２（第２のモード）にてモータが逆回転している状態。
上記 (1)または(2)の動作モードのときの、モータ機構１５からのモータの回転スピードと回転方向に関する信号によりモータ15に流れる電流が必要な電流値になるように、制御器２９は、スイッチング素子１１、１２、１３，１４の各々のゲートをON-OFF制御する。
図２(a), (b)は、モータの動作が正常であって、かつ、モータが正回転する場合の電流の経路を示す。図2(a)ではスイッチング素子11, 14がONであり、かつ、スイッチング素子12, 13がOFFとなっている。図2(b) ではスイッチング素子13, 14がONであり、かつ、スイッチング素子11, 12がOFFとなっている。
図3(a), (b)は、モータの動作が正常であって、かつ、モータが逆回転する場合の電流の経路を示す。図3(a)ではスイッチング素子12, 13がONであり、かつ、スイッチング素子11, 14がOFFとなっている。図3(b) ではスイッチング素子13, 14がONであり、かつ、スイッチング素子11, 12がOFFとなっている。
モータの正回転状態時に、モータの過電流を検出した場合には、制御器２９は、判定器３２からの指示信号ＥＮ３により、上記の(1)から(3)或いは(4)に動作モードを切替える。その後、判定器３６からの指示信号ＥＮ５により、上記（３）の動作モードを上記（４）の動作モードに切り替えるか、または、上記（４）の動作モードを上記（３）の動作モードに切り替えるようにスイッチング素子１１、１２、１３，１４のON-OFFタイミングを制御する。
この時のスイッチング素子１１，１２，１３，１４のオンオフ動作とモータ電流の経路を、図２（b：正回転状態時、モータ過電流時に電流値を低下させるための、モード１）、図４(a：正回転状態時、モータ過電流時の電流値を低下させるための、モード２)に示す。
モータが逆回転状態の時、モータが過電流状態になったことを検出したならば、制御器２９は、判定器３２からの指示信号ＥＮ３により、上記の(2)のモードから(5) のモード或いは(6) のモードに切替る。その後、判定器３６からの指示信号ＥＮ５により、上記（５）のモードから上記（６）のモードに切り替えるか、または、上記（６）のモードから上記（５）のモードに切り替えるようにスイッチング素子１１、１２、１３，１４のゲートの各々のON-OFFを制御する。
この時のスイッチング素子１１，１２，１３，１４のオンオフ動作とモータ電流の経路を、図３（b：逆回転状態時、モータ過電流時の電流低下モード１）、図４(b：逆回転状態時、モータ過電流時の電流低下モード２)に示す。
ここで、説明を簡略するため、モータが正回転状態時のＨブリッジ駆動回路の動作状態を例として本実施例の動作を説明する。
図５に示す判定器３５は、過電流判定器３２とＭＯＳ全オフ判定器３６とを有する。
過電流判定器３２の構成の一例を、図６に示す。過電流判定器３２は、コンパレータ４５で構成され、過電流閾値Ｖ５の入力端子を持っている。過電流閾値Ｖ５は外部入力４の値によって調整可能である。
ＭＯＳ全オフ判定器３６の構成の構成例を、図７に示す。ＭＯＳ全オフ判定器３６は、コンパレータ４７で構成され、全オフ閾値Ｖ７の入力端子を持っている。全オフ閾値Ｖ７は外部入力５の値によって調整可能である。ＭＯＳ全オフ判定器３６の動作開始は、過電流判定器３２からの出力信号ＥＮ３によって決まる。
過電流判定器３２とＭＯＳ全オフ判定器３６の動作を、図８に示す。また、モータの動作モードの切替については、図９のフローチャートに示す。
図９を以下の説明する。
モータは正回転または逆回転するものとする。モータの動作が開始したならば、即ち、モータが回転を始めたならば、モータが過電流状態になっているか否か、常時、確認する。
過電流状態ではない場合には、モニタリングを継続する。
過電流状態を検出したならば、次のステップへ進み、モータ制御を第２のモードに設定する 。次の図示するように、入力容量の（コンデンサ両端の）電圧値が閾値を超えるか否かによって、第２モードを継続するのか、または、モータ制御を第１のモードに切り替えるのかの分岐が生じる。モータ制御を第１のモードに切り替えた場合には、そのまま第１の動作モードの制御を継続し、最終的にはモータは停止する。
モータが正回転モード時、モータ電流検出器１９からの電圧信号ＶＩ１が過電流判定器３２のコンパレータ４５で過電流閾値Ｖ５よりも高くなったら（図８の時刻t1。）、モータ電流は過電流状態と判定され、コンパレータ４５、すなわち過電流判定器３２の出力信号ＥＮ３はハイからローに変化する。この時、制御器２９でスイッチング素子１１，１２，１３，１４を全オフとする制御を行う。これにより、モータの動作状態は、正常状態であり、かつ、正回転状態から正回転状態であって、かつ、モータ過電流時の電流低下モード２（第２の動作モード）へと変化する。これによって、モータ中のコイルに蓄積した電気エネルギーは、スイッチング素子１２、１３にそれぞれ並列接続されたボディダイオード経由で電源側に放出され、モータ電流の値は低下する。これにより、過電流の状態は回避される。
また、モータが正回転の時、コンデンサ２３の電圧値はＭＯＳ全オフ判定器３６に入力される。時刻t1で、過電流判定器３２の出力信号ＥＮ３がハイからローに変化する。それに伴い、ＭＯＳ全オフ判定器３６のコンパレータ４７が動作を開始する。
時刻t1以後、コンデンサ２３の両端電圧値は上昇する。その上昇に伴い、ＭＯＳ全オフ判定器３６のコンパレータ４７における全オフ閾値Ｖ７よりもコンデンサ23の両端電圧値の方が高くなったならば（この時刻を図８に示す通り、時刻t2とする。）、コンパレータ４７、すなわち、ＭＯＳ全オフ判定器３６の出力信号ＥＮ５は、ハイからローに変化する。この時、制御器２９でスイッチング素子１１と１２を同時にオフとし、かつ、スイッチング１３と１４を同時オンとするように制御する。
また、これに代えて、スイッチング素子１１と１２を同時オンし、スイッチング１３と１４を同時オフとするように制御してもよい。この時、モータは正回転状態であって、かつ、上記モード２から、モータは正回転状態であって、かつ、上記モード１にモードが切り替わる。この時、モータ中のコイルに蓄積したエネルギーはスイッチング素子１３、１４とモータ中の抵抗成分で消費され、モータ電流値が低下する。過電流状態から脱することとなる。この時、モータ中のコイルに蓄積したエネルギーは、コンデンサ２３には放出されないため、コンデンサ２３の両端電圧は上昇しない。
モータ過電流時の対策として、比較技術として示した動作モード１および動作モード２のいずれかのモードを単独で使用する制御方法と比較して得られる本実施例の効果は次の通りである。
モータの過電流を検出した後に、まず、第２のモードに切り替えた場合、モータ１５のコイル成分に蓄積したエネルギーの一部だけがコンデンサ２３に放出されるため、スイッチング素子１１、１２とコンデンサ２３に印加される電圧Ｖｃは上昇する。しかしながら、その後、例えば、請求項１に記載の所定のタイミングにて、この第２のモードから第１のモードへ切り換えることによって、スイッチング素子１１、１２とコンデンサ２３のそれぞれの両端電圧値の上昇の程度を従来方式１の場合よりも低減することが可能となる。
電流値を下げるための、モード２から電流値を下げるためのモード１に切り換える後、モータ１５のコイル成分に蓄積したエネルギーが残った部分がスイッチング素子１３、１４（または、スイッチング素子１１、１２）によって消費するため、スイッチング素子１３、１４（または、スイッチング素子１１、１２）の温度（チップ温度）が上昇する。しかしながら、モータ１５のコイル成分に蓄積したエネルギーの一部がすでにモード２によってコンデンサ２３に放出されているため、スイッチング素子１３、１４（または、スイッチング素子１１、１２）の温度（チップ温度）の温度上昇は従来方式２のみを単独で用いた場合よりも小さくすることが可能である。
このため、従来方式１のコンデンサ１７（例えば、47マイクロファラッドの電界コンデンサ。）に代えて、それより容量値の小さいコンデンサ２３（例えば、10マイクロファラッドのセラミックコンデンサ。）を本実施例において使用しても、コンデンサ２３、スイッチング素子１１，１２の電圧上昇を仕様範囲内に抑制できる。従来方式２の放熱条件より厳しい条件（例えば、素子に放熱板を設置しない場合。）にしても、スイッチング素子１３、１４（または、スイッチング素子１１、１２）の温度（チップ温度）の上昇が仕様範囲内に抑制できる。即ち、チップ温度上昇を従来よりも小さくすることが可能である。
このため、Ｈブリッジ回路の破壊防止ができ、本実施例の装置の小型化の実現ができる。
モード２とモード１の切替ポイント（即ち、切り替えのタイミング。）は、コンデンサ２３の電圧値Ｖｃが電圧Ｖ７となった時（または、そのタイミングは、請求項１に記載した通りである。）である。電圧Ｖ７はHブリッジ回路のスイッチング素子１１，１２、１３、１４の耐圧を超えない電圧に設定する。すなわち、電圧V7は、設計時に設計者が設定する値である。スイッチング素子の耐圧値は複数の値があり、たとえば、ドレインーソース間の耐圧値、ドレインーゲート間の耐圧値、ソースーゲート間の耐圧値、ソースおよびドレインと基板（バックゲート）間の耐圧値、ドレインーソース破壊電圧値、ソースーゲート破壊電圧値などがある。ここでいう耐圧値とは、上記の複数の値中で一番低い耐圧値または厳しい値というものとする。
コンデンサ２３、スイッチング素子１１，１２の電圧上昇を仕様範囲内に抑制することだけを実現するなら、上記の電圧V7だけを設定すればよいが、温度上昇を仕様範囲内に抑制するには、コンデンサ２３の容量値C(F)を下記の計算で決定する必要がある。
まず、電流低下モード１による消費エネルギーQ（J）は数１から求める。
ただし、Δ（デルタ）Tspec（K）は、HブリッジICチップの温度上昇許容値、M（m3）はチップの体積、T（J/m3・K）はチップに使用されたシリコン材料の熱容量である。この時、チップの放熱条件がないと仮定した。
Q=T*M* ΔTspec 数１
次に、コンデンサ２３の容量値C(F)を式２で求める。
C=(L×I2-2Q)/(V72-VB2) 数２
ただし、L（H）はモータのインダクタ成分の値、I（A）はモータに流れた過電流値、VB（V）はバッテリの電圧値である。
上記計算式に従って求めたコンデンサ２３をHブリッジ回路に接続し、モータ１５のエネルギー放電時に、コンデンサ２３の電圧値Ｖｃの閾値V7未満では、電流低下モード２で動作させ、コンデンサ２３の電圧値Ｖｃの閾値V7以上では、電流低下モード１で動作させることによって、電圧上昇と温度上昇が両方仕様範囲に抑制できる。
実施例１の場合、コンデンサ２３の両端電圧を測定する回路の追加が必要である。これによって、Ｈブリッジ駆動回路装置の面積（例えば、回路基板の面積。）が増える可能性がある。本実施例はコンデンサ２３の電圧測定回路を使用しないで、モータ１５に流れた電流を測定することでモード切替を実現するものである。
図１０は、実施例２の構成を表す図面である。図１０、図５及び図１における同一構成部分には同一符号を付している。
図１０は、実施例２のモータ駆動用Ｈブリッジ駆動回路の回路構成を示す。
実施例２のモータ駆動用Ｈブリッジ駆動回路は、制御器２９、ボディダイオードが持つスイッチング素子１１、１２、１３，１４、モータ機構１５、コンデンサ２３、モータ電流検出器２５、判定器２６、モータ電流センシング部２４で構成される。
制御器２９、コンデンサ２３、モータ機構１５、ボディダイオードが持つスイッチング素子１１、１２、１３，１４は、図１、図５に示したモータ駆動用Ｈブリッジ駆動回路にあるものと同じであるため、説明は省略する。
ここで、説明を簡略するため、モータが正回転状態時のＨブリッジ駆動回路の動作状態を例として本実施例の動作を説明する。
モータ電流センシング部２４は、モータに流れた電流をセンシングするための回路である。たとえば、抵抗を使ってモータ電流センシング部２４を構成する。
モータ電流検出器２５は、モータ電流センシング部２４からセンシングしたモータに流れた電流信号を電圧信号ＶＩに変換する回路である。
判定器２６は、過電流判定器２７とＭＯＳ全オフ判定器２８で構成される。
過電流判定器２７の構成の一例を、図１１に示す。過電流判定器２７は、二つのコンパレータ３９，４０とロジック回路４１を用いて構成され、正回転時の過電流閾値Ｖ１と逆回転時の過電流閾値Ｖ２が定められている。正回転時の過電流閾値Ｖ１と逆回転時の過電流閾値Ｖ２は外部入力２によって調整できる。
ＭＯＳ全オフ判定器２８の構成の一例は、図１２に示した。ＭＯＳ全オフ判定器２８は、二つのコンパレータ４２、４３とロジック回路４４で構成され、正回転時の全オフ閾値Ｖ３と逆回転時の全オフ閾値Ｖ４が持っている。正回転時の全オフ閾値Ｖ３と逆回転時の全オフ閾値Ｖ４は外部入力１によって調整できる。ＭＯＳ全オフ判定器２８の動作開始は、過電流判定器２７からの出力信号ＥＮ１で決まる。
過電流判定器２７とＭＯＳ全オフ判定器２８の動作は、図１３に示した。
モータが正回転時、モータ電流検出器２５からの電圧信号ＶＩが過電流判定器２７のコンパレータ３９で正回転時の過電流判定用の閾値Ｖ１よりも高くなったら（そのタイミングを時刻t1とする。）、モータは正回転時の過電流の状態であると判定し、コンパレータ３９の出力信号V1_Oをハイからローへ変える。また、この時、電圧信号ＶＩが過電流判定器２７のコンパレータ４０で逆回転時の過電流判定用の閾値Ｖ２より下回っていないため、コンパレータ４０の出力信号V2_Oはハイのままである。出力信号V1_OとV2_Oの論理和が過電流判定器２７から出力するため、時刻t1で、過電流判定器２７の出力信号ＥＮ１はハイからローに変化する。
また、モータが正回転時、モータ電流検出器２５からの電圧信号ＶＩをＭＯＳ全オフ判定器２８に入力する。時刻t1において、過電流判定器２７の出力信号ＥＮ１がハイからローに変化したならば、ＭＯＳ全オフ判定器２８のコンパレータ４２と４３の動作が開始する。
モータ電流検出器２５からの電圧信号ＶＩがＭＯＳ全オフ判定器２８のコンパレータ４２で正回転時の全オフ閾値Ｖ３よりも低くなったら（そのタイミングを時刻t2とする。）、コンパレータ４２の出力信号V3_Oをハイからローに変える。また、この時、電圧信号ＶＩがＭＯＳ全オフ判定器２８のコンパレータ４３で逆回転時の全オフ閾値Ｖ３より高くなっていないため、コンパレータ４３の出力信号V4_Oがハイのままである。出力信号V3_OとV4_Oの論理和がＭＯＳ全オフ判定器２８から出力するため、t2時刻で、ＭＯＳ全オフ判定器２８の出力信号ＥＮ２がハイからローに変える。
モータの正回転時に、モータの過電流状態を検出した場合のＨブリッジ駆動回路の動作は図１４に示す。
モータ電流検出器２５からの電圧信号ＶＩが過電流判定器２７のコンパレータ３９で正回転時の過電流判定用の閾値Ｖ１よりも高くなったら（それを時刻t1とする。）、モータが正回転時の過電流状態と判定され、過電流判定器２７の出力信号ＥＮ１をハイからローに変える。この信号ＥＮ１が制御器２９に入力し、スイッチング素子１１，１２，１３，１４の制御信号V11、V12、V13、V14を出力し、スイッチング素子１１と１２を同時オフし、スイッチング１３と１４を同時オンするように制御する。それに代えて、スイッチング素子１１と１２を同時オンし、スイッチング１３と１４を同時オフしてもよい。これによって、モータが、正常状態の正回転状態から正回転状態、モータ過電流時のモード１に入る。
また、時刻t1で、過電流判定器２７の出力信号ＥＮ１がハイからローに変化したならば、ＭＯＳ全オフ判定器２８が動作を開始する。時刻t1から時間が経過すると、モータ電流値が低下する。モータ電流検出器２５からの電圧信号ＶＩが、ＭＯＳ全オフ判定器２８のコンパレータ４２で正回転時の全オフ閾値Ｖ３よりも低くなったならば（そのタイミングを時刻t2と規定する。）、ＭＯＳ全オフ判定器２８の出力信号ＥＮ２をハイからローに変える。
時刻t1と時刻t2との間の時刻では、モータが正回転状態であって、かつ、モータ過電流となった後の、第１のモードに入っている。このため、モータ中のコイルに蓄積されたエネルギーがスイッチング素子１３、１４とモータ中の抵抗成分で消費され、モータ電流値が低下する。この時、モータ中のコイルに蓄積したエネルギーはコンデンサ２３には放出されないため、コンデンサ２３の両端電圧が上昇しない。
時刻t2で、ＭＯＳ全オフ判定器２８の出力信号ＥＮ２がハイからローに変化したならば、制御器２９は、スイッチング素子１１、１２、１３、１４を全オフするように制御信号Ｖ１１、Ｖ１２,Ｖ１３，Ｖ１４を生成する。このため、時刻t2の時点で、モード１からモード２に切り替える。モータ中のコイルに蓄積したエネルギーがスイッチング素子１２、１３に並列接続されたボディダイオード経由で電源側に放出し、モータ電流値が低下する。モータ中のコイルに蓄積したエネルギーがコンデンサ２３で吸収され、コンデンサ２３の電圧が上昇する。
また、上記の時刻t1で、過電流判定器２７の出力信号ＥＮ１がハイからローに変化したならば、モータが、正常、かつ、正回転状態から正回転状態、かつ、モータ過電流検出に伴う第２モードに入り、その後、時刻t2で、ＭＯＳ全オフ判定器２８の出力信号ＥＮ２がハイからローに変化したならば、モータが、正回転状態で、かつ、第１モード１へと変遷するようにしてもよい。
従来方式１または従来方式２のそれぞれと比較して、本実施例によれば次の効果が得られる。
モータ過電流検出後、制御モードが第１モード１となっている場合には、モータ１５のコイル成分に蓄積したエネルギーの一部だけがスイッチング素子１３、１４（または、スイッチング素子１１、１２）によって消費される。このため、スイッチング素子１３、１４（または、スイッチング素子１１、１２）の温度（チップ温度）は上昇する。しかし、モータ１５のコイル成分に蓄積したエネルギーの一部だけが消費するため、スイッチング素子１３、１４（または、スイッチング素子１１、１２）の温度（チップ温度）の温度上昇量は、従来方式２単独で所定の制御を行う場合よりも小さくできる。。
第１モードから第２モードに切り換えた後、モータ１５のコイル成分に蓄積したエネルギーが残った部分はコンデンサ２３へ放出されるため、スイッチング素子１１、１２にそれぞれ印加される電圧値と、コンデンサ２３に印加される電圧値Ｖｃとは上昇する。しかし、モータ１５のコイル成分に蓄積したエネルギーの一部がすでに第１モードのスイッチング素子１３、１４（または、スイッチング素子１１、１２）によって消費されているため、第２モードにおけるスイッチング素子１１、１２とコンデンサ２３の電圧上昇値は、従来方式１よりも小さく。
このため、従来方式１のコンデンサ１７より容量の小さいコンデンサ２３を使用しても、コンデンサ２３、スイッチング素子１１，１２の電圧上昇を仕様範囲内に抑制できる。従来方式２の放熱条件より厳しい素子放熱条件（例えば、素子を冷却するための放熱板を設置しない場合などをいう。）としても、スイッチング素子１３、１４（または、スイッチング素子１１、１２）の温度（チップ温度）の上昇を仕様範囲内に抑制できる。
このため、Ｈブリッジ回路の破壊防止ができ、回路装置の小型化の実現ができる。
モード１とモード２との切替ポイントは、過電流検出後、モータ１５に流れた電流値をモータ電流検出器２５によって電圧値に変換した電圧信号ＶＩがMOS全オフ閾値V3（或いは、V4）となった時とすることが好適である。MOS全オフ閾値V3（或いは、MOS全オフ閾値V4）は、電圧信号ＶＩの電圧値がこれらの電圧値（V3或いはV4）になった時に、モータ１５に流れる電流(Is)によりコンデンサ２３の両端電圧が実施例１に記載した電圧Ｖ７を超えないように設定する必要である。即ち、電圧Ｖ７の値は、Hブリッジ回路のスイッチング素子１１，１２、１３、１４それぞれの耐圧値を超えない電圧値に設定する必要がある。MOS全オフ閾値V3（或いは、V4）になった時のモータ１５に流れた電流(Is)と上記の電圧Ｖ７との関係は次の数３により決まる。
Figure 2017005834
ただし、L（H）はモータのインダクタ成分（インダクタンスの大きさ。）、VB（V）はバッテリの電圧である。C(F)はコンデンサ２３の容量値である。
コンデンサ２３、スイッチング素子１１，１２の電圧上昇を仕様範囲内に抑制することだけを実現するなら、上記の電圧値V7だけを、上記の通り、所定に設定すればよい。しかるに、温度上昇を所定範囲内に抑制するには、さらにコンデンサ２３の容量値C(単位：F。)を実施例１に示した計算式に基づき所定値に決定する必要がある。
実施例２の場合は、モータ電流を測定する必要があり、その測定のために、モータ電流センシング部２４を設ける必要がある。一般的に、抵抗体を用いて、モータ電流センシング部２４を構成する。しかし、これによってＨブリッジ駆動回路の電気エネルギの損失が増加する。本実施例はこの問題点を改善するためのものである。
図１５は、実施例３の構成を表す図面である。図１５、図１０、図５及び図１における同一構成部分には同一符号を付している。
図１５は、実施例３のモータ駆動用Ｈブリッジ駆動回路の回路構成を示す。
実施例３のモータ駆動用Ｈブリッジ駆動回路は、制御器２９、ボディダイオードが並列に設けられたスイッチング素子１１、１２、１３，１４、モータ機構１５、コンデンサ２３、モータ電流検出器１９、判定器３１、正回転モータ電流センシング部２１、逆回転モータ電流センシング部２２で構成される。
制御器２９、モータ電流検出器１９、コンデンサ２３、モータ機構１５、ボディダイオードが持つスイッチング素子１１、１２、１３，１４、正回転モータ電流センシング部２１、逆回転モータ電流センシング部２２は、図１、図５および図１０に示したモータ駆動用Ｈブリッジ駆動回路にあるものと同じであるため、説明は省略する。
判定器３１は、過電流判定器３２とＭＯＳ全オフ判定器３３を有して構成される。
過電流判定器３２の構成の一例を図１６に示す。過電流判定器３２は、コンパレータ４５を有して構成されている。過電流閾値Ｖ５を所定に設定する必要がある。過電流閾値Ｖ５は外部入力４によって調整できる。
ＭＯＳ全オフ判定器３３の構成の一例を、図１７に示す。ＭＯＳ全オフ判定器３３は、コンパレータ４６を有して構成され、全オフ閾値Ｖ６が所定に規定されている。全オフ閾値Ｖ６は外部入力３によって調整できる。ＭＯＳ全オフ判定器３３の動作開始は、過電流判定器３２からの出力信号ＥＮ３によって決まる。
過電流判定器３２とＭＯＳ全オフ判定器３３の動作フロー図を、図１８に示した。以下、図１８に関する説明を行う。モータが正回転時、図１５のモータ電流検出器１９からの電圧信号ＶＩ１が過電流判定器３２のコンパレータ４５で過電流閾値Ｖ５よりも（１）高くなったら（その時刻を時刻t1とする。）、モータは過電流の状態と判定され、コンパレータ４５、すなわち過電流判定器３２の出力信号ＥＮ３をハイからローに変える。
この時、制御器２９でスイッチング素子１１，１２，１３，１４を全オフにし、Ｈブリッジ駆動回路が正常の正回転モードから第２モードに入る。これによって、モータ中のコイルに蓄積したエネルギーをスイッチング素子１２、１３のボディダイオード経由で電源側に放出し、コンデンサ２３の電圧が上昇する。スイッチング素子１２と１４の間の電圧ＶＩ４は、スイッチング素子１２に並列接続されたボディダイオード経由でコンデンサ２３の一端に印加される。このため、電圧ＶＩ４の値が、ほぼコンデンサ２３の電圧Ｖｃとなるまでコンデンサ23の両端電圧は上昇する。
この時、スイッチング素子１３に並列接続されたボディダイオード経由でグランドと接続されるため、スイッチング素子１１と１３の間の電圧ＶＩ３の値は、ほぼ零となる。
スイッチング素子１１と１３の間の電圧ＶＩ３と、スイッチング素子１２と１４の間の電圧ＶＩ４とをＭＯＳ全オフ判定器３３に入力する（印加する。）。時刻t1で、過電流判定器３２の出力信号ＥＮ３がハイからローに変化したとき、ＭＯＳ全オフ判定器３３のコンパレータ４６は、その動作が開始する。
上記説明から明らかなように、時刻t1において、Ｈブリッジ駆動回路は、正常の正回転モードから第２モードに入り、スイッチング素子１２と１４の間の電圧ＶＩ４の値が上昇する。スイッチング素子１２と１４の間の電圧ＶＩ４の値が、ＭＯＳ全オフ判定器３３のコンパレータ４６における全オフ閾値Ｖ６の値よりも高くなったら（その時刻を、時刻t2とする。）、コンパレータ４６、すなわち、ＭＯＳ全オフ判定器３３の出力信号ＥＮ４はハイからローへと変化する。この時、制御器２９は、スイッチング素子１１と１２を同時オフすると共に、スイッチング素子１３と１４を同時オンするように制御する。スイッチング素子１１と１２を同時オンし、スイッチング素子１３と１４を同時オフするように制御してもよい。
モータの正回転時において、過電流を検出した場合のＨブリッジ駆動回路の動作を図１４に示す。
モータの正回転時、モータ電流検出器１９からの電圧信号ＶＩ１が過電流判定器３２のコンパレータ４５で過電流閾値Ｖ５よりも高くなったら（その時刻を時刻t1とする。）、モータは正回転時の過電流の状態であると判定し、過電流判定器３２の出力信号ＥＮ３はハイからローに変化する。
この信号ＥＮ３が制御器２９に入力され、時刻t1において、スイッチング素子１１、１２、１３，１４が同時オフとなるように制御器２９が制御する。これによって、モータが正常状態で、かつ、正回転の状態から、モータが正回転状態で、かつ、第２モードへと遷移する。
この時、モータ中のコイルに蓄積したエネルギーが、スイッチング素子１２、１３に並列接続されたボディダイオード経由で電源側に放出される。これにより、コンデンサ２３の電圧が上昇し、スイッチング素子１２と１４の間の電圧ＶＩ４の値が上昇する。
また、時刻t1で、過電流判定器３２の出力信号ＥＮ３がハイからローに変化したならば、ＭＯＳ全オフ判定器３３がその動作を開始する。
時刻t1になってから、スイッチング素子１２と１４の間の電圧ＶＩ４が徐々に上昇し、電圧ＶＩ４の値が、ＭＯＳ全オフ判定器３３のコンパレータ４６での全オフ閾値Ｖ６よりも高くなったら（その時刻を時刻t2とする。）、ＭＯＳ全オフ判定器３３の出力信号ＥＮ４はハイからローに変化する。この時、制御器２９でスイッチング素子１１と１２を同時オフし、スイッチング１３と１４を同時オンするように制御する。それに代えて、スイッチング素子１１と１２を同時オンし、スイッチング１３と１４を同時オフするようにしてもよい。
これによって、モータが、正回転状態で、かつ、第２モードから正回転状態で、かつ、第１モードへと遷移する。これによって、モータ中のコイルに蓄積したエネルギーはスイッチング素子１３、１４とモータ中の抵抗成分で消費され、モータ電流値が低下する。この時、モータ中のコイルに蓄積したエネルギーがコンデンサ２３へは放出されないため、コンデンサ２３の電圧が上昇しない。
上記の動作により、従来方式１と２と比較して、本実施例によれば次の効果が得られる。
モータ15の過電流を検出した時点で、まず、第２モードに遷移させた場合、モータ１５のコイル成分に蓄積したエネルギーの一部だけがコンデンサ２３へと放出される。このため、スイッチング素子１１、１２のそれぞれに印加される電圧値と、コンデンサ２３に印加する電圧Ｖｃの値とは、共に上昇する。しかるにその後に、第２モードから第１モードへと遷移させることによりスイッチング素子１１、１２それぞれの電圧値の上昇の程度と、コンデンサ２３の電圧値の上昇の程度は、従来方式１の場合よりも低くなる。
第２モードから第１モードへとり換えた後、モータ１５のコイル成分に蓄積したエネルギーの残留成分がスイッチング素子１３、１４（または、スイッチング素子１１、１２）によって消費されるため、スイッチング素子１３、１４（または、スイッチング素子１１、１２）の温度（チップ温度）が上昇するが、モータ１５のコイル成分に蓄積したエネルギーの一部がすでに第２モードの動作によってコンデンサ２３に蓄積されている、スイッチング素子１３、１４（または、スイッチング素子１１、１２）の温度（チップ温度）の温度上昇の程度は従来方式２の場合より低くなる。
このため、従来方式１のコンデンサ１７より容量の小さいコンデンサ２３を使用しても、コンデンサ２３、スイッチング素子１１，１２の電圧上昇を要求仕様の範囲内に抑制できる。従来方式２の放熱条件より厳しい条件（例えば、素子を冷却するための放熱板を装置に設置しない場合。）にしても、スイッチング素子１３、１４（または、スイッチング素子１１、１２）の温度（チップ温度）の上昇を所定の仕様範囲内に抑制できる。
このため、Ｈブリッジ回路の破壊防止ができ、回路装置の小型化の実現ができる。
第２モードと第１モードとの切替ポイントは、スイッチング素子１２と１４の間の電圧ＶＩ４（あるいは、ＶＩ３）が電圧Ｖ６となった時点である。電圧Ｖ６は、コンデンサ２３の電圧Ｖ７とスイッチング素子１２（或いはスイッチング素子１１）に並列接続されたボディダイオードによって生じる電圧降下の値との和となる。電圧Ｖ７の値はHブリッジ回路のスイッチング素子１１，１２、１３、１４の耐圧を超えない電圧値に設定する。
コンデンサ２３、スイッチング素子１１，１２の電圧上昇を所定の仕様範囲内に抑制することだけが目的であるならば、上記電圧V7だけを所定に設定すればよいしかるに、温度上昇をも所定の仕様範囲内に抑制するには、コンデンサ２３の容量値C(F)を実施例１に示した計算方法を用いて決定する必要がある。
実施例１〜３の場合は、Ｈブリッジ駆動回路内の所定部位の電圧値、電流値を測定する必要がある。このため、従来のＨブリッジ駆動回路と比べて、回路の追加が必要である。回路追加を回避する例として実施例４を示す。
図２０は、実施例４の構成を表す図面である。図１、図５、図１０、図１５に示した構成要素と同じ構成要素は、図２０において同一符号を用いている。
図２０は、実施例４のモータ駆動用Ｈブリッジ駆動回路の回路構成を示す。
実施例４のモータ駆動用Ｈブリッジ駆動回路は、制御器３４、ボディダイオードが持つスイッチング素子１１、１２、１３，１４、モータ機構１５、コンデンサ２３、モータ電流検出器１９、判定器３７、正回転モータ電流センシング部２１、逆回転モータ電流センシング部２２で構成される。
モータ電流検出器１９、コンデンサ２３、ヒューズ１６、モータ機構１５、ボディダイオードが持つスイッチング素子１１、１２、１３，１４、正回転モータ電流センシング部２１、逆回転モータ電流センシング部２２、過電流判定器３２が、図１と図５、図１０、図１５に示した従来のモータ駆動用Ｈブリッジ駆動回路にあるものと同じであるため、説明は省略する。
判定器３７は、過電流判定器３２とクロック生成器３８で構成される。
過電流判定器３２とクロック生成器３８、制御器３４の動作を、図２１に示す。
モータが正回転しているうちに、モータ電流検出器１９からの電圧信号ＶＩ１が過電流判定器３２のコンパレータ４５で過電流閾値Ｖ５よりも高くなったならば（その時刻を時刻t1とする。）、モータが正回転時の過電流の状態と判定され、過電流判定器３２の出力信号ＥＮ３はハイからローに変化する。時刻t1において、クロック生成器３８の動作が開始し、図21に示すＴ１の期間のパルス信号ＥＮ６を生成する。この信号を制御器３４に入力し、スイッチング素子１１，１２，１３，１４を全オフとする。これにより、モータは正常状態で、かつ、正回転の状態から、正回転状態であり、かつ、第２モードに入る。これによって、モータ中のコイルに蓄積したエネルギーがスイッチング素子１２、１３に並列接続されたボディダイオードを経由して電源側に放出される。これにより、コンデンサ２３の両端電圧が上昇し、スイッチング素子１２と１４の間の電圧ＶＩ４の値が上昇する。
期間Ｔ１がおわったら、クロック生成器３８の出力信号ＥＮ６はハイからローへと遷移し、制御器３４は、スイッチング素子１１と１２を同時オフし、かつ、スイッチング１３と１４を同時オンするように制御する。それに代えて、スイッチング素子１１と１２を同時オンし、スイッチング１３と１４を同時オフするように制御してもよい。モータが正回転状態であって、かつ、第２モードの状態からモータが正回転状態であって、かつ、モータ過電流を検出した後の第１モード１へと遷移する。モータ中のコイルに蓄積したエネルギーはスイッチング素子１３、１４とモータ中の抵抗成分により消費され、モータ電流の値は徐々に低下する。この時、モータ中のコイルに蓄積したエネルギーがコンデンサ２３へは供給されないため、コンデンサ２３の両端電圧は上昇しない。
本実施例のＨブリッジ駆動回路の動作は実施例３と同じのため、説明を省略する。
上記の動作により、本実施例では次の効果が得られる。
モータ過電流を検出した後、まず、第２モードへ遷移するので、モータ１５のコイル成分に蓄積したエネルギーの一部だけがコンデンサ２３へ供給される。この第２モードの時に、スイッチング素子１１、１２のそれぞれの電圧値と、コンデンサ２３に印加する電圧Ｖｃの値とはそれぞれ上昇する。しかるに、その後に、所定のタイミングで、第１モード１へ遷移させる。このため、スイッチング素子１１、１２のそれぞれの電圧値と、コンデンサ２３の両端の電圧値の上昇の程度は、従来方式１を用いる場合よりも低い。
第２モードから第１モードに切り換えた後、モータ１５のコイル成分に蓄積したエネルギーが残った部分がスイッチング素子１３、１４（または、スイッチング素子１１、１２）によって消費されるため、スイッチング素子１３、１４（または、スイッチング素子１１、１２）の温度（チップ温度）は上昇する。しかるに、モータ１５のコイル成分に蓄積したエネルギーの一部がすでに最初に遷移した第２モードの動作によってコンデンサ２３に蓄積されるので、本実施例によるスイッチング素子１３、１４（または、スイッチング素子１１、１２）の温度（チップ温度）の温度上昇は、従来方式２による場合より低い。
このため、従来方式１で制御する場合のコンデンサ１７の必要な容量よりも、その容量値が小さいコンデンサ２３を使用しても、コンデンサ２３、スイッチング素子１１，１２の電圧上昇が所望の仕様範囲内に抑制できる。従来方式２の放熱条件より厳しい条件（例えば、素子を冷却するための放熱板を設置しない場合。）にしても、スイッチング素子１３、１４（または、スイッチング素子１１、１２）の温度（チップ温度）の上昇を所定の仕様範囲内に抑制できる。
このため、Ｈブリッジ回路の破壊防止ができ、小型化の実現ができる。
第２モードと第１モードとの切替ポイントは、クロック生成器３８から生成した信号ＥＮ６のハイの期間Ｔ１である。信号ＥＮ６がハイの期間であるところの、図示のＴ１の期間中、モータ１５に流れる電流の値は低下し、コンデンサ２３の電圧が所定の電圧Ｖ７まで上昇する。電圧Ｖ７はHブリッジ回路のスイッチング素子１１，１２、１３、１４の耐圧を超えない範囲の電圧の値に設定する。
コンデンサ２３、スイッチング素子１１，１２の電圧上昇のみを所定の仕様範囲内に抑制したいだけならば、上記の電圧V7の値だけを所定に設定すればよい。しかるに、スイッチング素子の温度上昇をも所望の仕様範囲内に抑制するには、コンデンサ２３の容量値C(F)を実施例１に開示した計算方法に基づいて所定に決定する必要がある。
実施例１〜４に開示した発明では、直流モータを負荷として使用することを前提としている。しかるに本発明では、負荷として多相モータを用いる場合にも適用できる。
図２２は、実施例２に示した発明概念を用い、かつ、負荷として直流モータに代えて三相モータを用いる場合の実施例を示すものである。図２２、図２０、図１５、図１０、図５及び図１における同一構成部分には同一符号を付している。
即ち、図２２は、実施例５のモータ駆動用Ｈブリッジ駆動回路の回路構成を示す。
このモータ駆動用Ｈブリッジ駆動回路は、制御器５８、ボディダイオードが持つスイッチング素子１１、１２、１３，１４、４８，４９、三相モータ機構５３、コンデンサ２３、モータ電流検出器５４、判定器５５、モータ電流センシング部５０、５１，５２で構成される。
この図のコンデンサ２３は、図１に示したものと同じであるため、その説明は省略する。
三相モータ機構53の一部を構成する三相モータの種類は特に制限はないが、ここでは、一般的な120度通電型のものを例として説明する。このようなモータの制御方式では、どの相のスイッチング素子も電源とGND側にそれぞれ120度の期間はオンし、60度の期間はオフになっており、そのため120度通電型と呼ばれる。
三相モータが正常に動作している時、三相モータ５３機構からの指示信号により三相モータに流れる電流が必要な電流値になるように、スイッチング素子１１、１２、１３，１４、４８，４９のそれぞれを制御器５８で制御する。
三相モータに流れる電流が過電流状態となる時、モータ電流センシング部５０、５１，５２、モータ電流検出器５４、判定器５５を用いて生成した信号を用いた制御器５８は、スイッチング素子１１、１２、１３，１４、４８，４９をそれぞれ制御するための制御信号Ｖ１１,Ｖ１２，Ｖ１３，Ｖ１４、Ｖ４８，Ｖ４９を生成し、それら制御信号によりスイッチング素子１１、１２、１３，１４、４８，４９を制御する。
モータ電流センシング部５０、５１，５２は、三相モータの各相に流れた電流をセンシングするための回路である。たとえば、抵抗体を使ってモータ電流センシング部５０，５１，５２を構成する。
モータ電流検出器５４は、モータ電流センシング部５０、５１，５２からセンシングしたモータに流れた各相に流れた電流信号を電圧信号ＶＩ６、ＶＩ７、ＶＩ８に変換する回路である。
判定器５５は、過電流判定器５６とＭＯＳ全オフ判定器５７で構成される。
過電流判定器５６の構成の一例を図２３に示す。過電流判定器５６は、６個のコンパレータ５９、６０、６１，６２，６３，６４とロジック回路６５，６６，６７を用いて構成され、V3PHASE1（正の過電流閾値）とV3PHASE2（負の過電流閾値）が持っている。
過電流判定器５６は、三相モータ機構５３に三相モータの三相中のどれの相に過電流を生じたのかを判定する機構である。相１に過電流が生じた場合、相１の中に流れる電流が変換した電圧信号ＶＩ６がV3PHASE1（正の過電流閾値）とV3PHASE2（負の過電流閾値）とを比べて、所定のV3PHASE1（正の過電流閾値）またはV3PHASE2（負の過電流閾値）に到達したならば、ＥＮ７の信号はハイからローに遷移する。
相２に過電流が生じた場合、相２の中に流れる電流が変換した電圧信号ＶＩ７がV3PHASE1（正の過電流閾値）とV3PHASE2（負の過電流閾値）とを比べて、所定のV3PHASE1（正の過電流閾値）またはV3PHASE2（負の過電流閾値）に到達したならば、ＥＮ８の信号はハイからローに遷移する。相３に過電流が生じた場合、相３の中に流れる電流が変換した電圧信号ＶＩ８がV3PHASE1（正の過電流閾値）とV3PHASE2（負の過電流閾値）とを比べて、所定のV3PHASE1（正の過電流閾値）またはV3PHASE2（負の過電流閾値）に到達したならば、ＥＮ９の信号はハイからローへ遷移する。V3PHASE1（正の過電流閾値）とV3PHASE2（負の過電流閾値）のそれぞれに値は、外部入力４によって調整できる。ＭＯＳ全オフ判定器５７の構成の一例を、図２４に示す。ＭＯＳ全オフ判定器５７は、6個のコンパレータ６８、６９、７０，７１，７２，７３とロジック回路７４を有して構成され、V3PHASE3（正電流の全オフ閾値）とV3PHASE4（負電流の全オフ閾値）が所定に定めされている。V3PHASE3（正電流の全オフ閾値）とV3PHASE4（負電流の全オフ閾値）は外部入力信号６の値によって調整できる。
ＭＯＳ全オフ判定器５７の動作開始は、過電流判定器５６からの出力信号ＥＮ７、ＥＮ８，ＥＮ９の値で決まる。過電流判定器５６からの出力信号ＥＮ７がローになったら、コンパレータ６８、６９の動作が開始し、相１の中に流れる電流が変換した電圧信号ＶＩ６がV3PHASE3（正電流の全オフ閾値）とV3PHASE4（負電流の全オフ閾値）と比べて、所定のV3PHASE3（正電流の全オフ閾値）またはV3PHASE4（負電流の全オフ閾値）に到達したならば、ＥＮ１０の信号はハイからローへ遷移する。過電流判定器５６からの出力信号ＥＮ８がローになったら、コンパレータ７０，７１が動作を開始し、相２の中に流れる電流信号から変換された電圧信号ＶＩ７が、V3PHASE3（正電流の全オフ閾値）とV3PHASE4（負電流の全オフ閾値）と比べて、所定のV3PHASE3（正電流の全オフ閾値）またはV3PHASE4（負電流の全オフ閾値）に到達したならば、ＥＮ１０の信号はハイからローに遷移する。過電流判定器５６からの出力信号ＥＮ９がローになったら、コンパレータ７２，７３が動作を開始し、相３の中に流れる電流に基づいてから生成された電圧信号ＶＩ８が、V3PHASE3（正電流の全オフ閾値）とV3PHASE4（負電流の全オフ閾値）と比べて、所定のV3PHASE3（正電流の全オフ閾値）またはV3PHASE4（負電流の全オフ閾値）に到達したら、ＥＮ１０の信号はハイからローへ変化する。
以下、図２５を使って、三相モータの中の相１に過電流が生じる時のＨブリッジ駆動回路の動作を例示的に説明する。
Ｖ１１とＶ４９経由で、相１に過電流が生じた場合、モータ電流検出器５４からの電圧信号ＶＩ６とＶＩ８の大きさに基づき、過電流判定器５６からのＥＮ７信号、ＥＮ９信号をハイからローへ遷移させる（時刻t1）。この時、スイッチング素子１３、４９を同時にオンさせ、かつ、スイッチング素子１１，１２，１４、４８をオフさせるように制御器５８が制御信号Ｖ１１、Ｖ１２、Ｖ１３，Ｖ１４，Ｖ４８、Ｖ４９を生成する。
それに代えて、スイッチング素子１１、４８が同時にオンし、かつ、スイッチング素子１２、１３、１４、４９が同時にオフするように制御器５８が制御信号Ｖ１１、Ｖ１２、Ｖ１３，Ｖ１４，Ｖ４８、Ｖ４９を生成することでもよい。これにより、相１に流れる電流値が低下し、コンデンサ２３には電流が供されないため、コンデンサ２３の電圧Ｖｃの値はこの制御によっては上昇しない。
また、ＥＮ７の信号がハイからローへ遷移すると、ＭＯＳ全オフ判定器が動作し、相１の中に流れる電流が変換した電圧信号ＶＩ６が、V3PHASE3（正電流の全オフ閾値）とV3PHASE4（負電流の全オフ閾値）と比べて、所定のV3PHASE3（正電流の全オフ閾値）またはV3PHASE4（負電流の全オフ閾値）に到達したならば、ＥＮ１０の信号はハイからローへと遷移する(時刻t2)。この時、スイッチング素子１１，１２，１３，１４，４８，４９が同時に全オフするように制御器５８が制御信号Ｖ１１、Ｖ１２、Ｖ１３，Ｖ１４，Ｖ４８、Ｖ４９を生成する。これにより、相１に流れる電流が低下し、スイッチング素子１１，１２，１３，１４，４８，４９のボディダイオード経由で、コンデンサ２３に電流が流れるため、コンデンサ２３の電圧Ｖｃが上昇する。
また、上記の過電流判定器５６の出力信号ＥＮ７、またはＥＮ８、またはＥＮ９がハイからローに遷移したならば、負荷であるモータは、正常な動作状態から、スイッチング素子１１，１２，１３，１４，４８，４９を同時に全てオフするところに第２モードに遷移するように制御される。その後、ＭＯＳ全オフ判定器５７の出力信号ＥＮ１０がハイからローに遷移したならば、スイッチング素子１１，１２，１３，１４，４８，４９が同時に全オフするところの上記第２モードからスイッチング素子１１、４８が同時にオンし、スイッチング素子１２、１３、１４、４９が同時にオフするところに上記第モードに遷移するようにしてもよい。
図２６は、モード切替時のフローチャートである。
図２６を以下の説明する。
モータは正回転または逆回転するものとする。モータが動作が開始したならば、即ち、モータが回転を始めたならば、モータが過電流状態になっているか否か、すなわち、ＥＮ７、ＥＮ８、ＥＮ９がハイからローに遷移するか否か等を、常時、監視する。
過電流状態でない場合には、モニタリングを継続する。
過電流状態を検出し、ＥＮ７とＥＮ８がローになったならば、次のステップへ進み、モータ制御を第１のモードに設定し、ＭＯＳのＶ１３とＶ１４を同時にオンとし、そのほかのＭＯＳをオフにする。
過電流状態を検出し、ＥＮ８とＥＮ９がローになったならば、次のステップへ進み、モータ制御を第１のモードに設定し、ＭＯＳのＶ１４とＶ４９を同時にオンする。
過電流状態を検出し、ＥＮ７とＥＮ９がローになったならば、次のステップへ進み、モータ制御を第１のモードに設定し、ＭＯＳのＶ１３とＶ４９を同時にオンする。
次に、信号Ｅ１０がハイからローに遷移するか否かによって、第１モードを継続するのか、または、モータ制御を第２のモードに切り替えるのかの分岐が生じる。モータ制御を第２のモードに切り替えた場合には、そのまま第２の動作モードの制御を継続し、最終的にはモータは停止する。
以下に符号の説明を記す。
１１ １２ １３ １４ スイッチング素子
１５ モータ機構
１６ ヒューズ
１７ コンデンサ
１８ 制御器
１９ モータ電流検出器
２０ 過電流判定器
２１ 正回転モータ電流センシング部
２２ 逆回転モータ電流センシング部
２３ コンデンサ
２４ モータ電流センシング部
２５ モータ電流検出器
２６ 判定器
２７ 過電流判定器
２８ ＭＯＳ全オフ判定器
２９ 制御器
３１ 判定器
３２ 過電流判定器
３３ ＭＯＳ全オフ判定器
３４ 制御器
３５ 判定器
３６ ＭＯＳ全オフ判定器
３７ 判定器
３８ クロック生成器
３９ コンパレータ
４０ コンパレータ
４１ 論理和回路
４２ コンパレータ
４３ コンパレータ
４４ 論理和
４５ コンパレータ
４６ コンパレータ
４７ コンパレータ
４８ ４９ スイッチング素子
５０ ５１ ５２ モータ電流センシング部
５３ 三相モータ機構
５４ モータ電流検出器
５５ 判定器
５６ 過電流判定器
５７ ＭＯＳ全オフ判定器
５８ 制御器
５９ ６０ ６１ ６２ ６３ ６４ コンパレータ
６５ ６６ ６７ 論理和回路
６８ ６９ ７０ ７１ ７２ ７３ コンパレータ
７４ 論理和回路
Ｉ１ Ｉ２ Ｉ３ Ｉ４ Ｉ５ モータ電流
ＶＦＵＳＥ ヒューズの制御信号
ＶＩ モータ電流から換算した電圧信号
ＶＩ１ 正回転時モータ電流から換算した電圧信号
ＶＩ２ 逆回転時モータ電流から換算した電圧信号
ＶＩ３ スイッチング素子１１とスイッチング素子１３の間の電圧
ＶＩ４ スイッチング素子１２とスイッチング素子１４の間の電圧
ＶＩ５ コンデンサの電圧
ＶＩ６ 相１のモータ電流から換算した電圧信号
ＶＩ７ 相２のモータ電流から換算した電圧信号
ＶＩ８ 相３のモータ電流から換算した電圧信号
ＥＮ１ 過電流判定器の出力信号
ＥＮ２ ＭＯＳ全オフ判定器の出力信号
ＥＮ３ ＥＮ７ ＥＮ８ ＥＮ９ 過電流判定器の出力信号
ＥＮ４ ＥＮ５ ＥＮ１０ ＭＯＳ全オフ判定器の出力信号
ＥＮ６ クロック生成器の出力信号
Ｖ１１ Ｖ１２ Ｖ１３ Ｖ１４ Ｖ４８ Ｖ４９ スイッチング素子の制御信号
ＶＢ 電源電圧
Ｖｃ コンデンサ電圧
Ｖ１ 正回転時の過電流閾値
Ｖ２ 逆回転時の過電流閾値
Ｖ１＿Ｏ コンパレータ３９の出力
Ｖ２＿Ｏ コンパレータ４０の出力
Ｖ３ 正回転時の全オフ閾値
Ｖ４ 逆回転時の全オフ閾値
Ｖ３＿Ｏ コンパレータ４２の出力
Ｖ４＿Ｏ コンパレータ４３の出力
Ｖ５ 過電流閾値
Ｖ６ 全オフ閾値

Claims (7)

  1. 第１のソース端子または第１のドレイン端子のいずれかが電源電位側に接続され且つ前記第１のドレイン端子または前記第１のソース端子のいずれかがコイル負荷の一端の端子に接続された第１のスイッチング素子と、
    第２のドレイン端子または第２のソース端子のいずれかが接地電位側に接続され且つ前記第２のソース端子または前記第２のドレイン端子のいずれかが前記第１のスイッチング素子の前記第１のドレイン端子または前記第２のソース端子のいずれかに接続された第２のスイッチング素子と、
    第３のソース端子または第３のドレイン端子のいずれかが前記電源電位側に接続され且つ前記第１のドレイン端子または前記第１のソース端子のいずれかが前記負荷の他端の端子に接続された第３のスイッチング素子と、
    第４のドレイン端子または第４のソース端子のいずれかが前記接地電位側にが接続され且つ前記第４のソース端子または前記第４のドレイン端子のいずれかが前記第３のスイッチング素子の前記第３のドレイン端子または前記第３のソース端子のいずれかに他端が接続された第４のスイッチング素子と、
    前記電源電位と前記接地電位の間にその両端端子が接続されたコンデンサと、
    前記コンデンサの両端電圧を測定する電圧測定手段と、
    前記第１〜第４のスイッチング素子を個別にオン又はオフする制御手段とを有し、
    前記電圧測定手段は、前記コンデンサの前記両端電圧値が前記第１〜４のスイッチング素子の耐圧値に基づいて設定される所定電圧値以上であるか、又は前記所定電圧値未満であるかを検出し、
    前記制御手段は、前記負荷が接続された前記第１〜第４のスイッチング素子のオン又はオフする動作モードであるところの、第１のモードと第２のモードとを切り替える制御を行うか、または前記第１または第２のモードのいずれかによる制御を開始した後、前記第２のモードまたは前記第１のモードにモード切り替え制御を行うものであり、
    前記コンデンサの前記両端電圧が前記の所定電圧値以上の場合には、前記第１〜第４のスイッチング素子を前記第１のモードで動作させ、
    前記コンデンサの前記両端電圧が前記所定電圧値未満の場合には、前記第１〜第４のスイッチング素子を前記第２のモードで動作させるものであり、
    前記第１のモードは前記第１〜４のスイッチング素子の全てをオフする動作モードであり、
    前記第２のモードは、前記第２または第４の第スイッチング素子のいずれか一方をオンとし、かつ、それ以外の前記第１〜第４のスイッチング素子はすべてオフとすることにより、前記コイル負荷と、前記接地電位を含む閉じた電流経路を形成するものであり、
    前記コンデンサの容量値は、前記負荷に過電流が生じたことを検出した時刻における前記負荷に蓄積されたエネルギー値と、過電流検出後に前記第２のモードにより前記第２または第４のスイッチング素子のいずれかに流れる電流によって前記第２または第４のスイッチング素子のいずれかによって消費するエネルギー値との差分エネルギー値に基づいて定めされ、かつ、
    前記第１の動作モードによって、前記負荷及び前記第１〜第４のスイッチングに並列接続されたダイオード素子を介して前記ダイオードに供給される電気エネルギーにより上昇する
    前記コンデンサの前記両端電圧は、前記所定電圧値以下の値になるように定められることにを特徴とする負荷駆動装置。
  2. 前記負荷駆動回路装置において、前記負荷に流れる電流を検出する電流検出手段を備え、
    前記電流検出手段が、前記負荷に流れる電流の値は、前記負荷であるモータにとって過電流となる所定電流値以上であると判定した場合には過電流判定信号を生成し、
    前記判定信号を受けた前記制御手段では、前記負荷が接続された前記第１〜第４のスイッチング素子のオン又はオフする動作モードであるところの、第１のモードと第２のモードとを切り替える制御を行うか、又は前記第１または第２のモードのいずれかによる制御を開始した後、前記第２のモードまたは前記第１のモードにモード切り替え制御するように構成されたことを特徴とする請求項１に記載の負荷駆動装置。
  3. 前記電圧測定手段は、前記の第１と第２のスイッチング素子の接続点の電圧と、前記の第３と第４のスイッチング素子の接続点の電圧を検出することで構成することを特徴とする請求項１に記載の負荷駆動装置。
  4. 前記電圧測定手段は、前記負荷に流れる電流を検出することで構成することを特徴とする請求項１に記載の負荷駆動装置。
  5. 前記の所定電圧値および/または前記所定電流値は、
    外部装置またはマイクロプロセッサを有する制御手段からの設定信号によって変更することができることを特徴とする請求項１に記載の負荷駆動装置。
  6. 第１のソース端子または第１のドレイン端子のいずれかが電源電位側に接続され且つ前記第１のドレイン端子または前記第１のソース端子のいずれかがコイル負荷の一端の端子に接続された第１のスイッチング素子と、
    第２のドレイン端子または第２のソース端子のいずれかが接地電位側に接続され且つ前記第２のソース端子または前記第２のドレイン端子のいずれかが前記第１のスイッチング素子の前記第１のドレイン端子または前記第２のソース端子のいずれかに接続された第２のスイッチング素子と、
    第３のソース端子または第３のドレイン端子のいずれかが前記電源電位側に接続され且つ前記第１のドレイン端子または前記第１のソース端子のいずれかが前記負荷の他端の端子に接続された第３のスイッチング素子と、
    第４のドレイン端子または第４のソース端子のいずれかが前記接地電位側にが接続され且つ前記第４のソース端子または前記第４のドレイン端子のいずれかが前記第３のスイッチング素子の前記第３のドレイン端子または前記第３のソース端子のいずれかに他端が接続された第４のスイッチング素子と、
    前記電源電位と前記接地電位の間にその両端端子が接続されたコンデンサと、
    前記第１〜第４のスイッチング素子を個別にオン又はオフする制御手段とを有し、
    前記制御手段は、前記負荷が接続された前記第１〜第４のスイッチング素子のオン又はオフする動作モードであるところの、第１のモードと第２のモードとを切り替える制御を行うものであり、
    前記負荷に過電流が生じたことを検出した時、前記第１〜第４のスイッチング素子を前記第１のモードで動作させ、
    前記負荷に過電流が生じたことを検出した時刻から所定期間を終わった後、前記第１〜第４のスイッチング素子を前記第２のモードで動作させるものであり、
    前記第１のモードは前記第１〜４のスイッチング素子の全てをオフする動作モードであり、
    前記第２のモードは、前記第２または第４の第スイッチング素子のいずれか一方をオンとし、かつ、それ以外の前記第１〜第４のスイッチング素子はすべてオフとすることにより、前記コイル負荷と、前記接地電位を含む閉じた電流経路を形成するものであり、
    前記コンデンサの容量値は、前記負荷に過電流が生じたことを検出した時刻における前記負荷に蓄積されたエネルギー値と、過電流検出後に前記第２のモードにより前記第２または第４のスイッチング素子のいずれかに流れる電流によって前記第２または第４のスイッチング素子のいずれかによって消費するエネルギー値との差分エネルギー値に基づいて定めされ、かつ、
    前記第１の動作モードによって、前記負荷及び前記第１〜第４のスイッチングに並列接続されたダイオード素子を介して前記ダイオードに供給される電気エネルギーにより上昇する前記コンデンサの前記両端電圧が前記所定電圧値以下の値になるように定められることにを特徴とする負荷駆動装置。
  7. 前記制御手段は、前記負荷に過電流が流れたことを検出した場合には、前記第１〜第４のスイッチング素子を前記第２のモードで動作させ、
    前記負荷に過電流が流れたことを検出した時刻から所定期間を経過した後に、前記第１〜第４のスイッチング素子を前記第１のモードで動作させてるように構成されていることを特徴とする請求項６に記載の負荷駆動装置。
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