JP2017163232A

JP2017163232A - Filter circuit, duplexer circuit, and front-end circuit

Info

Publication number: JP2017163232A
Application number: JP2016043920A
Authority: JP
Inventors: 三宅　智之; Tomoyuki Miyake; 智之三宅
Original assignee: Taiyo Yuden Co Ltd
Current assignee: Taiyo Yuden Co Ltd
Priority date: 2016-03-07
Filing date: 2016-03-07
Publication date: 2017-09-14

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To improve characteristics in a frequency higher than that of a passing band.SOLUTION: A filter circuit comprises: a filter 10 including an input terminal; a first passage 18a that is connected between an amplifier circuit 12 and the input terminal, and conforms an input impedance of the amplifier circuit and an input impedance of the input terminal in a passing band of the filter; a second passage 18b that is connected between a termination circuit 19 and the input terminal, and conforms a termination impedance of the termination circuit and the input impedance of the input terminal in the termination circuit in a predetermined frequency higher than the passing band; and a coupling circuit 16 that couples the first and second passages, and is connected to the input terminal.SELECTED DRAWING: Figure 12

Description

本発明は、フィルタ回路、デュプレクサ回路およびフロントエンド回路であり、例えば、増幅回路の出力が入力されるフィルタを有するフィルタ回路、デュプレクサ回路およびフロントエンド回路である。 The present invention is a filter circuit, a duplexer circuit, and a front-end circuit, for example, a filter circuit, a duplexer circuit, and a front-end circuit having a filter to which an output of an amplifier circuit is input.

移動体通信の端末等の送信回路には、送信信号を増幅する増幅回路と、増幅された送信信号をフィルタリングするフィルタと、が用いられる。増幅回路の出力インピーダンスとフィルタの入力インピーダンスとが異なる場合、増幅回路とフィルタとの間にインピーダンス整合回路を設ける（特許文献１）。 An amplifier circuit that amplifies a transmission signal and a filter that filters the amplified transmission signal are used in a transmission circuit such as a mobile communication terminal. When the output impedance of the amplifier circuit and the input impedance of the filter are different, an impedance matching circuit is provided between the amplifier circuit and the filter (Patent Document 1).

特表２０１５−５１０３５９号公報Special table 2015-510359 gazette

しかしながら、フィルタの通過帯域において増幅回路の出力インピーダンスとフィルタの入力インピーダンスとを整合させても、通過帯域より周波数の高い所定の周波数ではインピーダンスが整合しない場合がある。このため、所定の周波数においてフィルタ特性が劣化することがある。 However, even if the output impedance of the amplifier circuit and the input impedance of the filter are matched in the pass band of the filter, the impedance may not match at a predetermined frequency higher than the pass band. For this reason, the filter characteristics may deteriorate at a predetermined frequency.

本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、通過帯域より高い周波数における特性を改善することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above problems, and an object thereof is to improve characteristics at frequencies higher than the passband.

本発明は、入力端子を有するフィルタと、増幅回路と前記入力端子との間に接続され、前記フィルタの通過帯域において前記増幅回路の出力インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第１経路と、終端回路と前記入力端子との間に接続され、前記通過帯域より高い所定の周波数において前記終端回路の終端インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第２経路と、前記第１経路と前記第２経路とを結合し前記入力端子に接続する結合回路と、を具備するフィルタ回路である。 The present invention provides a filter having an input terminal, a first path connected between the amplifier circuit and the input terminal, and matching the output impedance of the amplifier circuit and the input impedance of the input terminal in the pass band of the filter. And a second path connected between the termination circuit and the input terminal and matching the termination impedance of the termination circuit and the input impedance of the input terminal at a predetermined frequency higher than the passband, and the first path And a coupling circuit that couples the second path and connects to the input terminal.

上記構成において、前記結合回路は、前記第１経路と前記入力端子との間に接続されたローパスフィルタと、前記第２経路と前記入力端子とに間に接続されたハイパスフィルタと、の少なくとも一方を有する構成とすることができる。 In the above configuration, the coupling circuit includes at least one of a low-pass filter connected between the first path and the input terminal, and a high-pass filter connected between the second path and the input terminal. It can be set as the structure which has these.

上記構成において、前記第１経路は、前記増幅回路と前記結合回路との間に接続され、前記フィルタの通過帯域において前記増幅回路の出力インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第１整合回路を有する構成とすることができる。 In the above-described configuration, the first path is connected between the amplifier circuit and the coupling circuit, and a first matching that matches an output impedance of the amplifier circuit and an input impedance of the input terminal in a pass band of the filter. A structure having a circuit can be employed.

上記構成において、前記第２経路は、前記終端回路と前記結合回路との間に接続され、前記所定の周波数において前記終端回路の終端インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第２整合回路を有する構成とすることができる。 In the above configuration, the second path is connected between the termination circuit and the coupling circuit, and matches the termination impedance of the termination circuit and the input impedance of the input terminal at the predetermined frequency. It can be set as the structure which has these.

本発明は、入力端子を有するフィルタと、増幅回路と前記入力端子との間に接続され、前記フィルタの通過帯域において前記増幅回路の出力インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第１経路と、前記増幅回路と前記入力端子との間に接続され、前記通過帯域より高い所定の周波数において前記増幅回路の出力インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第２経路と、前記増幅回路の出力を分岐し前記第１経路と前記第２経路とに接続する分岐回路と、前記第１経路と前記第２経路とを結合し前記入力端子に接続する結合回路と、を具備するフィルタ回路である。 The present invention provides a filter having an input terminal, a first path connected between the amplifier circuit and the input terminal, and matching the output impedance of the amplifier circuit and the input impedance of the input terminal in the pass band of the filter. And a second path connected between the amplifier circuit and the input terminal and matching the output impedance of the amplifier circuit and the input impedance of the input terminal at a predetermined frequency higher than the passband, and the amplifier circuit And a coupling circuit that couples the first path and the second path and connects the input path to the input terminal. It is.

上記構成において、前記分岐回路は、前記増幅回路と前記第１経路との間に接続されたローパスフィルタと、前記増幅回路と前記第２経路との間に接続されたハイパスフィルタと、の少なくとも一方を有し、前記結合回路は、前記第１経路と前記入力端子との間に接続されたローパスフィルタと、前記第２経路と前記入力端子との間に接続されたハイパスフィルタと、の少なくとも一方を有する構成とすることができる。 In the above configuration, the branch circuit includes at least one of a low-pass filter connected between the amplifier circuit and the first path, and a high-pass filter connected between the amplifier circuit and the second path. And the coupling circuit includes at least one of a low-pass filter connected between the first path and the input terminal, and a high-pass filter connected between the second path and the input terminal. It can be set as the structure which has these.

上記構成において、前記第１経路は、前記分岐回路と前記結合回路との間に接続され、前記フィルタの通過帯域において前記増幅回路の出力インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第１整合回路を有する構成とすることができる。 In the above-described configuration, the first path is connected between the branch circuit and the coupling circuit, and a first matching that matches an output impedance of the amplifier circuit and an input impedance of the input terminal in a pass band of the filter. A structure having a circuit can be employed.

上記構成において、前記第２経路は、前記分岐回路と前記結合回路との間に接続され、前記所定の周波数において前記増幅回路の出力インピーダンスと前記入力端子の入力インピーダンスとを整合させる第２整合回路を有する構成とすることができる。 In the above configuration, the second path is connected between the branch circuit and the coupling circuit, and matches the output impedance of the amplifier circuit and the input impedance of the input terminal at the predetermined frequency. It can be set as the structure which has these.

上記構成において、前記所定の周波数は前記通過帯域の高調波の周波数である構成とすることができる。 In the above configuration, the predetermined frequency may be a harmonic frequency of the passband.

本発明は、上記フィルタ回路であって、共通端子と送信端子との間に接続され、前記フィルタの出力端子が前記共通端子に接続されたフィルタ回路と、前記共通端子と受信端子との間に接続された受信フィルタと、を具備するデュプレクサ回路である。 The present invention is the above-described filter circuit, wherein the filter circuit is connected between a common terminal and a transmission terminal, and an output terminal of the filter is connected to the common terminal, and between the common terminal and the reception terminal. A duplexer circuit including a reception filter connected thereto;

本発明は、上記フィルタ回路であって、第１共通端子と第１送信端子との間に接続され前記フィルタの出力端子が前記第１共通端子に接続されたフィルタ回路と、前記第１共通端子と第２受信端子との間に接続された第１受信フィルタと、を有し、前記第１共通端子がアンテナに接続された第１デュプレクサと、前記アンテナに接続された第２共通端子と第２送信端子との間に接続された送信フィルタと、前記第２共通端子と第２受信端子との間に接続され前記高調波の周波数と重なる通過帯域を有する第２受信フィルタと、を有する第２デュプレクサと、を具備するフロントエンド回路である。 The present invention is the above filter circuit, wherein the filter circuit is connected between the first common terminal and the first transmission terminal, and the output terminal of the filter is connected to the first common terminal, and the first common terminal. A first reception filter connected between the first reception filter and the second reception terminal, wherein the first common terminal is connected to the antenna; the second common terminal connected to the antenna; A transmission filter connected between the second transmission terminal and a second reception filter connected between the second common terminal and the second reception terminal and having a passband overlapping the harmonic frequency. 2 is a front-end circuit including two duplexers.

本発明によれば、通過帯域より高い周波数における特性を改善することができる。 According to the present invention, characteristics at a frequency higher than the pass band can be improved.

図１（ａ）は、比較例１に係るフィルタ回路の回路図、図１（ｂ）は、増幅回路の利得の周波数特性の例を示す図、図１（ｃ）は、増幅回路の出力インピーダンスの例を示すスミスチャートである。1A is a circuit diagram of a filter circuit according to Comparative Example 1, FIG. 1B is a diagram illustrating an example of gain frequency characteristics of the amplifier circuit, and FIG. 1C is an output impedance of the amplifier circuit. It is a Smith chart which shows the example of. 図２（ａ）は、比較例１を用いたデュプレクサ回路の回路図、図２（ｂ）は、シミュレーションに用いた入力インピーダンスを示すスミスチャートである。FIG. 2A is a circuit diagram of a duplexer circuit using Comparative Example 1, and FIG. 2B is a Smith chart showing input impedance used in the simulation. 図３（ａ）は、送信フィルタにおける周波数に対する減衰量のシミュレーション結果を示す図、図３（ｂ）は、周波数が１６４５ＭＨｚにおける位相に対する減衰量を示す図である。FIG. 3A is a diagram showing a simulation result of the attenuation amount with respect to the frequency in the transmission filter, and FIG. 3B is a diagram showing the attenuation amount with respect to the phase when the frequency is 1645 MHz. 図４は、実施例１に係るフィルタ回路を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram illustrating the filter circuit according to the first embodiment. 図５（ａ）は、比較例１におけるシミュレーションを行なったフィルタ回路の回路図、図５（ｂ）は、比較例１の減衰特性を示す図である。FIG. 5A is a circuit diagram of a filter circuit for which a simulation in Comparative Example 1 was performed, and FIG. 5B is a diagram illustrating an attenuation characteristic of Comparative Example 1. 図６は、実施例１におけるシミュレーションを行なったフィルタ回路の回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram of a filter circuit for which a simulation is performed in the first embodiment. 図７（ａ）は、実施例１の減衰特性を示す図、図７（ｂ）は、周波数が３．９ＧＨｚにおける位相に対する減衰量を示す図である。FIG. 7A is a diagram illustrating the attenuation characteristics of the first embodiment, and FIG. 7B is a diagram illustrating the attenuation amount with respect to the phase at a frequency of 3.9 GHz. 図８（ａ）および図８（ｂ）は、それぞれ比較例１および実施例１のインピーダンスを説明する図である。FIGS. 8A and 8B are diagrams illustrating the impedances of Comparative Example 1 and Example 1, respectively. 図９（ａ）から図９（ｃ）は、実施例１の変形例に係るフィルタ回路の回路図（その１）である。FIG. 9A to FIG. 9C are circuit diagrams (part 1) of a filter circuit according to a modification of the first embodiment. 図１０（ａ）から図１０（ｃ）は、実施例１の変形例に係るフィルタ回路の回路図（その２）である。FIG. 10A to FIG. 10C are circuit diagrams (part 2) of a filter circuit according to a modification of the first embodiment. 図１１（ａ）から図１１（ｃ）は、実施例１の変形例に係るフィルタ回路の回路図（その３）である。FIG. 11A to FIG. 11C are circuit diagrams (part 3) of a filter circuit according to a modification of the first embodiment. 図１２（ａ）は、実施例２に係るフィルタ回路を示す回路図、図１２（ｂ）は、実施例２のインピーダンスを説明する図である。FIG. 12A is a circuit diagram illustrating a filter circuit according to the second embodiment, and FIG. 12B is a diagram illustrating the impedance of the second embodiment. 図１３（ａ）から図１３（ｃ）は、実施例２の変形例に係るフィルタ回路の回路図（その１）である。FIG. 13A to FIG. 13C are circuit diagrams (part 1) of a filter circuit according to a modification of the second embodiment. 図１４（ａ）から図１４（ｃ）は、実施例２の変形例に係るフィルタ回路の回路図（その２）である。FIG. 14A to FIG. 14C are circuit diagrams (part 2) of a filter circuit according to a modification of the second embodiment. 図１５（ａ）から図１５（ｆ）は、ローパスフィルタとして機能する整合回路の例である。FIG. 15A to FIG. 15F are examples of matching circuits that function as a low-pass filter. 図１６（ａ）から図１６（ｆ）は、ハイパスフィルタとして機能する整合回路の例である。FIG. 16A to FIG. 16F are examples of matching circuits that function as high-pass filters. 図１７（ａ）および図１７（ｂ）は、実施例３に係るフィルタ回路の回路図である。FIG. 17A and FIG. 17B are circuit diagrams of the filter circuit according to the third embodiment. 図１８は、比較例２に係るフロントエンド回路を示す回路図である。FIG. 18 is a circuit diagram illustrating a front-end circuit according to the second comparative example. 図１９は、実施例４に係るフロントエンド回路の回路図である。FIG. 19 is a circuit diagram of a front-end circuit according to the fourth embodiment. 図２０は、実施例５に係る通信機器の例である。FIG. 20 is an example of a communication device according to the fifth embodiment.

まず、増幅回路の特性について説明する。増幅回路においては、主信号を増幅するときに、主信号の高調波（２倍波および３倍波等）が生成されやすい。また、増幅回路の出力インピーダンスは周波数依存性が大きい。 First, the characteristics of the amplifier circuit will be described. In the amplifier circuit, when the main signal is amplified, harmonics (second harmonic, third harmonic, etc.) of the main signal are likely to be generated. In addition, the output impedance of the amplifier circuit is highly frequency dependent.

図１（ａ）は、比較例１に係るフィルタ回路の回路図、図１（ｂ）は、増幅回路の利得の周波数特性の例を示す図、図１（ｃ）は、増幅回路の出力インピーダンスの例を示すスミスチャートである。図１（ａ）に示すように、フィルタ回路１１０は、整合回路１４およびバンドパスフィルタ１０を備えている。増幅回路１２の出力がフィルタ回路１１０に入力する。増幅回路１２の出力は整合回路１４を介しフィルタ１０の入力端子に接続されている。増幅回路１２は、周波数ｆ１の主信号を増幅する。整合回路１４は増幅回路１２の出力インピーダンスとフィルタ１０の入力インピーダンスとを整合させる。フィルタ１０は、主信号の周波数ｆ１を通過帯域とし、増幅回路１２が増幅した信号をフィルタリングする。増幅回路１２としてＬＴＥバンドＢ１８の送信信号用の増幅回路とし、主信号の周波数ｆ１を約８２０ＭＨｚ、主信号の２倍波の周波数ｆ２を約１６４０ＭＨｚとする。なおＬＴＥバンドは、ＬＴＥ規格（Ｅ−ＵＴＲＡ Operating Band）に対応する周波数帯である。 1A is a circuit diagram of a filter circuit according to Comparative Example 1, FIG. 1B is a diagram illustrating an example of gain frequency characteristics of the amplifier circuit, and FIG. 1C is an output impedance of the amplifier circuit. It is a Smith chart which shows the example of. As shown in FIG. 1A, the filter circuit 110 includes a matching circuit 14 and a bandpass filter 10. The output of the amplifier circuit 12 is input to the filter circuit 110. The output of the amplifier circuit 12 is connected to the input terminal of the filter 10 via the matching circuit 14. The amplifier circuit 12 amplifies the main signal having the frequency f1. The matching circuit 14 matches the output impedance of the amplifier circuit 12 and the input impedance of the filter 10. The filter 10 filters the signal amplified by the amplifier circuit 12 using the frequency f1 of the main signal as a pass band. The amplifier circuit 12 is an amplifier circuit for a transmission signal of the LTE band B18, and the main signal frequency f1 is about 820 MHz, and the double frequency f2 of the main signal is about 1640 MHz. The LTE band is a frequency band corresponding to the LTE standard (E-UTRA Operating Band).

図１（ｂ）に示すように、周波数ｆ１およびｆ２での利得はそれぞれ約１３．２ｄＢおよび−５０ｄＢである。図１（ｃ）に示すように、周波数ｆ１における出力インピーダンスは４６．０＋ｊ７．９である。このときのＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio）は約１．２であり、出力インピーダンスはほぼ５０Ωとなっている。一方、周波数ｆ２における出力インピーダンスは１．７＋ｊ３．１であり、ＶＳＷＲは約２９．５である。このように周波数ｆ２では出力インピーダンスが５０Ωから大きくずれている。 As shown in FIG. 1B, the gains at frequencies f1 and f2 are about 13.2 dB and −50 dB, respectively. As shown in FIG. 1C, the output impedance at the frequency f1 is 46.0 + j7.9. At this time, the VSWR (Voltage Standing Wave Ratio) is about 1.2, and the output impedance is about 50Ω. On the other hand, the output impedance at the frequency f2 is 1.7 + j3.1, and the VSWR is about 29.5. Thus, the output impedance is greatly deviated from 50Ω at the frequency f2.

以上のように、増幅回路１２の出力インピーダンスは、主信号を増幅する周波数帯域では、ほぼ基準インピーダンスとなるように設定されている。しかし、周波数の異なる例えば２倍波の周波数における増幅回路の出力インピーダンスは、基準インピーダンスとは異なる。一方、フィルタ１０の入力インピーダンスは基準インピーダンス等の一定のインピーダンスであり、かつその周波数依存はほとんどないことを前提に設計されている。 As described above, the output impedance of the amplifier circuit 12 is set to be substantially the reference impedance in the frequency band for amplifying the main signal. However, the output impedance of the amplifier circuit at a different frequency, for example, a frequency of the second harmonic, is different from the reference impedance. On the other hand, the input impedance of the filter 10 is designed on the assumption that it is a constant impedance such as a reference impedance and has almost no frequency dependence.

そこで、通過帯域より高周波側において、フィルタ回路の入力端子に基準インピーダンスである５０Ωと異なるインピーダンスが接続された場合のフィルタ１０の減衰特性をシミュレーションした。 Therefore, the attenuation characteristics of the filter 10 were simulated when an impedance different from the reference impedance of 50Ω was connected to the input terminal of the filter circuit on the higher frequency side than the pass band.

図２（ａ）は、比較例１を用いたデュプレクサ回路の回路図、図２（ｂ）は、シミュレーションに用いた送信インピーダンスを示すスミスチャートである。デュプレクサ回路１１２はＬＴＥバンドＢ１８用である。図２（ａ）に示すように、デュプレクサ２０は、送信フィルタ２０ａおよび受信フィルタ２０ｂを有している。送信フィルタ２０ａは共通端子Ａｎｔと送信端子Ｔｘとの間に接続されている。受信フィルタ２０ｂは共通端子Ａｎｔと受信端子Ｒｘとの間に接続されている。共通端子Ａｎｔと送信フィルタ２０ａおよび受信フィルタ２０ｂとの間に整合回路２６が接続されている。送信端子Ｔｘと送信フィルタ２０ａとの間に整合回路２４ａが接続されている。受信端子Ｒｘと受信フィルタ２０ｂとの間に整合回路２４ｂが接続されている。整合回路２４ａ、２４ｂおよび２６は、インピーダンスを整合させる回路である。共通端子Ａｎｔおよび受信端子Ｒｘは、５０Ωの終端抵抗Ｒで終端されている。送信端子Ｔｘにはインピーダンス素子２８が接続されている。 FIG. 2A is a circuit diagram of a duplexer circuit using Comparative Example 1, and FIG. 2B is a Smith chart showing transmission impedance used in the simulation. The duplexer circuit 112 is for the LTE band B18. As shown in FIG. 2A, the duplexer 20 includes a transmission filter 20a and a reception filter 20b. The transmission filter 20a is connected between the common terminal Ant and the transmission terminal Tx. The reception filter 20b is connected between the common terminal Ant and the reception terminal Rx. A matching circuit 26 is connected between the common terminal Ant and the transmission filter 20a and the reception filter 20b. A matching circuit 24a is connected between the transmission terminal Tx and the transmission filter 20a. A matching circuit 24b is connected between the reception terminal Rx and the reception filter 20b. The matching circuits 24a, 24b, and 26 are circuits that match impedances. The common terminal Ant and the reception terminal Rx are terminated with a 50Ω termination resistor R. An impedance element 28 is connected to the transmission terminal Tx.

図２（ｂ）を参照し、インピーダンス素子２８の送信インピーダンスＺｔｘを５０Ω（図２（ｂ）の黒点に相当する）として送信フィルタ２０の減衰特性をシミュレーションした。また、１．３２ＧＨｚ以上において、送信インピーダンスＺｔｘのＶＳＷＲを３０とし位相を変化させ（図２（ｂ）のＸに相当する）送信フィルタ２０の減衰特性をシミュレーションした。 With reference to FIG. 2B, the attenuation characteristic of the transmission filter 20 was simulated by setting the transmission impedance Ztx of the impedance element 28 to 50Ω (corresponding to the black point in FIG. 2B). Further, at 1.32 GHz or more, the VSWR of the transmission impedance Ztx is set to 30, and the phase is changed (corresponding to X in FIG. 2B) to simulate the attenuation characteristic of the transmission filter 20.

図３（ａ）は、送信フィルタにおける周波数に対する減衰量のシミュレーション結果を示す図、図３（ｂ）は、周波数が１６４５ＭＨｚにおける位相に対する減衰量を示す図である。図３（ａ）を参照し、太線は送信インピーダンスＺｔｘを５０Ωのとしたとき（図２（ｂ）の黒点に対応する）の減衰特性である。点線は送信インピーダンスＺｔｘのＶＳＷＲを３０とし位相を変えたとき（図２（ｂ）のＸに対応する）の減衰特性である。送信インピーダンスＺｔｘの位相が回転すると送信フィルタ２０ａの減衰特性が変化する。図３（ｂ）に示すように、送信インピーダンスＺｔｘが５０Ωのとき、位相が変化しても減衰量は一定である。ＶＳＷＲが３０のとき、位相によって減衰量が変化する。この例では位相が９０°から１３０°において、減衰量が劣化する。 FIG. 3A is a diagram showing a simulation result of the attenuation amount with respect to the frequency in the transmission filter, and FIG. 3B is a diagram showing the attenuation amount with respect to the phase when the frequency is 1645 MHz. Referring to FIG. 3A, the thick line represents the attenuation characteristic when the transmission impedance Ztx is 50Ω (corresponding to the black dot in FIG. 2B). The dotted line represents the attenuation characteristic when the phase is changed with the VSWR of the transmission impedance Ztx being 30 (corresponding to X in FIG. 2B). When the phase of the transmission impedance Ztx rotates, the attenuation characteristic of the transmission filter 20a changes. As shown in FIG. 3B, when the transmission impedance Ztx is 50Ω, the attenuation is constant even if the phase changes. When VSWR is 30, the amount of attenuation changes depending on the phase. In this example, the attenuation is deteriorated when the phase is 90 ° to 130 °.

このように、通過帯域の２倍波において、送信端子Ｔｘに送信信号を出力する増幅回路の出力インピーダンスが基準インピーダンスからずれていると、送信フィルタ２０ａに所望の減衰量が得られない可能性がある。例えば、インピーダンス整合されていれば増幅回路１２および／またはフィルタ１０の製造ばらつきにより位相が変化してもフィルタ１０の減衰量はほとんど変わらない。ところが、図３（ｂ）のように、インピーダンス整合されていないと、増幅回路１２および／またはフィルタ１０の製造ばらつきにより位相が変化するとフィルタ１０の減衰量が大きく変動してしまう。このため、増幅回路１２で生成された主信号の高調波（例えば２倍波および／または３倍波）がフィルタ１０で十分に抑圧されない可能性がある。 Thus, in the second harmonic of the pass band, if the output impedance of the amplifier circuit that outputs the transmission signal to the transmission terminal Tx deviates from the reference impedance, there is a possibility that a desired attenuation amount cannot be obtained in the transmission filter 20a. is there. For example, if the impedance is matched, the attenuation of the filter 10 hardly changes even if the phase changes due to manufacturing variations of the amplifier circuit 12 and / or the filter 10. However, as shown in FIG. 3B, if the impedance is not matched, if the phase changes due to manufacturing variations of the amplifier circuit 12 and / or the filter 10, the attenuation amount of the filter 10 greatly fluctuates. For this reason, the harmonics (for example, second harmonic and / or third harmonic) of the main signal generated by the amplifier circuit 12 may not be sufficiently suppressed by the filter 10.

図４は、実施例１に係るフィルタ回路を示す回路図である。図４に示すように、フィルタ回路１００は、分岐回路１７、整合回路１４ａおよび１４ｂ、結合回路１６およびフィルタ１０を有する。増幅回路１２とフィルタ１０との間に分岐回路１７、整合回路１４ａおよび１４ｂ、並びに結合回路１６が接続されている。分岐回路１７はダイプレクサであり、増幅回路１２の出力を２つの経路１８ａと１８ｂに分岐する。経路１８ａは低周波経路であり、経路１８ｂは高周波経路である。経路１８ａに整合回路１４ａが設けられている。経路１８ｂに整合回路１４ｂが設けられている。結合回路１６はダイプレクサであり、経路１８ａと１８ｂとを結合し、フィルタ１０の入力端子Ｉｎに接続する。 FIG. 4 is a circuit diagram illustrating the filter circuit according to the first embodiment. As illustrated in FIG. 4, the filter circuit 100 includes a branch circuit 17, matching circuits 14 a and 14 b, a coupling circuit 16, and a filter 10. A branch circuit 17, matching circuits 14 a and 14 b, and a coupling circuit 16 are connected between the amplifier circuit 12 and the filter 10. The branch circuit 17 is a diplexer, and branches the output of the amplifier circuit 12 into two paths 18a and 18b. The path 18a is a low frequency path, and the path 18b is a high frequency path. A matching circuit 14a is provided in the path 18a. A matching circuit 14b is provided in the path 18b. The coupling circuit 16 is a diplexer, couples the paths 18 a and 18 b, and connects to the input terminal In of the filter 10.

増幅回路１２の出力インピーダンスはフィルタ１０の通過帯域において基準インピーダンス（例えば５０Ω）であり、通過帯域より高周波側（例えば通過帯域の２倍波）において基準インピーダンスからずれている。分岐回路１７は、通過帯域の主信号５０ａを経路１８ａに通過させ、経路１８ｂには通過させない、また、分岐回路１７は通過帯域の２倍波（すなわち主信号の２倍波）の信号５０ｂを経路１８ｂに通過させ、経路１８ａには通過させない。整合回路１４ａは，通過帯域において増幅回路１２の出力インピーダンス（例えば５０Ω）をフィルタ１０の入力インピーダンスに整合させる。整合回路１４ｂは通過帯域の２倍波の周波数において、増幅回路１２の出力インピーダンス（例えば５０Ω）をフィルタ１０の入力インピーダンスに整合させる。結合回路１６は、経路１８ａの通過帯域の信号と経路１８ｂの２倍波の信号２０ｂとを合成しフィルタ１０の入力端子Ｉｎに出力する。結合回路１６は、経路１８ａの通過帯域の主信号５０ａをフィルタ１０に通過させ、経路１８ａの通過帯域の２倍波の信号をフィルタ１０に通過させない。また、結合回路１６は、経路１８ｂの通過帯域の２倍波の信号５０ｂをフィルタ１０に通過させ、経路１８ｂの通過帯域の主信号をフィルタ１０に通過させない。フィルタ１０は、通過帯域の信号を出力端子Ｏｕｔに出力する。 The output impedance of the amplifier circuit 12 is a reference impedance (for example, 50Ω) in the pass band of the filter 10, and deviates from the reference impedance on a higher frequency side (for example, a second harmonic of the pass band) than the pass band. The branch circuit 17 passes the main signal 50a in the pass band through the path 18a and does not pass through the path 18b. The branch circuit 17 passes the signal 50b having the second harmonic in the pass band (that is, the second harmonic of the main signal). It passes through the path 18b and does not pass through the path 18a. The matching circuit 14a matches the output impedance (for example, 50Ω) of the amplifier circuit 12 with the input impedance of the filter 10 in the pass band. The matching circuit 14b matches the output impedance (for example, 50Ω) of the amplifier circuit 12 with the input impedance of the filter 10 at the frequency of the second harmonic of the pass band. The coupling circuit 16 synthesizes the signal in the passband of the path 18 a and the double wave signal 20 b of the path 18 b and outputs the synthesized signal to the input terminal In of the filter 10. The coupling circuit 16 passes the main signal 50a in the pass band of the path 18a through the filter 10, and does not pass the signal of the second harmonic wave in the pass band of the path 18a through the filter 10. In addition, the coupling circuit 16 allows the filter 10 to pass the signal 50b of the second harmonic of the pass band of the path 18b, and does not pass the main signal of the pass band of the path 18b to the filter 10. The filter 10 outputs a passband signal to the output terminal Out.

比較例１および実施例１についてシミュレーションを行なった。シミュレーションはＬＴＥバンドＢ１用デュプレクサについて行なった。図５（ａ）は、比較例１におけるシミュレーションを行なったフィルタ回路の回路図、図５（ｂ）は、比較例１の減衰特性を示す図である。 A simulation was performed for Comparative Example 1 and Example 1. The simulation was performed on a duplexer for LTE band B1. FIG. 5A is a circuit diagram of a filter circuit for which a simulation in Comparative Example 1 was performed, and FIG. 5B is a diagram illustrating an attenuation characteristic of Comparative Example 1.

図５（ａ）に示すように、整合回路２４ａは、送信端子Ｔｘとグランドとの間に接続されたインダクタＬ１である。整合回路２４ｂは、受信端子Ｒｘとグランドとの間に接続されたインダクタＬ２である。整合回路２６は、共通端子Ａｎｔとグランドとの間に接続されたインダクタＬ３である。その他の構成は、図２（ａ）と同じであり、説明を省略する。送信インピーダンスＺｔｘは、３ＧＨｚ以上において、図２（ｂ）と同様にＶＳＷＲを３０として位相を変化させた。シミュレーションした終端抵抗Ｒを５０Ωとし、各インダクタＬ１からＬ３のインダクタンスを以下とした。
Ｌ１＝４．３ｎＨ、Ｌ２＝７．５ｎＨ、Ｌ３＝３．３ｎＨ As shown in FIG. 5A, the matching circuit 24a is an inductor L1 connected between the transmission terminal Tx and the ground. The matching circuit 24b is an inductor L2 connected between the reception terminal Rx and the ground. The matching circuit 26 is an inductor L3 connected between the common terminal Ant and the ground. Other configurations are the same as those in FIG. The transmission impedance Ztx was changed in phase at 3 GHz or more, with VSWR set at 30 as in FIG. The simulated termination resistance R was 50Ω, and the inductances of the inductors L1 to L3 were as follows.
L1 = 4.3nH, L2 = 7.5nH, L3 = 3.3nH

図５（ｂ）に示すように、太実線は送信インピーダンスＺｔｘが５０Ωで一定としたときの減衰特性である。点線は送信インピーダンスＺｔｘのＶＳＷＲを３０として位相を変化させたときの減衰特性である。図３（ｂ）と同様に、送信インピーダンスＺｔｘのＶＳＷＲを３０として位相を変化させると減衰特性がばらつく。通過帯域の２倍波に相当する周波数帯域６０において減衰量がばらついている。 As shown in FIG. 5B, the thick solid line shows the attenuation characteristic when the transmission impedance Ztx is constant at 50Ω. The dotted line shows the attenuation characteristics when the phase is changed with VSWR of the transmission impedance Ztx being 30. Similarly to FIG. 3B, the attenuation characteristic varies when the phase is changed with the VSWR of the transmission impedance Ztx being 30. The amount of attenuation varies in the frequency band 60 corresponding to the second harmonic of the pass band.

図６は、実施例１におけるシミュレーションを行なったフィルタ回路の回路図である。図６に示すように、結合回路１６は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１６ａおよびハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１６ｂを備えている。分岐回路１７はＬＰＦ１７ａおよびＨＰＦ１７ｂを備えている。ＬＰＦ１６ａは、経路１８ａに直列にインダクタＬ４が接続され、シャントにキャパシタＣ４が接続されている。ＨＰＦ１６ｂはキャパシタＣ５とインダクタＬ５とを有するＴ型回路である。ＬＰＦ１７ａはインダクタＬ８とキャパシタＣ８とを有するＴ型回路である。ＨＰＦ１７ｂはキャパシタＣ９とインダクタＬ９とを有するＴ型回路である。整合回路１４ａは経路１８ａとグランドとの間に接続されたインダクタＬ６を有する。整合回路１４ｂは経路１８ｂに直列に接続されたインダクタＬ７と経路１８ｂとグランドとの間に接続されたキャパシタＣ７を有する。その他の構成は図４および図５（ａ）と同じであり説明を省略する。 FIG. 6 is a circuit diagram of a filter circuit for which a simulation is performed in the first embodiment. As shown in FIG. 6, the coupling circuit 16 includes a low-pass filter (LPF) 16a and a high-pass filter (HPF) 16b. The branch circuit 17 includes an LPF 17a and an HPF 17b. The LPF 16a has an inductor L4 connected in series with the path 18a, and a capacitor C4 connected to the shunt. The HPF 16b is a T-type circuit having a capacitor C5 and an inductor L5. The LPF 17a is a T-type circuit having an inductor L8 and a capacitor C8. The HPF 17b is a T-type circuit having a capacitor C9 and an inductor L9. The matching circuit 14a has an inductor L6 connected between the path 18a and the ground. The matching circuit 14b includes an inductor L7 connected in series to the path 18b and a capacitor C7 connected between the path 18b and the ground. Other configurations are the same as those in FIG. 4 and FIG.

シミュレーションした終端抵抗Ｒを５０Ωとし、各インダクタのインダクタンスおよび各キャパシタのキャパシタンスを以下とした。
インダクタンス
Ｌ２＝Ｌ７．５ｎＨ、Ｌ３＝３．３ｎＨ、Ｌ４＝４．２ｎＨ、Ｌ５＝２ｎＨ
Ｌ６＝４．８ｎＨ、Ｌ７＝５．６ｎＨ、Ｌ８＝４．２ｎＨ、Ｌ９＝２ｎＨ
キャパシタンス
Ｃ４＝４．７ｐＦ、Ｃ５＝０．８ｐＦ
Ｃ７＝１．０ｐＦ、Ｃ８＝１．９ｐＦ、Ｃ９＝０．８ｐＦ The simulated termination resistance R was 50Ω, and the inductance of each inductor and the capacitance of each capacitor were as follows.
Inductance L2 = L7.5nH, L3 = 3.3nH, L4 = 4.2nH, L5 = 2nH
L6 = 4.8 nH, L7 = 5.6 nH, L8 = 4.2 nH, L9 = 2 nH
Capacitance C4 = 4.7 pF, C5 = 0.8 pF
C7 = 1.0 pF, C8 = 1.9 pF, C9 = 0.8 pF

図７（ａ）は、実施例１の減衰特性を示す図、図７（ｂ）は、実施例１および比較例１の周波数が３．９ＧＨｚにおける位相に対する減衰量を示す図である。図７（ａ）に示すように、通過帯域の２倍波に相当する周波数帯域６０では、送信インピーダンスＺｔｘのＶＳＷＲを３０として位相を変化させて（点線）も、５０Ω（太実線）のときより減衰量が大きくなっている。図７（ｂ）に示すように、実施例１は、比較例１に比べ位相が変化しても減衰量が安定している。 FIG. 7A is a diagram illustrating the attenuation characteristics of Example 1, and FIG. 7B is a diagram illustrating the attenuation amount with respect to the phase when the frequency of Example 1 and Comparative Example 1 is 3.9 GHz. As shown in FIG. 7A, in the frequency band 60 corresponding to the second harmonic of the pass band, the phase is changed with the VSWR of the transmission impedance Ztx set to 30 (dotted line) than when 50Ω (thick solid line). The amount of attenuation is large. As shown in FIG. 7B, the attenuation amount in Example 1 is stable even when the phase changes compared to Comparative Example 1.

実施例１において、２倍波の周波数ｆ２において減衰量が安定する理由を説明する。図８（ａ）および図８（ｂ）は、それぞれ比較例１および実施例１のインピーダンスを説明する図である。図８（ａ）および図８（ｂ）の回路は、図１（ａ）および図４と同じフィルタ回路１１０および１００であり、説明を省略する。 In the first embodiment, the reason why the attenuation is stabilized at the frequency f2 of the second harmonic will be described. FIGS. 8A and 8B are diagrams illustrating the impedances of Comparative Example 1 and Example 1, respectively. The circuits in FIG. 8A and FIG. 8B are the same filter circuits 110 and 100 as those in FIG. 1A and FIG.

図８（ａ）に示すように、矢印６１ａのように、主信号の周波数ｆ１における増幅回路１２の出力インピーダンスは５０Ωである。矢印６２ａのように、整合回路１４は増幅回路１２の出力インピーダンスをフィルタ１０の入力インピーダンスＺｆｉに変換する。矢印６１ｂのように２倍波の周波数ｆ２における増幅回路１２の出力インピーダンスはＺｔｘである。矢印６２ｂのように、整合回路１４が変換した後のインピーダンスはフィルタ１０の入力インピーダンスと異なる値となる。このように、比較例１においては、主信号においては、インピーダンス整合する（すなわち、増幅回路１２の出力インピーダンスとフィルタ１０の入力インピーダンスが共役となる）が、２倍波においてはインピーダンス整合しない。 As shown in FIG. 8A, as indicated by an arrow 61a, the output impedance of the amplifier circuit 12 at the frequency f1 of the main signal is 50Ω. As indicated by an arrow 62 a, the matching circuit 14 converts the output impedance of the amplifier circuit 12 into the input impedance Zfi of the filter 10. As indicated by the arrow 61b, the output impedance of the amplifier circuit 12 at the frequency f2 of the second harmonic is Ztx. As indicated by the arrow 62 b, the impedance after the matching circuit 14 converts becomes a value different from the input impedance of the filter 10. Thus, in the first comparative example, impedance matching is performed in the main signal (that is, the output impedance of the amplifier circuit 12 and the input impedance of the filter 10 are conjugate), but impedance matching is not performed in the second harmonic.

図８（ｂ）に示すように、実施例１では、分岐回路１７および結合回路１６が増幅回路１２の出力信号を経路１８ａと１８ｂとに分岐する。周波数ｆ１の主信号は主に経路１８ａを伝搬し、周波数ｆ２の２倍波信号は主に経路１８ｂを伝搬する。経路１８ａに整合回路１４ａ、経路１８ｂに整合回路１３ａおよび１３ｂが設けられている。整合回路１３ａおよび１３ｂは整合回路１４ｂの機能を説明するために仮想的に図示している。 As shown in FIG. 8B, in the first embodiment, the branch circuit 17 and the coupling circuit 16 branch the output signal of the amplifier circuit 12 into paths 18a and 18b. The main signal having the frequency f1 mainly propagates through the path 18a, and the second harmonic signal having the frequency f2 mainly propagates through the path 18b. Matching circuit 14a is provided on path 18a, and matching circuits 13a and 13b are provided on path 18b. Matching circuits 13a and 13b are virtually illustrated in order to explain the function of matching circuit 14b.

周波数ｆ１における経路１８ａでは、矢印６３ａのように、分岐回路１７を介した増幅回路１２の出力インピーダンスは５０Ωである。整合回路１４ａは、増幅回路１２の出力インピーダンスをフィルタ１０の入力インピーダンスＺｆｉに変換する。よって、周波数ｆ１においては増幅回路１２とフィルタ１０とはインピーダンス整合する。 In the path 18a at the frequency f1, the output impedance of the amplifier circuit 12 via the branch circuit 17 is 50Ω as indicated by the arrow 63a. The matching circuit 14 a converts the output impedance of the amplifier circuit 12 into the input impedance Zfi of the filter 10. Therefore, the impedance circuit 12 and the filter 10 are impedance matched at the frequency f1.

周波数ｆ２における経路１８ｂでは、矢印６３ｂのように分岐回路１７を介した増幅回路１２の出力インピーダンスはＺｔｘである。矢印６４ｂのように整合回路１３ａはＺｔｘを５０Ωに変換する。さらに、矢印６５ｂのように整合回路１３ｂは５０Ωをフィルタ１０の入力インピーダンスＺｆｉに変換する。これにより、周波数ｆ２において増幅回路１２とフィルタ１０とがインピーダンス整合する。以上のように、実施例１では、主信号に加え２倍波においても増幅回路１２とフィルタ１０とがインピーダンス整合する。これにより、２倍波のフィルタ特性を改善できる。なお、以上の説明では、結合回路１６によるインピーダンス変換を考慮していない。結合回路１６によりインピーダンスが変換される場合、整合回路１４ａおよび１４ｂは、増幅回路１２の出力インピーダンスを結合回路１６を介してフィルタ１０を見た入力インピーダンスに整合させればよい。分岐回路１７についても同様である。 In the path 18b at the frequency f2, the output impedance of the amplifier circuit 12 via the branch circuit 17 is Ztx as indicated by the arrow 63b. As indicated by the arrow 64b, the matching circuit 13a converts Ztx into 50Ω. Further, as indicated by the arrow 65b, the matching circuit 13b converts 50Ω into the input impedance Zfi of the filter 10. As a result, the amplifier circuit 12 and the filter 10 are impedance matched at the frequency f2. As described above, in the first embodiment, the amplifier circuit 12 and the filter 10 are impedance-matched also in the second harmonic in addition to the main signal. Thereby, the filter characteristic of a 2nd harmonic can be improved. In the above description, impedance conversion by the coupling circuit 16 is not considered. When the impedance is converted by the coupling circuit 16, the matching circuits 14 a and 14 b may match the output impedance of the amplifier circuit 12 with the input impedance viewed from the filter 10 via the coupling circuit 16. The same applies to the branch circuit 17.

実施例１では、周波数ｆ２としてフィルタ１０の通過帯域の２倍波を例に説明したが、周波数ｆ２は例えば通過帯域の３倍波でもよい。また周波数ｆ２は通過帯域の任意の高調波の周波数でもよい。周波数ｆ２は、通過帯域より周波数の高い任意の周波数でもよい。 In the first embodiment, the second frequency of the pass band of the filter 10 is described as an example of the frequency f2. However, the frequency f2 may be, for example, a third harmonic of the pass band. The frequency f2 may be an arbitrary harmonic frequency in the passband. The frequency f2 may be any frequency that is higher than the passband.

図９（ａ）から図１１（ｃ）は、実施例１の変形例に係るフィルタ回路の回路図である。図９（ａ）に示すように、ＬＰＦ１６ａおよび１７ａはＬ−Ｃ−ＬのＴ型フィルタであり、ＨＰＦ１６ｂおよび１７ｂは、Ｃ−Ｌ−ＣのＴ型フィルタでもよい。図９（ｂ）に示すように、ＬＰＦ１６ａおよび１７ａはＬ−ＣのＬ型フィルタであり、ＨＰＦ１６ｂおよび１７ｂは、Ｃ−ＬのＬ型フィルタでもよい。図９（ｃ）に示すように、ＬＰＦ１６ａおよび１７ａはインダクタであり、ＨＰＦ１６ｂおよび１７ｂは、キャパシタでもよい。 FIG. 9A to FIG. 11C are circuit diagrams of filter circuits according to modifications of the first embodiment. As shown in FIG. 9A, the LPFs 16a and 17a may be L-CL T-type filters, and the HPFs 16b and 17b may be C-L-C T-type filters. As shown in FIG. 9B, the LPFs 16a and 17a may be L-C L-type filters, and the HPFs 16b and 17b may be C-L L-type filters. As shown in FIG. 9C, the LPFs 16a and 17a may be inductors, and the HPFs 16b and 17b may be capacitors.

図１０（ａ）に示すように、ＬＰＦ１６ａおよび１７ａ並びにＨＰＦ１６ｂおよび１７ｂはインダクタおよびキャパシタが各々複数個接続されたフィルタでもよい。図９（ａ）から図１０（ａ）のように、ＬＰＦ１６ａおよび１７ａ並びにＨＰＦ１６ｂおよび１７ｂはインダクタおよびキャパシタを用い集中定数回路として任意に設計できる。ＬＰＦ１６ａおよび１７ａ並びにＨＰＦ１６ｂおよび１７ｂは伝送線路を用いた分布定数回路として設計してもよい。 As shown in FIG. 10A, the LPFs 16a and 17a and the HPFs 16b and 17b may be filters each having a plurality of inductors and capacitors connected thereto. As shown in FIGS. 9A to 10A, the LPFs 16a and 17a and the HPFs 16b and 17b can be arbitrarily designed as lumped constant circuits using inductors and capacitors. The LPFs 16a and 17a and the HPFs 16b and 17b may be designed as distributed constant circuits using transmission lines.

図１０（ｂ）に示すように、分岐回路１７および結合回路１６は各々ダイプレクサ部品でもよい。図１０（ｃ）に示すように増幅回路１２の出力インピーダンスとフィルタ１０の入力インピーダンスとが整合している場合、整合回路１４ａは設けなくてもよい。 As shown in FIG. 10B, each of the branch circuit 17 and the coupling circuit 16 may be a diplexer component. As shown in FIG. 10C, when the output impedance of the amplifier circuit 12 and the input impedance of the filter 10 are matched, the matching circuit 14a may not be provided.

図１１（ａ）に示すように、整合回路１４ｂが主信号の周波数ｆ１より高く、２倍波の周波数ｆ２より低い遮断周波数を有するハイパスフィルタとして機能する場合、ＨＰＦ１６ｂおよび１７ｂは設けなくてもよい。図１１（ｂ）に示すように、整合回路１４ａが主信号の周波数ｆ１より高く２倍波の周波数ｆ２より低い遮断周波数を有するローパスフィルタとして機能する場合、ＬＰＦ１６ａおよび１７ａは設けなくてもよい。図１１（ｃ）に示すように、整合回路１４ｂおよび１４ａがそれぞれ図１１（ａ）および図１１（ｂ）と同様に機能する場合、ＬＰＦ１６ａおよび１７ａ並びにＨＰＦ１６ｂおよび１７ｂは設けなくてもよい。 As shown in FIG. 11A, when the matching circuit 14b functions as a high-pass filter having a cutoff frequency higher than the frequency f1 of the main signal and lower than the frequency f2 of the second harmonic wave, the HPFs 16b and 17b may not be provided. . As shown in FIG. 11B, when the matching circuit 14a functions as a low-pass filter having a cutoff frequency higher than the frequency f1 of the main signal and lower than the frequency f2 of the second harmonic wave, the LPFs 16a and 17a may not be provided. As shown in FIG. 11C, when the matching circuits 14b and 14a function in the same manner as in FIGS. 11A and 11B, the LPFs 16a and 17a and the HPFs 16b and 17b may not be provided.

実施例１およびその変形例によれば、図４のように、経路１８ａ（第１経路）は、増幅回路１２と入力端子Ｉｎとの間に接続され、フィルタ１０の通過帯域において増幅回路１２の出力インピーダンスと入力端子Ｉｎの入力インピーダンスとを整合させる。経路１８ｂ（第２経路）は、増幅回路１２と入力端子Ｉｎとの間に接続され、通過帯域より高い所定の周波数において増幅回路１２の出力インピーダンスと入力端子Ｉｎの入力インピーダンスとを整合させる。分岐回路１７は、増幅回路１２の出力を分岐し経路１８ａと１８ｂとに接続する。結合回路１６は、経路１８ａと経路１８ｂを結合し入力端子Ｉｎに接続する。これにより、経路１８ｂにより、通過帯域より高い所定の周波数において増幅回路１２とフィルタ１０とのインピーダンスが整合される。このため、増幅回路１２において生成された高調波等のフィルタ１０の通過帯域より高い所定の周波数のフィルタ特性を向上させることができる。 According to the first embodiment and its modification, as shown in FIG. 4, the path 18 a (first path) is connected between the amplifier circuit 12 and the input terminal In, and in the passband of the filter 10, The output impedance is matched with the input impedance of the input terminal In. The path 18b (second path) is connected between the amplifier circuit 12 and the input terminal In, and matches the output impedance of the amplifier circuit 12 and the input impedance of the input terminal In at a predetermined frequency higher than the passband. The branch circuit 17 branches the output of the amplifier circuit 12 and connects it to the paths 18a and 18b. The coupling circuit 16 couples the path 18a and the path 18b and connects to the input terminal In. Thereby, the impedance of the amplifier circuit 12 and the filter 10 is matched by the path 18b at a predetermined frequency higher than the pass band. For this reason, it is possible to improve the filter characteristics of a predetermined frequency higher than the pass band of the filter 10 such as harmonics generated in the amplifier circuit 12.

また、図９（ａ）から図１１（ｃ）のように、分岐回路１７は、増幅回路１２と経路１８ａとの間に接続されたＬＰＦ１７ａと、増幅回路１２と経路１８ｂとの間に接続されたＨＰＦ１７ｂと、の少なくとも一方を有している。結合回路１６は、経路１８ａと入力端子Ｉｎとの間に接続されたＬＰＦ１６ａと、経路１８ｂと入力端子Ｉｎとの間に接続されたＨＰＦ１６ｂと、の少なくとも一方を有している。これにより、経路１８ａと１８ｂとの周波数を分離することができる。 9A to 11C, the branch circuit 17 is connected between the LPF 17a connected between the amplifier circuit 12 and the path 18a, and between the amplifier circuit 12 and the path 18b. And at least one of HPF17b. The coupling circuit 16 has at least one of an LPF 16a connected between the path 18a and the input terminal In and an HPF 16b connected between the path 18b and the input terminal In. Thereby, the frequencies of the paths 18a and 18b can be separated.

図１１（ａ）および図１１（ｂ）のように、整合回路１４ｂがハイパスフィルタの機能を有することにより、ＨＰＦ１６ｂおよび１７ｂを省略できる。整合回路１４ａがローパスフィルタの機能を有することによりＬＰＦ１６ａおよび１７ａを省略できる。これにより、フィルタ回路の小型化が可能となる。 As shown in FIGS. 11A and 11B, the matching circuit 14b has a high-pass filter function, so that the HPFs 16b and 17b can be omitted. Since the matching circuit 14a has a low-pass filter function, the LPFs 16a and 17a can be omitted. As a result, the filter circuit can be miniaturized.

経路１８ａは、分岐回路１７と結合回路１６との間に接続され、フィルタ１０の通過帯域において増幅回路１２の出力インピーダンスと入力端子Ｉｎの入力インピーダンスとを整合させる整合回路１４ａ（第１整合回路）を有する。これにより、通過帯域における増幅回路１２の出力インピーダンスとフィルタ１０の入力インピーダンスを整合させることができる。 The path 18a is connected between the branch circuit 17 and the coupling circuit 16, and matches the output impedance of the amplifier circuit 12 and the input impedance of the input terminal In in the pass band of the filter 10 (first matching circuit). Have Thereby, the output impedance of the amplifier circuit 12 and the input impedance of the filter 10 in the pass band can be matched.

経路１８ｂは、分岐回路１７と結合回路１６との間に接続され、所定の周波数において増幅回路１２の出力インピーダンスと入力端子Ｉｎの入力インピーダンスとを整合させる整合回路１４ｂ（第２整合回路）を有する。これにより、所定の周波数における増幅回路１２の出力インピーダンスとフィルタ１０の入力インピーダンスを整合させることができる。 The path 18b is connected between the branch circuit 17 and the coupling circuit 16, and has a matching circuit 14b (second matching circuit) that matches the output impedance of the amplifier circuit 12 and the input impedance of the input terminal In at a predetermined frequency. . Thereby, the output impedance of the amplifier circuit 12 and the input impedance of the filter 10 at a predetermined frequency can be matched.

増幅回路１２は主信号の高調波を生成する。よって、所定の周波数はフィルタ１０の通過帯域の高調波の周波数であることが好ましい。これにより、増幅回路１２が生成した高調波を抑制できる。 The amplifier circuit 12 generates a harmonic of the main signal. Therefore, the predetermined frequency is preferably a harmonic frequency in the pass band of the filter 10. As a result, harmonics generated by the amplifier circuit 12 can be suppressed.

図１２（ａ）は、実施例２に係るフィルタ回路を示す回路図、図１２（ｂ）は、実施例２のインピーダンスを説明する図である。図１２（ａ）に示すように、フィルタ回路１０２には、実施例１と比較し分岐回路１７および経路１８ｂが設けられていない。終端回路１９と結合回路１６との間に経路１８ｃが設けられている。経路１８ｃに整合回路１４ｂが設けられている。 FIG. 12A is a circuit diagram illustrating a filter circuit according to the second embodiment, and FIG. 12B is a diagram illustrating the impedance of the second embodiment. As shown in FIG. 12A, the filter circuit 102 is not provided with the branch circuit 17 and the path 18b as compared with the first embodiment. A path 18 c is provided between the termination circuit 19 and the coupling circuit 16. A matching circuit 14b is provided in the path 18c.

図１２（ｂ）に示すように、経路１８ａに設けられた整合回路１４ａは、主信号の周波数ｆ１において増幅回路１２の出力インピーダンス（５０Ω）をフィルタ１０の入力インピーダンスＺｆｉに変換する。矢印６６のように、終端回路１９は２倍波の周波数ｆ２において経路１８ｃを基準インピーダンス（例えば５０Ω）に終端する。周波数ｆ２において、整合回路１４ｂは終端回路１９のインピーダンス（５０Ω）をフィルタ１０の入力インピーダンスＺｆｉに変換する。これにより、周波数ｆ２において、フィルタ１０には終端回路１９のインピーダンスが見えることになる。よって、比較例１のような２倍波における減衰量の変動を抑制できる。 As shown in FIG. 12B, the matching circuit 14a provided in the path 18a converts the output impedance (50Ω) of the amplifier circuit 12 into the input impedance Zfi of the filter 10 at the frequency f1 of the main signal. As indicated by an arrow 66, the termination circuit 19 terminates the path 18c to a reference impedance (for example, 50Ω) at the second harmonic frequency f2. At the frequency f2, the matching circuit 14b converts the impedance (50Ω) of the termination circuit 19 into the input impedance Zfi of the filter 10. As a result, the impedance of the termination circuit 19 is visible to the filter 10 at the frequency f2. Therefore, it is possible to suppress the variation of the attenuation amount in the second harmonic wave as in the first comparative example.

図１３（ａ）から図１４（ｃ）は、実施例２の変形例に係るフィルタ回路の回路図である。図１３（ａ）に示すように、ＬＰＦ１６ａはＬ−Ｃ−ＬのＴ型フィルタであり、ＨＰＦ１６ｂは、Ｃ−Ｌ−ＣのＴ型フィルタでもよい。ＬＰＦ１６ａおよびＨＰＦ１６ｂはインダクタおよびキャパシタ等の集中定数回路または伝送線路等の分布定数回路を用い設定することができる。 FIGS. 13A to 14C are circuit diagrams of filter circuits according to modifications of the second embodiment. As shown in FIG. 13A, the LPF 16a may be an L-CL T-type filter, and the HPF 16b may be a C-L-C T-type filter. The LPF 16a and the HPF 16b can be set using a lumped constant circuit such as an inductor and a capacitor or a distributed constant circuit such as a transmission line.

図１３（ｂ）に示すように、結合回路１６はダイプレクサ部品でもよい。図１３（ｃ）に示すように、周波数ｆ１において増幅回路１２の出力インピーダンスとフィルタ１０の入力インピーダンスとが整合している場合、整合回路１４ａを設けなくてもよい。周波数ｆ２において終端回路１９とフィルタ１０とがインピーダンス整合している場合、整合回路１４ｂを設けなくてもよい。整合回路１４ａおよび１４ｂのいずれか一方を設け、他方を設けなくてもよい。 As shown in FIG. 13B, the coupling circuit 16 may be a diplexer component. As shown in FIG. 13C, when the output impedance of the amplifier circuit 12 and the input impedance of the filter 10 are matched at the frequency f1, the matching circuit 14a may not be provided. When the termination circuit 19 and the filter 10 are impedance matched at the frequency f2, the matching circuit 14b may not be provided. Either one of the matching circuits 14a and 14b may be provided, and the other may not be provided.

図１４（ａ）に示すように、整合回路１４ｂが主信号の周波数ｆ１より高く、２倍波の周波数ｆ２より低い遮断周波数を有するハイパスフィルタとして機能する場合、ＨＰＦ１６ｂは設けなくてもよい。図１４（ｂ）に示すように、整合回路１４ａが主信号の周波数ｆ１より高く２倍波の周波数ｆ２より低い遮断周波数を有するローパスフィルタとして機能する場合、ＬＰＦ１６ａは設けなくてもよい。図１４（ｃ）に示すように、整合回路１４ｂおよび１４ａがそれぞれ図１４（ａ）および図１４（ｂ）と同様に機能する場合、ＬＰＦ１６ａおよびＨＰＦ１６ｂは設けなくてもよい。 As shown in FIG. 14A, when the matching circuit 14b functions as a high-pass filter having a cutoff frequency higher than the frequency f1 of the main signal and lower than the frequency f2 of the second harmonic wave, the HPF 16b may not be provided. As shown in FIG. 14B, when the matching circuit 14a functions as a low-pass filter having a cutoff frequency higher than the frequency f1 of the main signal and lower than the frequency f2 of the second harmonic, the LPF 16a may not be provided. As shown in FIG. 14C, when the matching circuits 14b and 14a function similarly to FIGS. 14A and 14B, respectively, the LPF 16a and the HPF 16b may not be provided.

実施例２によれば、経路１８ａは、増幅回路１２とフィルタ１０の入力端子Ｉｎとの間に接続され、フィルタ１０の通過帯域において増幅回路１２の出力インピーダンスと入力端子Ｉｎの入力インピーダンスとを整合させ。経路１８ｃ（第２経路）は、終端回路１９と入力端子Ｉｎとの間に接続され、通過帯域より高い所定の周波数において終端回路１９の終端インピーダンスと入力端子Ｉｎの入力インピーダンスとを整合させる。結合回路１６は、経路１８ａと経路１８ｃを結合し入力端子Ｉｎに接続する。これにより、経路１８ｃにより、通過帯域より高い所定の周波数において終端回路１９とフィルタ１０とのインピーダンスが整合される。このため、増幅回路１２において生成された高調波等のフィルタ１０の通過帯域より高い所定の周波数のフィルタ特性を向上させることができる。 According to the second embodiment, the path 18a is connected between the amplifier circuit 12 and the input terminal In of the filter 10, and matches the output impedance of the amplifier circuit 12 and the input impedance of the input terminal In in the pass band of the filter 10. Let me. The path 18c (second path) is connected between the termination circuit 19 and the input terminal In, and matches the termination impedance of the termination circuit 19 and the input impedance of the input terminal In at a predetermined frequency higher than the passband. The coupling circuit 16 couples the path 18a and the path 18c and connects to the input terminal In. Thereby, the impedance of the termination circuit 19 and the filter 10 is matched by the path 18c at a predetermined frequency higher than the pass band. For this reason, it is possible to improve the filter characteristics of a predetermined frequency higher than the pass band of the filter 10 such as harmonics generated in the amplifier circuit 12.

図１５（ａ）から図１５（ｆ）は、ローパスフィルタとして機能する整合回路の例である。整合回路１４ａとして、図１５（ａ）のようにＬ−Ｃ−ＬのＴ型フィルタ、図１５（ｂ）に示すようにＣ−Ｌ−Ｃのπ型フィルタ、図１５（ｃ）のように、Ｃ−ＬのＬ型フィルタ、図１５（ｄ）のように、Ｌ−ＣのＬ型フィルタ、図１５（ｅ）のように直列Ｌ、図１５（ｆ）のようにシャントＣを用いることができる。 FIG. 15A to FIG. 15F are examples of matching circuits that function as a low-pass filter. As the matching circuit 14a, an L-CL T-type filter as shown in FIG. 15A, a C-L-C π-type filter as shown in FIG. 15B, and a matching circuit 14a as shown in FIG. C-L L-type filter, L-C L-type filter as shown in FIG. 15 (d), series L as shown in FIG. 15 (e), and shunt C as shown in FIG. 15 (f). Can do.

図１６（ａ）から図１６（ｆ）は、ハイパスフィルタとして機能する整合回路の例である。整合回路１４ｂとして、図１６（ａ）のようにＣ−Ｌ−ＣのＴ型フィルタ、図１６（ｂ）に示すようにＬ−Ｃ−Ｌのπ型フィルタ、図１６（ｃ）のように、Ｌ−ＣのＬ型フィルタ、図１６（ｄ）のように、Ｃ−ＬのＬ型フィルタ、図１６（ｅ）のように直列Ｃ、図１６（ｆ）のようにシャントＬを用いることができる。 FIG. 16A to FIG. 16F are examples of matching circuits that function as high-pass filters. As the matching circuit 14b, a C-L-C T-type filter as shown in FIG. 16A, an L-C-L π-type filter as shown in FIG. 16B, and a C-type filter as shown in FIG. L-C L-type filter, C-L L-type filter as shown in FIG. 16 (d), series C as shown in FIG. 16 (e), and shunt L as shown in FIG. 16 (f). Can do.

以上のように、整合回路１４ａおよび１４ｂは、集中定数回路を用い任意に設計できる。また、整合回路１４ａおよび１４ｂは、分布定数回路を用い任意に設計してもよい。 As described above, the matching circuits 14a and 14b can be arbitrarily designed using lumped constant circuits. The matching circuits 14a and 14b may be arbitrarily designed using distributed constant circuits.

図１７（ａ）および図１７（ｂ）は、実施例３に係るフィルタ回路の回路図である。図１７（ａ）に示すように、フィルタ回路１０４において、分岐回路１７は増幅回路１２の出力を３つの経路１８ａ、１８ｂおよび１８ｄに分岐する。結合回路１６は、経路１８ａ、１８ｂおよび１８ｄを結合する。分岐回路１７および結合回路１６は、経路１８ｄに接続されたバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１７ｄおよび１６ｄを有する。経路１８ａ、１８ｄおよび１８ｂは、例えば主信号、主信号の２倍波および主信号の３倍波が伝搬する経路である。ＬＰＦ１６ａおよび１７ａは主信号を通過させ、２倍波および３倍波を通過させない。ＢＰＦ１６ｄおよび１７ｄは、２倍波を通過させ、主信号および３倍波を通過させない。ＨＰＦ１６ｂおよび１７ｂは、３倍波を通過させ、主信号および２倍波を通過させない。 FIG. 17A and FIG. 17B are circuit diagrams of the filter circuit according to the third embodiment. As shown in FIG. 17A, in the filter circuit 104, the branch circuit 17 branches the output of the amplifier circuit 12 into three paths 18a, 18b, and 18d. Coupling circuit 16 couples paths 18a, 18b and 18d. Branch circuit 17 and coupling circuit 16 have band-pass filters (BPF) 17d and 16d connected to path 18d. The paths 18a, 18d, and 18b are paths through which, for example, the main signal, the second harmonic of the main signal, and the third harmonic of the main signal propagate. The LPFs 16a and 17a pass the main signal and do not pass the second and third harmonics. The BPFs 16d and 17d pass the second harmonic and do not pass the main signal and the third harmonic. HPFs 16b and 17b pass the third harmonic wave and do not pass the main signal and the second harmonic wave.

整合回路１４ａは、主信号における増幅回路１２の出力インピーダンスをフィルタ１０の入力インピーダンスに整合させる。整合回路１４ｃは、２倍波における増幅回路１２の出力インピーダンスをフィルタ１０の入力インピーダンスに整合させる。整合回路１４ｂは、３倍波における増幅回路１２の出力インピーダンスをフィルタ１０の入力インピーダンスに整合させる。これにより、２倍波および３倍波における減衰量の変動を抑制できる。 The matching circuit 14 a matches the output impedance of the amplifier circuit 12 in the main signal with the input impedance of the filter 10. The matching circuit 14 c matches the output impedance of the amplifier circuit 12 at the second harmonic to the input impedance of the filter 10. The matching circuit 14 b matches the output impedance of the amplifier circuit 12 at the third harmonic to the input impedance of the filter 10. Thereby, the fluctuation | variation of the attenuation amount in a 2nd harmonic and a 3rd harmonic can be suppressed.

図１７（ｂ）に示すように、分岐回路１７および結合回路１６としてトリプレクサ部品を用いることができる。 As shown in FIG. 17B, triplexer parts can be used as the branch circuit 17 and the coupling circuit 16.

図１８は、比較例２に係るフロントエンド回路を示す回路図である。図１８に示すように、フロントエンド回路１１４は、ローバンド回路４０とハイバンド回路４２を有する。アンテナ３８はダイプレクサ３１を介しローバンド回路４０およびハイバンド回路４２のスイッチ３０に接続される。ダイプレクサ３１は、ローバンド回路４０で用いる周波数のローバンド信号をローバンド回路４０とアンテナ３８との間で通過させ、ハイバンド回路４２で用いる周波数のハイバンド信号をローバンド回路４０とアンテナ３８との間で通過させない。スイッチ３０は複数のポートの１つを選択しアンテナ用ポートに接続する。スイッチ３０の複数のポートは各々デュプレクサまたはフィルタ（不図示）が接続されている。 FIG. 18 is a circuit diagram illustrating a front-end circuit according to the second comparative example. As shown in FIG. 18, the front end circuit 114 includes a low band circuit 40 and a high band circuit 42. The antenna 38 is connected to the switch 30 of the low band circuit 40 and the high band circuit 42 through the diplexer 31. The diplexer 31 passes a low-band signal having a frequency used in the low-band circuit 40 between the low-band circuit 40 and the antenna 38, and passes a high-band signal having a frequency used in the high-band circuit 42 between the low-band circuit 40 and the antenna 38. I won't let you. The switch 30 selects one of the plurality of ports and connects it to the antenna port. Each of the plurality of ports of the switch 30 is connected to a duplexer or a filter (not shown).

デュプレクサ２０は、送信フィルタ２０ａおよび受信フィルタ２０ｂを有している。送信フィルタ２０ａは共通端子と送信端子Ｔｘとの間に接続されている。受信フィルタ２０ｂは共通端子と受信端子Ｒｘとの間に接続されている。送信端子Ｔｘはパワーアンプ３２の出力端子に接続されている。受信端子ＲｘはＩＣ（Integrated Circuit）３６に接続されている。共通端子はスイッチ３０、ダイプレクサ３１を介しアンテナ３８に接続されている。 The duplexer 20 includes a transmission filter 20a and a reception filter 20b. The transmission filter 20a is connected between the common terminal and the transmission terminal Tx. The reception filter 20b is connected between the common terminal and the reception terminal Rx. The transmission terminal Tx is connected to the output terminal of the power amplifier 32. The receiving terminal Rx is connected to an IC (Integrated Circuit) 36. The common terminal is connected to the antenna 38 via the switch 30 and the diplexer 31.

ＩＣのバンドＢ１７またはＢ４の送信端子から出力された送信信号はパワーアンプ３２で増幅される。パワーアンプ３２から出力された信号は整合回路２４ａでインピーダンス変換されデュプレクサ２０の送信フィルタ２０ａでフィルタリングされスイッチ３０の１つのポートに出力する。スイッチ３０がこのポートをアンテナ用ポートに接続すると、送信信号はダイプレクサ３１を通過しアンテナ３８から出力される。 The transmission signal output from the transmission terminal of the IC band B 17 or B 4 is amplified by the power amplifier 32. The signal output from the power amplifier 32 is impedance-converted by the matching circuit 24 a, filtered by the transmission filter 20 a of the duplexer 20, and output to one port of the switch 30. When the switch 30 connects this port to the antenna port, the transmission signal passes through the diplexer 31 and is output from the antenna 38.

アンテナ３８に入力した受信信号はダイプレクサ３１を通過しスイッチ３０のアンテナ用ポートに至る。スイッチ３０がデュプレクサ２０の接続されたポートを選択すると、受信信号は受信フィルタ２０ｂを通過し整合回路２４ｂでインピーダンス変換されＩＣ３６のバンドＢ１７またはＢ４の受信端子に至る。受信信号はＩＣ３６内のローノイズアンプで増幅される。 The received signal input to the antenna 38 passes through the diplexer 31 and reaches the antenna port of the switch 30. When the switch 30 selects the port to which the duplexer 20 is connected, the reception signal passes through the reception filter 20b, undergoes impedance conversion by the matching circuit 24b, and reaches the reception terminal of the band B17 or B4 of the IC 36. The received signal is amplified by a low noise amplifier in the IC 36.

ＬＴＥバンドＢ１７の送信帯域は７０４−７１６ＭＨｚ、受信帯域は７３４−７４６ＭＨｚである。ＬＴＥバンドＢ４の送信帯域は１７１０−１７５５ＭＨｚ、受信帯域は２１１０−２１５５ＭＨｚである。バンドＢ１７の送信帯域の３倍波はバンドＢ４の受信帯域に重なっている。バンドＢ１７用のパワーアンプ３２に生成された３倍波が送信フィルタ２０ａで十分抑圧されないと、矢印７０のように、バンドＢ４の受信フィルタ２０ｂを通過してしまう。このように、バンドＢ１７とＢ４のキャリアアグリゲーション動作において、バンドＢ１７の送信をバンドＢ４の受信とを同時に行なおうとすると、バンドＢ１７の送信信号の３倍波がバンドＢ４の妨害波となってしまう。 The transmission band of the LTE band B17 is 704 to 716 MHz, and the reception band is 734 to 746 MHz. The transmission band of the LTE band B4 is 1710-1755 MHz, and the reception band is 2110-2155 MHz. The third harmonic of the transmission band of band B17 overlaps with the reception band of band B4. If the third harmonic generated in the power amplifier 32 for the band B17 is not sufficiently suppressed by the transmission filter 20a, it passes through the reception filter 20b for the band B4 as indicated by an arrow 70. Thus, in the carrier aggregation operation of the bands B17 and B4, if transmission of the band B17 and reception of the band B4 are performed simultaneously, the third harmonic of the transmission signal of the band B17 becomes an interference wave of the band B4. .

図１９は、実施例４に係るフロントエンド回路の回路図である。図１９に示すように、フロントエンド回路１０６では、バンドＢ１７の整合回路２４ａの代わりに、実施例２の整合回路１４ａ、１４ｂ、結合回路１６および終端回路１９を用いる。整合回路１４ｂは、バンドＢ１７の送信信号の３倍波の周波数において、終端回路１９のインピーダンスを送信フィルタ２０ａの入力インピーダンスに整合させる。これにより、バンドＢ１７のパワーアンプ３２が生成した送信信号の３倍波は結合回路１６を通過しない。一方、送信信号の３倍波の周波数において送信フィルタ２０ａの入力は終端回路１９のインピーダンスに終端されている。これにより、比較例２のように、バンドＢ１７の送信信号の３倍波がバンドＢ４の受信信号の妨害波となることを抑制できる。 FIG. 19 is a circuit diagram of a front-end circuit according to the fourth embodiment. As shown in FIG. 19, in the front end circuit 106, the matching circuits 14a and 14b, the coupling circuit 16 and the termination circuit 19 of the second embodiment are used instead of the matching circuit 24a of the band B17. The matching circuit 14b matches the impedance of the termination circuit 19 with the input impedance of the transmission filter 20a at the frequency of the third harmonic of the transmission signal of the band B17. As a result, the third harmonic wave of the transmission signal generated by the power amplifier 32 of the band B 17 does not pass through the coupling circuit 16. On the other hand, the input of the transmission filter 20 a is terminated by the impedance of the termination circuit 19 at the frequency of the third harmonic wave of the transmission signal. Thereby, it can suppress that the 3rd harmonic of the transmission signal of the band B17 turns into an interference wave of the reception signal of the band B4 like the comparative example 2.

実施例４のように、デュプレクサ回路の送信フィルタ２０ａとして実施例１から３およびその変形例に係るフィルタ回路を用いることができる。これにより、パワーアンプ３２から出力される高調波等の所定の周波数のフィルタ特性を改善することができる。 As in the fourth embodiment, the filter circuits according to the first to third embodiments and the modifications thereof can be used as the transmission filter 20a of the duplexer circuit. Thereby, the filter characteristics of a predetermined frequency such as harmonics output from the power amplifier 32 can be improved.

ハイバンド回路４２の受信フィルタ２０ｂの通過帯域はローバンド回路４０の送信フィルタ２０ａの通過帯域の高調波と重なる。このような構成のフロントエンド回路では、図１８のように、ローバンド回路４０の送信信号の高調波がハイバンド回路４２の受信信号の妨害波となる。よって、ローバンド回路４０の送信フィルタ２０ａとして実施例１から３およびその変形例のフィルタ回路を用いることが好ましい。これにより、ローバンド回路４０の送信信号の高調波がハイバンド回路４２の受信信号の妨害波となることを抑制できる。 The pass band of the reception filter 20b of the high band circuit 42 overlaps with the harmonic of the pass band of the transmission filter 20a of the low band circuit 40. In the front-end circuit having such a configuration, as shown in FIG. 18, the harmonics of the transmission signal of the low-band circuit 40 become the interference wave of the reception signal of the high-band circuit 42. Therefore, it is preferable to use the filter circuits of the first to third embodiments and the modified examples thereof as the transmission filter 20a of the low-band circuit 40. Thereby, it is possible to suppress the harmonics of the transmission signal of the low-band circuit 40 from becoming an interference wave of the reception signal of the high-band circuit 42.

実施例５は、通信機器の例である。図２０は、実施例５に係る通信機器の例である。図２０に示すように、スマートフォン８０と基地局８２とは無線通信する。スマートフォン８０等の移動端末および／または基地局等の固定端末に実施例１から４のフィルタ回路および／またはフロントエンド回路を用いることができる。 Example 5 is an example of a communication device. FIG. 20 is an example of a communication device according to the fifth embodiment. As shown in FIG. 20, the smart phone 80 and the base station 82 communicate wirelessly. The filter circuit and / or the front-end circuit of the first to fourth embodiments can be used for a mobile terminal such as the smartphone 80 and / or a fixed terminal such as a base station.

以上、本発明の実施例について詳述したが、本発明はかかる特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。 Although the embodiments of the present invention have been described in detail above, the present invention is not limited to such specific embodiments, and various modifications and changes can be made within the scope of the gist of the present invention described in the claims. It can be changed.

１０フィルタ
１２増幅回路
１４ａ、１４ｂ整合回路
１６結合回路
１７分岐回路
１８ａ−１８ｄ経路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Filter 12 Amplifier circuit 14a, 14b Matching circuit 16 Coupling circuit 17 Branch circuit 18a-18d Path | route

Claims

A filter having an input terminal;
A first path connected between an amplifier circuit and the input terminal and matching an output impedance of the amplifier circuit and an input impedance of the input terminal in a pass band of the filter;
A second path connected between the termination circuit and the input terminal and matching the termination impedance of the termination circuit and the input impedance of the input terminal at a predetermined frequency higher than the passband;
A coupling circuit coupling the first path and the second path and connecting to the input terminal;
A filter circuit comprising:

The coupling circuit includes at least one of a low-pass filter connected between the first path and the input terminal and a high-pass filter connected between the second path and the input terminal. The filter circuit according to 1.

The first path includes a first matching circuit that is connected between the amplifier circuit and the coupling circuit and matches an output impedance of the amplifier circuit and an input impedance of the input terminal in a pass band of the filter. Item 3. The filter circuit according to Item 1 or 2.

The second path includes a second matching circuit that is connected between the termination circuit and the coupling circuit and matches a termination impedance of the termination circuit and an input impedance of the input terminal at the predetermined frequency. The filter circuit according to any one of claims 1 to 3.

A filter having an input terminal;
A first path connected between an amplifier circuit and the input terminal and matching an output impedance of the amplifier circuit and an input impedance of the input terminal in a pass band of the filter;
A second path connected between the amplifier circuit and the input terminal and matching the output impedance of the amplifier circuit and the input impedance of the input terminal at a predetermined frequency higher than the passband;
A branch circuit that branches the output of the amplifier circuit and connects the first path and the second path;
A coupling circuit coupling the first path and the second path and connecting to the input terminal;
A filter circuit comprising:

The branch circuit has at least one of a low-pass filter connected between the amplifier circuit and the first path, and a high-pass filter connected between the amplifier circuit and the second path,
The coupling circuit includes at least one of a low-pass filter connected between the first path and the input terminal and a high-pass filter connected between the second path and the input terminal. 6. The filter circuit according to 5.

The first path includes a first matching circuit that is connected between the branch circuit and the coupling circuit and matches an output impedance of the amplifier circuit and an input impedance of the input terminal in a pass band of the filter. Item 7. The filter circuit according to Item 5 or 6.

The second path includes a second matching circuit that is connected between the branch circuit and the coupling circuit and matches an output impedance of the amplifier circuit and an input impedance of the input terminal at the predetermined frequency. The filter circuit according to any one of 5 to 7.

The filter circuit according to claim 1, wherein the predetermined frequency is a harmonic frequency of the passband.

The filter circuit according to any one of claims 1 to 9, wherein the filter circuit is connected between a common terminal and a transmission terminal, and an output terminal of the filter is connected to the common terminal;
A reception filter connected between the common terminal and the reception terminal;
A duplexer circuit comprising:

10. The filter circuit according to claim 9, wherein the filter circuit is connected between a first common terminal and a first transmission terminal, and an output terminal of the filter is connected to the first common terminal, and the first common terminal. A first receiving filter connected between the first receiving terminal and the second receiving terminal, wherein the first common terminal is connected to an antenna;
A transmission filter connected between a second common terminal connected to the antenna and a second transmission terminal, and a pass connected between the second common terminal and the second reception terminal and overlapping the harmonic frequency. A second duplexer having a second receive filter having a band;
A front-end circuit comprising: