JP2017017936A - 電力変換装置及び電力変換システム - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング素子のサージエネルギー及びリンギングエネルギーを駆動回路に回生することによって効率の悪化を抑えつつ、リンギングの収束を早める電力変換装置及び電力変換システムを提供する。【解決手段】駆動回路ＧＤ０１は、半導体スイッチＳＷ０１を駆動する。半導体スイッチには並列にトランスＳＴ１の１次巻線ＳＴ１１とスナバコンデンサＳＣ１との直列回路が接続される。トランスの２次巻線ＳＴ１２に接続された整流回路ＢＤ１は、２次巻線の電圧を整流して直流出力を駆動回路に供給する。【選択図】図１

Description

本発明は、インバータやコンバータ等の電力変換装置及び電力変換システムに関する。

電力変換装置において、スイッチング素子のスイッチング速度の高速化に伴い、スイッチング素子のターンオフ時に回路中の寄生インダクタンスと半導体素子の寄生キャパシタンスの共振によりリンギングが発生しやすくなる。このため、ノイズの増加や過電圧の原因になっていた。

リンギングを低減する方法として知られているＣＲスナバは、リンギングのエネルギーを抵抗によって損失に変換することで、電圧振動成分を減らす。しかし、リンギングのエネルギーを損失に変換することから電力変換装置の効率向上の妨げになっていた。

非特許文献１は、サージのエネルギーを、抵抗で消費させるのではなく、半導体スイッチのゲート駆動回路の電源に回生して利用する方法を開示している。

第２９回スイッチング電源技術シンポジウム 小型・高効率電源実現技術講演資料

しかしながら、非特許文献１に開示されたサージのエネルギーを回生する方法は、半導体スイッチのターンオフ時に発生する電圧振動の最初のパルスであるサージと、それに続く振動であるリンギングのうち、サージしか回収できなかった。このため、リンギングの収束に時間がかかってしまう。

本発明の課題は、スイッチング素子のサージエネルギー及びリンギングエネルギーを駆動回路に回生することによって効率の悪化を抑えつつ、リンギングの収束を早める電力変換装置及び電力変換システムを提供する。

上記課題を解決するために、電力変換装置において、駆動回路は、半導体スイッチを駆動する。半導体スイッチには並列にトランスの１次巻線とスナバコンデンサとの直列回路が接続される。トランスの２次巻線に接続された整流回路は、２次巻線の電圧を整流して直流出力を駆動回路に供給する。

本発明によれば、トランスの１次巻線とスナバコンデンサとの直列回路が半導体スイッチに並列接続されているので、半導体スイッチに発生するリンギングの電圧振動成分による電流をトランスの１次巻線に流すことができる。トランスの１次巻線に流れた電流は、トランスの２次巻線に反映されて２次側の電流として流れ、整流回路によって整流され、駆動回路の電源として使うことができる。このため、リンギングのエネルギーを回生することができる。これによって、リンギング抑制に伴う効率の悪化を抑えつつ、リンギングの収束を早めることができる。

本発明の実施例１に係る電力変換装置の構成を示す図である。 本発明の実施例１に係る電力変換装置を３相インバータに適用した電力変換システムの構成を示す図である。 本発明の実施例１に係る電力変換装置の動作波形を示す図である。 本発明の実施例１に係る電力変換装置の各部の動作波形のタイミングチャートである。 本発明の実施例２に係る電力変換装置の構成を示す図である。 本発明の実施例３に係る電力変換装置を３相インバータに適用した電力変換システムの構成を示す図である。 本発明の実施例４に係る電力変換装置の構成を示す図である。 本発明の実施例５に係る電力変換装置の構成を示す図である。 本発明の実施例６に係る電力変換装置の構成を示す図である。

以下、本発明の実施の形態に係る電力変換装置及び電力変換システムについて、図面を参照しながら詳細に説明する。

（実施例１）
図１は、本発明の実施例１に係る電力変換装置の構成を示す図である。図１に示すように、実施例１に係る電力変換装置は、半導体スイッチＳＷ０１、駆動回路ＧＤ０１、トランスＳＴ１、スナバコンデンサＳＣ１、整流回路ＢＤ１、平滑コンデンサＳＣ２を備える。

半導体スイッチＳＷ０１は、ＭＯＳＦＥＴからなり、半導体スイッチＳＷ０１のドレイン端子Ｄ１（主電流端子）とソース端子ＳＭ１（主電流端子）に回生スナバＲＳ０１が接続されている。回生スナバＲＳ０１は以下のように構成される。トランスＳＴ１の１次側巻線ＳＴ１１とスナバコンデンサＳＣ１との直列回路が、半導体スイッチＳＷ０１のドレイン端子Ｄ１に繋がる配線とソース端子ＳＭ１に繋がる配線とに接続されている。

トランスＳＴ１の２次側巻線ＳＴ１２は、整流回路ＢＤ１の交流入力端子に接続され、整流回路ＢＤ１の直流出力端子は、回生エネルギー保持用コンデンサＳＣ２に接続されている。整流回路ＢＤ１は、例えば、ダイオードＤｉ１〜ダイオードＤｉ４による全波整流回路によって構成される。

整流回路ＢＤ１の直流出力端子の正電位の端子は、駆動回路ＧＤ０１の正電位の電源端子ＧＴ１に接続され、整流回路ＢＤ１の直流出力端子の負電位の端子は、駆動回路ＧＤ０１の負電位の電源端子ＧＴ２に接続されている。

なお、実施例１においては、駆動回路ＧＤ０１の負電位の電源端子ＧＴ２は、駆動回路ＧＤ０１の内部において、駆動回路ＧＤ０１の出力端子の基準電位端子ＧＴ４と接続されている。駆動回路ＧＤ０１の出力端子の信号端子ＧＴ３は、半導体スイッチＳＷ０１の制御端子Ｇ１に接続され、駆動回路ＧＤ０１の出力端子の基準電位端子ＧＴ４は、半導体スイッチＳＷ０１の制御端子Ｇ１の基準電位端子に接続されている。駆動回路ＧＤ０１は、半導体スイッチＳＷ０１の制御端子に制御信号を印加することにより半導体スイッチＳＷ０１をオンオフ駆動する。

図２は、本発明の実施例１に係る電力変換装置を３相インバータに適用した電力変換システムの構成を示す図である。図２において、直流電源Ｖ０１には平滑コンデンサＢＣ０１が接続され、平滑コンデンサＢＣ０１の両端にはＰ側バスバーＢＰ０１とＮ側バスバーＢＮ０１が接続されている。それらのバスバーの間には半導体スイッチＳＷ０１と半導体スイッチＳＷ０２の直列回路が接続されている。

半導体スイッチＳＷ０１と半導体スイッチＳＷ０２との直列回路の接続点は、出力用バスバーＢＵ０１に接続され、出力用バスバーＢＵ０１は、モーターＭ０１に接続されている。同様に、半導体スイッチＳＷ０３と半導体スイッチＳＷ０４との直列回路がＰ側バスバーＢＰ０１とＮ側バスバーＢＮ０１の間に接続されている。半導体スイッチＳＷ０５と半導体スイッチＳＷ０６との直列回路がＰ側バスバーＢＰ０１とＮ側バスバーＢＮ０１の間に接続されている。それぞれの直列回路の出力端子が出力用バスバーＢＵ０２，ＢＵ０３を介してモーターＭ０１に接続されている。

半導体スイッチＳＷ０１〜ＳＷ０６に対応して、駆動回路ＧＤ０１〜ＧＤ０６、回生スナバＲＳ０１〜ＲＳ０６が設けられている。半導体スイッチＳＷ０１〜ＳＷ０２、駆動回路ＧＤ０１〜ＧＤ０２、回生スナバＲＳ０１〜ＲＳ０２は、Ｕ相用である。半導体スイッチＳＷ０３〜ＳＷ０４、駆動回路ＧＤ０３〜ＧＤ０４、回生スナバＲＳ０３〜ＲＳ０４は、Ｖ相用である。半導体スイッチＳＷ０５〜ＳＷ０６、駆動回路ＧＤ０５〜ＧＤ０６、回生スナバＲＳ０５〜ＲＳ０６は、Ｗ相用である。半導体スイッチＳＷ０１〜ＳＷ０６、駆動回路ＧＤ０１〜ＧＤ０６及び回生スナバＲＳ０１〜ＲＳ０６は、直流電源Ｖ０１の直流電圧を交流電圧に変換して交流電圧によりモータＭ０１を駆動させる。

次に、実施例１に係る電力変換装置の動作について、図１〜図３を用いて説明する。図３（Ａ）は本発明を適用しない場合の、半導体スイッチＳＷ０１をターンオフした時のドレイン端子Ｄ１とソース端子ＳＭ１との間の電圧波形である。

半導体スイッチＳＷ０１をターンオフした後、電圧が上昇して電源電圧に達するが、バスバー等の寄生インダクタンスにより、サージ電圧が発生する。サージ電圧を起点としてバスバー等の寄生インダクタンスと、半導体スイッチＳＷ０１のオフ時のドレイン−ソース間容量の共振により、振動が残る。振動のエネルギーは、バスバー等の寄生抵抗によって消費され、やがて収束する。

しかし、一般的にバスバー等の寄生抵抗は、できる限り小さく設計されるため、振動の収束に時間がかかってしまう。図３（Ｂ）は本発明を適用した場合の、半導体スイッチＳＷ０１をターンオフした時のドレイン端子Ｄ１とソース端子ＳＭ１との間の電圧波形のうち、電源電圧付近の部分を拡大した図である。本発明を適用すると、リンギングの収束時間を大幅に低減することができる。その理由を以下に説明する。

半導体スイッチＳＷ０１のターンオフ時にドレイン端子Ｄ１とソース端子ＳＭ１との間に電圧振動が発生する。すると、半導体スイッチＳＷ０１に並列接続されている、スナバコンデンサＳＣ１とトランスＳＴ１の１次巻線ＳＴ１１との直列回路に図３（Ｂ）に示す電圧振動が印加される。１次巻線ＳＴ１１には、図３（Ｂ）に示す電圧振動をスナバコンデンサＳＣ１で微分した電流が流れるため、その波形は図３（Ｃ）のようになる。この電流はトランスＳＴ１の磁気回路を通じて２次巻線ＳＴ１２に反映され、２次巻線ＳＴ１２に接続された整流回路ＢＤ１によって整流され、図３（Ｄ）のような波形の電流になる。

この電流は、回生エネルギー保持用コンデンサＳＣ２に充電され、駆動回路ＧＤ０１の電源として使われる。ここで、図３（Ｃ）に示したトランスＳＴ１の１次巻線の電流波形のうち、最初の上に凸の振動ＲＥ０１はサージに対応する部分であり、これによって回生エネルギー保持用コンデンサＳＣ２が充電される。

このことは、半導体スイッチＳＷ０１のサージのエネルギーが回生エネルギー保持用コンデンサＳＣ２に充電されることを意味し、その分だけ半導体スイッチＳＷ０１のサージエネルギーが減るため、サージを低減することができる。

振動ＲＥ０１に続く下に凸の振動ＲＥ０２は、リンギングに対応する部分である。この部分もトランスＳＴ１の磁気回路を通じて２次巻線ＳＴ１２に反映され、それに接続された整流回路ＢＤ１によって整流され、回生エネルギー保持用コンデンサＳＣ２に充電される。

このことは、サージの場合と同様に、半導体スイッチＳＷ０１のリンギングのエネルギーが回生エネルギー保持用コンデンサＳＣ２に充電されることを意味し、その分だけ半導体スイッチＳＷ０１のリンギングのエネルギーを減らすことができる。従って、図３（Ｂ）に示す電圧の波高値を減らすことができる。この現象は図３（Ｃ）に示す、振動ＲＥ０２に続く上に凸の振動ＲＥ０３でも続いていき、それによってリンギングの収束を早めることができる。

なお、図３（Ｃ）で示した上に凸の振動ＲＥ０１は、電力変換回路の電源投入時にも発生する。このため、回生スナバＲＳ０１にて振動のエネルギーを回収することができ、電源投入時から動作することができる。

次に、リンギングエネルギーの回生による電力回収のタイミングとゲート駆動による電力消費のタイミングの関係について図４を用いて説明する。図４（Ａ）に半導体スイッチＳＷ０１のゲート信号を示す。

時刻Ｔ１において、ゲート信号がオフになり、図４（Ｂ）に示すように、半導体スイッチがターンオフしてリンギングが発生する。発生したリンギングは図４（Ｃ）に示すように回生電流により回生されて、回生エネルギー保持用コンデンサＳＣ２を充電する。

次に、時刻Ｔ２において、ゲート信号がオンになり、図４（Ｄ）に示すように、駆動回路ＧＤ０１からゲート駆動電流が消費される。このように、実施例１においては、エネルギーの回生と消費が１対になっている。このため、駆動周波数が高く、大きなゲート駆動電力を必要とするコンバータ等に適用した場合においても、ゲート駆動電力が不足することがない。

実施例１によれば、トランスＳＴ１の１次巻線ＳＴ１１とスナバコンデンサＳＣ１の直列回路が半導体スイッチＳＷ０１に並列接続されている。このため、半導体スイッチＳＷ０１に発生するリンギングの電圧振動成分による電流をトランスＳＴ１の１次巻線ＳＴ１１に流すことができる。トランスＳＴ１の１次巻線ＳＴ１１に流れた電流は、トランスＳＴ１の２次巻線ＳＴ１２に反映されて２次側の電流として流れ、整流回路ＢＤ２によって整流され、駆動回路ＧＤ０１の電源として使うことができる。このため、リンギングのエネルギーを回生することができる。これによって、リンギング抑制に伴う効率の悪化を抑えつつ、リンギングの収束を早めることができる。

また、半導体スイッチＳＷ０１の制御端子Ｇ１と主電流端子Ｄ１が分離している。これによって、主電流端子Ｄ１に接続したトランスＳＴ１の１次巻線ＳＴ１１とスナバコンデンサＳＣ１の直列回路に流れる電圧振動による振動電流が、制御端子Ｇ１に接続した駆動回路ＧＤ０１の制御回路に影響することがなくなる。従って、安定して半導体スイッチＳＷ０１の制御端子Ｇ１を駆動できるようになる。

（実施例２）
図５は、本発明の実施例２に係る電力変換装置の構成を示す図である。実施例２に係る電力変換装置は、図１に示す電力変換装置に対して、図５に示すように、さらに、直流電源Ｖと半導体スイッチＱ３とトランスＳＴ２が設けられるとともに、駆動回路ＧＤ０１が絶縁電源ＰＳ０１と制御回路ＢＵ０１を備えている。

直流電源Ｖの両端には、整流回路ＢＤ１の直流出力端子が接続されるとともに、トランスＳＴ２の１次巻線ＳＴ２１と半導体スイッチＱ３との直列回路が接続されている。絶縁電源ＰＳ０１は、トランスＳＴ２の２次巻線ＳＴ２２とダイオードＤ１との直列回路と、コンデンサＣ１とが並列に接続されて構成される。即ち、整流回路ＢＤ１の直流出力端子が絶縁電源ＰＳ０１のトランスＳＴ２の１次側に接続されており、整流回路ＢＤ１から直流出力が絶縁電源ＰＳ０１に供給される。

制御回路ＢＵ０１は、バイポーラ型のトランジスタＱ１とトランジスタＱ２との直列回路を有し、絶縁電源ＰＳ０１によりトランジスタＱ１とトランジスタＱ２とが動作して半導体スイッチＳＷ０１を駆動させる。

実施例２によれば、駆動回路ＧＤ０１が絶縁電源ＰＳ０１と制御回路ＢＵ０１を有するので、回生した電力を絶縁電源ＰＳ０１の１次側に戻した場合には絶縁電源ＰＳ０１を介して半導体スイッチＳＷ０１に駆動電力を供給できる。

また、駆動回路ＧＤ０１が複数ある場合には、絶縁電源ＰＳ０１の１次側は、他の半導体スイッチの絶縁電源の１次側に接続されているため、回生したリンギングエネルギーを複数の駆動回路に均等に分配できるので、電力変換装置の安定性が増す。また、回生した電力を制御回路に戻した場合には最短で配線することができるので、ノイズの発生を低減することができる。

また、トランスＳＴ１の２次巻線ＳＴ１２の巻数は、１次巻線ＳＴ１１の巻数よりも少なくても良い。このように構成することで、電力変換装置の主電源の電圧よりも駆動回路ＧＤ０１の電源電圧が低くなり、駆動回路ＧＤ０１への過電圧を防ぐことができ、電力変換装置の安定性が増す。さらに、トランスＳＴ１の巻数比が、主電源の電源電圧と駆動回路ＧＤ０１の電源電圧の比に近い巻数になっていることが望ましい。このように構成することで、より確実に駆動回路ＧＤ０１への過電圧を防ぐことができる。

（実施例３）
図６に示す実施例３に係る電力変換装置は、図５に示す実施例２に係る電力変換装置を３相インバータに適用した電力変換システムの構成を示す図である。半導体スイッチＳＷ０１と半導体スイッチＳＷ０２とが直列接続されてレグＬ０１を形成している直列回路において、絶縁電源ＰＳ０１が、レグＬ０１中の少なくとも１つのトランジスタ（半導体スイッチ）の駆動回路に接続されても良い。即ち、複数のトランジスタを直列に接続した直列回路のうち、少なくとも１つのトランジスタの駆動回路が絶縁電源ＰＳ０１を有する。

このような構成においては、電力変換装置の起動時に絶縁電源ＰＳ０１が接続された駆動回路ＧＤ０１が接続されたトランジスタをスイッチングすることにより、リンギングを発生させることができる。このリンギングが伝搬することによって、レグＬ０１中の絶縁電源に接続されていない他のトランジスタの駆動回路の電源を充電することができ、安定的に電力変換回路を起動できる。このため、直列接続されている全てのトランジスタの駆動回路に絶縁電源を持たせる必要がなくなり、少ない数の絶縁電源で済み、コストを低減できる。

また、レグが複数個存在し、他のレグＬ０２およびレグＬ０３が接続される電力変換システムを構成している場合にも、絶縁電源ＰＳ０１が少なくとも１つのレグであるレグＬ０１に接続されるように構成しても良い。

このような構成でも、電力変換システムの起動時に絶縁電源ＰＳ０１が接続された駆動回路ＧＤ０１を駆動させることによりリンギングを発生させることができる。このリンギングが伝搬することによって、隣のレグであるレグＬ０２およびレグ０３中のトランジスタの駆動回路の電源を充電することができ、安定的に電力変換システムを起動できる。このため、少ない数の絶縁電源で済み、コストを低減できる。

また、電力変換装置が複数あり、それらが並列接続されていることにより、ハーフブリッジ回路や３相交流インバータ回路などの電力変換システムを構成することができ、モーターなどの交流負荷の駆動を効率的に行うことができる。

（実施例４）
図７は、本発明の実施例４に係る電力変換装置の構成を示す図である。実施例４に係る電力変換装置は、図１に示す電力変換装置に対して、整流回路ＢＤ２が定電圧ダイオードからなるツェナーダイオードＺＤ１〜ＺＤ４で構成されることを特徴とする。

整流回路ＢＤ２をツェナーダイオードＺＤ１〜ＺＤ４で構成することで、リンギングが大きく回生エネルギーが大きくなる条件においても、駆動回路ＧＤ０１への供給電圧がツェナーダイオードＺＤ１〜ＺＤ４の降伏電圧よりも高くなることがない。このため、駆動回路ＧＤ０１へ安定した電力を供給することができる。また、過電圧によるゲートの破壊を防止することができる。

（実施例５）
図８は、本発明の実施例５に係る電力変換装置の構成を示す図である。実施例５に係る電力変換装置は、図１に示す電力変換装置に対して、整流回路ＢＤ３がダイオードＤｉ１〜Ｄｉ４の直流出力端子に直列にスナバ抵抗Ｒ１を接続したことを特徴とする。

このような構成によれば、ゲート駆動電力と駆動回路の電圧とで決まる等価抵抗が小さくてスナバのリンギング抑制効果が少なくなってしまう動作条件においても、整流回路ＢＤ３にスナバ抵抗Ｒ１が含まれている。このため、等価抵抗とスナバ抵抗Ｒ１との合計の抵抗値が増加して、リンギングを効率的に抑制することができる。

また、半導体スイッチＳＷ０１は、ワイドバンドギャップ半導体からなっていても良い。そのようにすることで、ユニポーラ形のデバイスを高耐圧・低抵抗で使用できる。ユニポーラ形のデバイスでは、バイポーラ形のデバイスと比較して、スイッチング素子のターンオフ時に過剰キャリアの消滅にかかる時間に伴うスイッチング損失が発生しない。このため、大幅にスイッチング損失を減らすことができる。また、ワイドバンドギャップ半導体による高速スイッチングは、サージおよびリンギングエネルギーを増大するため、本実施例の回生およびノイズ低減効果を顕著に発揮することができる。

なお、上記の説明では、ＭＯＳＦＥＴのゲートを駆動する駆動回路を例示したが、バイポーラトランジスタのベースを駆動する駆動回路においても同様の効果を得ることができる。バイポーラトランジスタの場合、ゲート端子がベース端子に、ドレイン端子がコレクタ端子に、ソース端子がエミッタ端子に対応する。

また、実施例１〜５では、整流回路としてブリッジダイオードからなる全波整流回路を例示したが、例えば２次巻線に中間タップを持つトランスの両端の巻線にそれぞれダイオードを接続した整流回路であっても、同様の効果を得ることができる。

（実施例６）
図９は、本発明の実施例６に係る電力変換装置の構成を示す図である。図９において、実施例１と同様の部分の説明は省略し、異なる部分のみを説明する。

図９に示すように、整流回路ＢＤ４は、ダイオードＤｉ１〜Ｄｉ４と、分圧回路ＶＤ１を備えている。分圧回路ＶＤ１は、例えば抵抗Ｒ２とツェナーダイオードＺＤ５とからなる直列回路で構成され、ダイオードＤｉ１〜Ｄｉ４の直流出力端子の両端に接続されている。

ツェナーダイオードＺＤ５の両端にはコンデンサＣ２が並列に接続されている。整流回路ＢＤ４の直流出力端子の正電位の端子は、駆動回路ＧＤ１１の正電位の電源端子ＧＴ１１に接続されている。整流回路ＢＤ４の直流端子の負電位の端子は、駆動回路ＧＤ１１の負電位の電源端子ＧＴ１２に接続されている。整流回路ＢＤ４の分圧回路ＶＤ１の分圧出力端子である抵抗Ｒ２とツェナーダイオードＺＤ５のカソードとの接続点は、駆動回路ＧＤ１１の基準電位の電源端子ＧＴ１５に接続されている。

実施例６において、駆動回路ＧＤ１１の基準電位の電源端子ＧＴ１５は、駆動回路ＧＤ１１の内部において、駆動回路ＧＤ１１の出力端子の基準電位端子ＧＴ１４に接続されている。駆動回路ＧＤ１１の出力端子の信号端子ＧＴ１３は、半導体スイッチＳＷ１１の制御端子Ｇ１１に接続されている。駆動回路の出力端子の基準電位端子ＧＴ１４は、半導体スイッチＳＷ１１の制御端子の基準電位端子に接続されている。

なお、整流回路ＢＤ４の分圧回路ＶＤ１で分圧した電圧を駆動回路ＧＤ１１の出力端子の基準電位端子ＧＴ１４に供給できるのは、本発明においては回生スナバ中にトランスＳＴ２１が含まれていることによる。また、トランスＳＴ２１により、回生スナバのリンギングエネルギー入力側の端子とリンギングエネルギーの出力側の端子が絶縁されていることによる。

次に、実施例６の動作について説明する。実施例６においては、半導体スイッチＳＷ１１がターンオフして、オフ状態にあるときの状況が実施例１の状況とは異なる。分圧回路ＶＤ１で分圧した電位を駆動回路ＧＤ１１の出力端子の基準電位にとっている。このため、半導体スイッチＳＷ１１がオフ時には、整流回路ＢＤ４の電圧のうち、分圧した電位から負側の電圧を半導体スイッチＳＷ１１の制御端子Ｇ１１に負電圧として印加することができる。

このようにすることによって、ノイズに対するマージンが増え、セルフターンオンなどの誤動作を防ぐことができる。なお、実施例６においても、実施例１で得られる効果を同様に得ることができる。

ＧＤ０１〜ＧＤ０６ 駆動回路
ＳＷ０１〜ＳＷ０６、ＳＷ１１ 半導体スイッチ
Ｇ１，Ｇ１１ 制御端子
Ｄ１，Ｄ１１ ドレイン端子
ＳＭ１ ソース端子
ＳＧ１ 制御端子の基準電位端子
ＲＳ０１ 回生スナバ
ＳＴ１ トランス
ＳＴ１１ １次巻線
ＳＴ１２ ２次巻線
ＳＣ１，ＳＣ１１ スナバコンデンサ
ＳＣ２，ＳＣ１２ 回生エネルギー保持用コンデンサ
ＢＤ１ 整流回路
Ｄｉ１〜Ｄｉ４ ダイオード
ＧＤ０１ 駆動回路
Ｖ０１ 直流電源
ＢＣ０１ 平滑コンデンサ
ＢＰ０１ Ｐ側バスバー
ＢＮ０１ Ｎ側バスバー
ＢＵ０１ 出力用バスバー
Ｍ０１ モーター
ＰＳ０１ 絶縁電源
ＢＵ０１ 制御回路
ＺＤ１〜ＺＤ４ ツェナーダイオード
ＶＤ１ 分圧回路

Claims (10)

1. 半導体スイッチと、
   前記半導体スイッチの制御端子に接続され、前記半導体スイッチを駆動する駆動回路と、
   前記半導体スイッチの主電流端子に並列接続され、トランスの１次巻線とスナバコンデンサとからなる直列回路と、
   前記トランスの２次巻線に接続され、前記２次巻線の電圧を整流して直流出力を前記駆動回路に供給する整流回路と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記駆動回路は、前記整流回路から前記直流出力が供給される絶縁電源と、前記絶縁電源により動作して前記半導体スイッチを駆動させる制御回路とを備えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記半導体スイッチは、複数のトランジスタが直列に接続された直列回路から構成され、この直列回路のうちの少なくとも１つのトランジスタを駆動する前記駆動回路が前記絶縁電源を有することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記整流回路は、前記整流回路の直流出力端子に接続されたスナバ抵抗を備えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記整流回路は、前記整流回路の直流出力端子に並列に接続された分圧回路を備えることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記整流回路は、定電圧ダイオードから構成されていることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記トランスの前記２次巻線の巻数は、前記１次巻線の巻数よりも少ないことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記半導体スイッチの制御端子は、前記主電流端子と分離されていることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記半導体スイッチは、ワイドバンドギャップ半導体からなることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 請求項１乃至９のいずれか１項に記載された前記電力変換装置を複数設け、
    複数の前記電力変換装置を並列に接続して構成されることを特徴とする電力変換システム。

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