JP2017192282A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】容量性負荷に対する出力電力制御において、電力変換効率の悪化を防止しつつ、さらに電力変換装置をインバータのみで実現する。【解決手段】容量性の放電負荷３１に対して交流電力を出力するプッシュプル方式のインバータ回路２１を有する電源装置２０であって、トランスＴｒの一次二次側間の漏れインダクタンスの二次側換算値Ｌｓｂと放電負荷３１の容量とを有する共振回路３０の共振周波数以下、かつ、共振周波数近傍の駆動周波数で、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を交互に駆動し、インバータ回路２１の出力電圧及び駆動周波数に応じて定まるインバータ回路２１の出力可能電力と、放電負荷３１に供給する供給電力の目標値と、の比率を算出する制御装置４０、を備え、制御装置４０は、所定周期において、その所定周期と前記算出部が算出した比率との積に相当する時間を出力期間とし、その出力期間にわたって、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を交互にオン状態とする。【選択図】 図１

Description

直流電圧源から直流電力を供給され、直列共振特性を有する共振負荷に対して交流電力を出力するインバータ回路を有する電源装置に関する。

オゾン発生装置やプラズマ処理装置などを備えて構成される容量性負荷は、高周波電源装置から高周波電力を供給されて動作する。一般的に、オゾン発生装置などに電力を供給する高周波電源装置は、直流電源から直流電力を供給され、電圧調整を実施するＤＣＤＣコンバータと、そのＤＣＤＣコンバータから直流電力を供給され、直流交流変換を実施するインバータ回路と、を備えて構成されている。

ここで、高周波電源装置から容量性負荷側を見たインピーダンスが変化する場合がある。例えば、オゾン発生装置の場合、オゾン発生装置を構成する容量性負荷は、印加電圧に応じて容量が変化し、電圧の印加の開始から終了までの期間に対する放電期間の割合に応じた等価的な容量として振る舞う。このような容量性負荷のインピーダンスの変化時において、インバータ回路の周波数をリアクトルと容量性負荷の等価的な容量で決定される共振周波数より高い周波数に設定する。そして、インバータ回路の出力電流の遅れ位相量で電力を制御する方法が、特許文献１に記載されている。

特許第５６８１９４３号公報

遅れ位相(高周波化)で出力電力を抑制する場合、力率悪化に伴う電力抑制を利用することになる。しかしながら、高周波化には出力電力を増加させる背反的な効果があるため、電力抑制には共振周波数から乖離した高周波数で駆動することになり、スイッチング損失の増加を招き、電力変換効率が悪化するという問題がある。よって、共振周波数の遅れ位相近傍の周波数で駆動する場合には、ＤＣＤＣコンバータを用いて出力電圧を制御する必要が出てくる。

本発明は、上記課題に鑑みて為されたものであり、容量性負荷に対する出力電力制御において、電力変換効率の悪化を防止しつつ、さらに電力変換装置をインバータのみで実現することを主たる目的とする。

本構成は、直流電圧源（１０）から直流電力を供給され、容量性負荷（３１）に対して交流電力を出力するインバータ回路（２１）を有する電源装置（２０）であって、前記インバータ回路は、センタタップ（ＣＴ）を有する一次コイル（Ｌ１）と、その一次コイルと磁気的に結合する二次コイル（Ｌ２）とを有するトランス（Ｔｒ）と、前記一次コイルの両端のそれぞれに接続された半導体スイッチング素子である第１スイッチ（ＳＷ１）及び第２スイッチ（ＳＷ２）と、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチにそれぞれ逆並列に接続された第１ダイオード（Ｄ１）及び第２ダイオード（Ｄ２）と、を備え、前記センタタップは、前記直流電圧源の一方の端子に接続され、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチは、前記直流電圧源の他方の端子に接続されているプッシュプル方式のインバータ回路であり、前記トランスの一次二次側間の漏れインダクタンスの二次側換算（Ｌｓｂ）と前記容量性負荷の容量とを有する共振回路（３０）の共振周波数以下、かつ、その共振周波数近傍の駆動周波数で、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを交互に駆動する駆動部（４０）と、前記インバータ回路の出力電圧及び前記駆動周波数に応じて定まる前記インバータ回路の出力可能電力と、前記容量性負荷に供給する供給電力の目標値である目標電力と、の比率を算出する算出部（４０）と、を備え、前記駆動部は、所定周期において、その所定周期と前記算出部が算出した比率との積に相当する時間を出力期間とし、その出力期間にわたって、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを交互にオン状態とするとともに、前記所定周期において、前記出力期間以外の期間を停止期間とし、その停止期間にわたって、前記直流電圧源から前記一次コイルに流れる電流を遮断する。

共振負荷に電力を供給する電源装置において、プッシュプル方式のインバータ回路を適用する。これにより、フルブリッジ方式のインバータ回路と比較して、スイッチング素子やフローティング電源の数を低減することができ、構成を簡素化できる。また、ターンオン損失の発生を抑制することができる。ここで、プッシュプル方式のインバータでは、スイッチに順方向電流が流れている状態で、スイッチに対してオフ操作を行うと、サージ電圧が発生することが懸念される。そこで、駆動信号に対して、スイッチ電流が同位相又は進み位相となるように駆動周波数を設定することで、第１スイッチ及び第２スイッチがオフ状態とされる時点で、スイッチ電流を負の値とし、サージ電圧を抑制することが可能となる。つまり、容量性負荷に対する出力電力制御において、変換器効率の悪化を防止しつつ、さらに電力変換装置をインバータのみで実現することが可能になる。なお、フルブリッジ方式のインバータは進み位相でスイッチ電流が負の値でオフする場合、ダイオードのリカバリ特性により、リカバリサージ電圧が発生するので、共振周波数に対し、駆動周波数は高周波側を設定する。一方プッシュプル方式のインバータにおいて、進み位相でスイッチ電流が負の値でオフした場合は、上述したトランスの漏れインダクタンスによりダイオードがソフトリカバリするため、リカバリサージ電圧はフルブリッジ方式のインバータに対して小さくなる。

第１実施形態の電気的構成を表す図。 容量性放電負荷の容量の変化を表す図。 サージ電圧が生じるときの電流の流れを表す図。 サージ電圧が生じたときのスイッチ電圧、スイッチ電流、及び、駆動信号の時間変化を表すタイミングチャート。 駆動信号に対しスイッチ電流が同位相、及び、進み位相にある場合の負荷電流、スイッチ電流、及び、駆動信号の時間変化を表すタイミングチャート。 駆動周波数と出力電力との関係を表す図。 第１実施形態の間欠出力を表す図。 第１実施形態の間欠出力処理を表すフローチャート。 トランスの等価回路において励磁電流の流れを表す図。 出力再開時において励磁電流が過大となる場合のタイミングチャート。 第１実施形態における出力期間と停止期間との切り替え処理を表すフローチャート。 第１実施形態における制御を実施した場合の励磁電流の変化を表すタイミングチャート。 第２実施形態における制御を実施した場合の励磁電流の変化を表すタイミングチャート。 第３実施形態の電気的構成を表す図。 第４実施形態の電気的構成を表す図。 平滑コンデンサの端子間電圧の変化を表すタイミングチャート。 本実施形態における出力電圧振幅の変調を表す図。 第４実施形態の制御を実施した場合の平滑コンデンサの端子間電圧の変化を表すタイミングチャート。 出力電圧Ｖｏｕｔの各周波数成分を表す図。 変形例の電気的構成を表す図。 変形例における制御を実施した場合の励磁電流の変化を表すタイミングチャート。 変形例における制御を実施した場合の励磁電流の変化を表すタイミングチャート。

（第１実施形態）
図１に本実施形態における電源装置２０と、電源装置２０から電力を供給される放電負荷３１の等価回路を示す。

電源装置２０を構成するインバータ回路２１は、直流電圧源１０から供給される直流電力を交流電力に変換し、放電負荷３１を含む共振負荷３０に対して交流電力を出力する。インバータ回路２１はプッシュプル方式のインバータ回路であって、平滑コンデンサＣｉｎ、トランスＴｒ、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、第１ダイオードＤ１、及び、第２ダイオードＤ２を備えて構成されている。

平滑コンデンサＣｉｎは、直流電圧源１０から入力される電圧を平滑化するとともに、インバータ回路２１の動作による電圧変動が直流電圧源１０の出力電圧に与える影響を抑制する。トランスＴｒは磁気的に結合する一次コイルＬ１、二次コイルＬ２を備えて構成されている。図１では、トランスＴｒの一次二次側間の漏れインダクタンスを一次側漏れインダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２として表している。また、トランスＴｒの一次二次側間の漏れインダクタンスの二次側換算値をＬｓｂ（図示略）とする。一次コイルＬ１と二次コイルＬ２の巻線比をｎとすると、二次側換算値Ｌｓｂは、スイッチＳＷ１に電流が流れているときはＬｓｂ＝ｎ＾２・Ｌｓ１、スイッチＳＷ２に電流が流れているときはＬｓｂ＝ｎ＾２・Ｌｓ２として表すことができる。また、一次コイルＬ１の中点にはセンタタップＣＴが設けられている。センタタップＣＴは、直流電圧源１０の正極に接続されている。

第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２は、一次コイルＬ１の両端（端子Ｐ１，Ｐ２）のそれぞれに接続されている。スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、それぞれ半導体スイッチング素子であり、具体的には、ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴである。スイッチＳＷ１，ＳＷ２について、まとめてスイッチＳＷとも表記する。

第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２には、第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２がそれぞれ逆並列に接続されている。ダイオードＤ１，Ｄ２は、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のボディダイオードである。ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のドレインに接続されており、ダイオードＤ１，Ｄ２のアノードは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のソースに接続されている。

スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、ドライバ回路５０からハイ状態の駆動信号ｇＳＷ１，ｇＳＷ２が入力されることで、それぞれオン状態とされ、ロー状態の駆動信号ｇＳＷ１，ｇＳＷ２が入力されることで、それぞれオフ状態とされる。第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２とが交互にオン状態とされることで、インバータ回路２１から交流電力が出力される。

具体的には、第１スイッチＳＷ１がオン状態とされることで、一次コイルＬ１のセンタタップＣＴと端子Ｐ１との間の部分に、直流電圧源１０の電圧が印加される。一次コイルＬ１に電圧が印加され電流が流れることで、二次コイルＬ２に対し、図面下向き（端子Ｐ４から端子Ｐ３の方向）に誘導電流が流れる。第２スイッチＳＷ２がオン状態とされることで、一次コイルＬ１のセンタタップＣＴと端子Ｐ２との間の部分に、直流電圧源１０の電圧が印加される。一次コイルＬ１に電圧が印加され電流が流れることで、二次コイルＬ２に対し、図面上向き（端子Ｐ３から端子Ｐ４の方向）に誘導電流が流れる。

制御装置４０は、電圧センサ４２からインバータ回路２１の出力電圧Ｖｏｕｔ（負荷電圧）の検出値を取得し、電流センサ４３からインバータ回路２１の出力電流Ｉｏｕｔ（負荷電流）の検出値を取得する。そして、センサ４２，４３の検出値と、放電負荷３１の要求電力とに基づいて、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の駆動周波数ｆｓｗを設定する。そして、制御装置４０は、駆動周波数ｆｓｗに応じた指令信号をドライバ回路５０に出力する。ドライバ回路５０は、指令信号に応じて、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のゲートに駆動信号ｇＳＷ１，ｇＳＷ２を出力する。

放電負荷３１は、具体的には、オゾン発生装置であり、２枚の板状の誘電体で保護された電極が、空気層（放電ギャップ）を挟んで設けられ、各電極の２面のうち空気層に対して反対の面にセラミック基板が設けられて構成されている。放電負荷３１は、「容量性の放電負荷」である。放電負荷３１の等価回路は、放電ギャップの静電容量である空気層容量Ｃｇと、誘電体の静電容量である誘電体容量Ｃｐとの直列接続体として表すことができる。

また、放電ギャップに対し印加される電圧が放電維持電圧Ｖａを上回ると、放電ギャップにバリア放電が生じる。バリア放電が生じている状態では、放電ギャップの電圧は放電維持電圧Ｖａで維持される。放電負荷３１の放電時における特性は、空気層容量Ｃｇに対し並列接続され、降伏電圧Ｖａを有し、互いに逆方向に接続されたツェナーダイオードＤＴ１，ＤＴ２として表すことができる。

放電負荷３１は、印加される電圧に応じて等価容量Ｃが変化する。放電負荷３１の等価容量Ｃは、印加電圧が低い領域では、空気層容量Ｃｇが支配的であり、印加電圧が高い領域では、誘電体容量Ｃｐが支配的である。

図２を用いて印加電圧に対する放電負荷３１の等価容量Ｃの特性を示す。図２では、Ｖｂ１＞Ｖｂ２＞Ｖａの関係を有する所定電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２を放電負荷３１に対して印加した場合の放電負荷３１の端子間電圧Ｖｂの時間変化を示している。

高電圧Ｖｂ１を印加した場合、時刻Ｔ０から端子間電圧Ｖｂが上昇し、時刻Ｔａ１において放電維持電圧Ｖａを上回る。これにより、時刻Ｔａ１からバリア放電が開始される。その後、端子間電圧Ｖｂが高電圧Ｖｂ１に達した後、共振による放電で端子間電圧Ｖｂが低下していく。時刻Ｔａ４において端子間電圧Ｖｂが放電維持電圧Ｖａを下回るため、時刻Ｔａ４においてバリア放電が停止される。その後、時刻Ｔａ５において端子間電圧Ｖｂが０になる。

低電圧Ｖｂ２を印加した場合、時刻Ｔ０から端子間電圧Ｖｂが上昇し、時刻Ｔａ２において放電維持電圧Ｖａを上回る。これにより、時刻Ｔａ２からバリア放電が開始される。その後、端子間電圧Ｖｂが低電圧Ｖｂ２に達した後、共振による放電で端子間電圧Ｖｂが低下していく。時刻Ｔａ３において端子間電圧Ｖｂが放電維持電圧Ｖａを下回るため、時刻Ｔａ３においてバリア放電が停止される。その後、時刻Ｔ５において端子間電圧Ｖｂが０になる。

高電圧Ｖｂ１が印加された場合と比較して、端子間電圧Ｖｂの立ち上がりが遅いため、低電圧Ｖｂ２を印加した場合、バリア放電の開始が遅い（Ｔａ２＞Ｔａ１）。また、高電圧Ｖｂ１が印加された場合と比較して、端子間電圧Ｖｂの頂点が低いため、低電圧Ｖｂ２を印加した場合、バリア放電の終了が早い（Ｔａ４＞Ｔａ３）。このため、バリア放電が維持されている期間が、高電圧Ｖｂ１が印加された場合と、低電圧Ｖｂ２が印加された場合とで異なり、高電圧Ｖｂ１が印加された場合の方が長くなる。

バリア放電が維持される期間における放電負荷３１の容量は、誘電体容量Ｃｐとなる。また、バリア放電が生じていない期間における放電負荷３１の容量は、放電前等価容量Ｃｂとなり、放電前等価容量Ｃｂは、下記式で与えられる。

また、バリア放電時における放電負荷３１の等価容量Ｃｅは、電圧印加期間（図２のＴａ０〜Ｔａ５）におけるバリア放電の維持期間の割合をｄとすると、

と表すことができる。

容量性の負荷である放電負荷３１と、トランスＴｒの一次二次側間の漏れインダクタンスの二次側換算値Ｌｓｂと、で共振負荷３０を構成する。この共振負荷３０の共振周波数ｆｒは、上述した放電負荷３１の等価容量Ｃの変化に伴って変化する。

このため、二次コイルＬ２に流れる電流（負荷電流Ｉｏｕｔ）の周波数が変化し、負荷電流Ｉｏｕｔの周波数の変化に伴って、一次コイルＬ１に流れる電流（スイッチＳＷに流れるスイッチ電流Ｉｓｗ）の周波数が変化する。スイッチ電流Ｉｓｗの周波数ｆｓｗの変化によって、スイッチＳＷ１，ＳＷ２に対してサージ電圧が発生し、スイッチＳＷ１，ＳＷ２に損傷が生じたり、電力損失が起きたりすることが懸念される。プッシュプル方式のインバータ回路２１におけるスイッチ電流Ｉｓｗの周波数の変化に伴うサージ電圧の発生について、以下に説明を行う。

図３において、第１スイッチＳＷ１をオン状態としている場合に流れる電流を一点鎖線で示し、第１スイッチＳＷ１に対して順方向電流が流れている状態で、第１スイッチＳＷ１をオフ操作した直後に流れる電流を破線で示している。

一点鎖線で示すように、第１スイッチＳＷ１をオン状態とし、さらに、第１スイッチＳＷ１に順方向電流が流れている状況では、一次コイルＬ１の漏れインダクタンスＬｓ１に対して電流が流れることで、漏れインダクタンスＬｓ１に対して磁界エネルギーが蓄積される。この状態で、第１スイッチＳＷ１をオフ操作すると、破線で示すように、漏れインダクタンスＬｓ１から第１スイッチＳＷ１の寄生容量Ｃｏｓｓに対して電流が流れ込む。即ち、漏れインダクタンスＬｓ１に蓄積された磁界エネルギーが、寄生容量Ｃｏｓｓに電界エネルギーとして蓄積され、サージ電圧が発生する。なお、第２スイッチＳＷ２のオフ操作時にも同様にサージ電圧が発生することが懸念される。

図４に、スイッチＳＷに対して順方向電流が流れている状態で、スイッチＳＷをオフ操作した場合に発生するサージ電圧を示す。スイッチ電流Ｉｓｗが正方向に流れている状態で（例えば、１０Ａ）、駆動信号ｇＳＷをハイ状態からロー状態とし、スイッチＳＷをオフ操作すると、定常時において印加される電圧Ｖｓｗに比して、非常に高い電圧（サージ電圧）が発生する。なお、フルブリッジ方式のインバータでは、順方向電流が流れている場合に、スイッチに対してオフ操作を行ったとしても、還流ダイオードによる還流経路が存在するため、サージ電圧は発生しない。

図５（ａ）に、共振負荷３０の共振周波数ｆｒと、スイッチＳＷの駆動周波数ｆｓｗとが一致する場合の負荷電流Ｉｏｕｔ、スイッチ電流Ｉｓｗ、及び、駆動信号ｇＳＷの時間変化を表すタイミングチャートを示す。負荷電流Ｉｏｕｔは、駆動周波数ｆｓｗに依存せず、共振周波数ｆｒで変化する。また、スイッチＳＷのオン期間において、スイッチ電流Ｉｓｗは、負荷電流Ｉｏｕｔと同じ周波数で動作する。共振周波数ｆｒと駆動周波数ｆｓｗとが一致する場合、スイッチＳＷのオフ時刻と、負荷電流Ｉｏｕｔがゼロクロスする時刻、即ち、スイッチ電流Ｉｓｗがゼロクロスする時刻とが一致するため、スイッチＳＷにおけるサージ電圧は生じない。

図５（ｂ）に、共振周波数ｆｒと駆動周波数ｆｓｗとがほぼ等しく、さらに、共振周波数ｆｒが駆動周波数ｆｓｗより高い場合の負荷電流Ｉｏｕｔ、スイッチ電流Ｉｓｗ、及び、駆動信号ｇＳＷの時間変化を表すタイミングチャートを示す。図５（ａ）と同様に、負荷電流Ｉｏｕｔは、駆動周波数ｆｓｗに依存せず、共振周波数ｆｒで変化する。また、スイッチＳＷのオン期間において、スイッチ電流Ｉｓｗは、負荷電流Ｉｏｕｔと同じ周波数で動作する。共振周波数ｆｒが駆動周波数ｆｓｗより高いため、スイッチＳＷのオフ時刻が、負荷電流Ｉｏｕｔがゼロクロスする時刻、即ち、スイッチ電流Ｉｓｗがゼロクロスする時刻より遅くなる。このため、スイッチＳＷにおけるサージ電圧は生じない。

このように、スイッチＳＷの駆動信号ｇＳＷに対して、スイッチ電流Ｉｓｗが同位相（ｆｓｗ＝ｆｒ）又は進み位相（ｆｓｗ＜ｆｒ）となるように、駆動信号ｇＳＷの周波数ｆｓｗを設定することで、プッシュプルインバータにおいて、オフ時のサージ電圧の発生を抑制できる。

ここで、スイッチＳＷの駆動信号ｇＳＷに対して、スイッチ電流Ｉｓｗが同位相（ｆｓｗ＝ｆｒ）又は進み位相（ｆｓｗ＜ｆｒ）となるように、駆動信号ｇＳＷの周波数ｆｓｗを設定する場合、スイッチＳＷの駆動信号ｇＳＷに対して、スイッチ電流Ｉｓｗが同位相となるときに電力効率が最高となる。つまり、駆動周波数ｆｓｗを共振周波数ｆｒと略同一に設定した場合に、電力効率が最も高くなる。また、図６に示すように、電源装置２０の出力電力Ｐｏｕｔは、駆動周波数ｆｓｗが共振周波数ｆｒに近づくほど大きくなる。

そこで、本実施形態では、駆動周波数ｆｓｗを共振周波数ｆｒ近傍に設定するとともに、図７に示すような間欠出力を実施する。本実施形態における間欠出力では、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の一駆動周期におけるオン時間の割合（デューティ）を、それぞれ５０％に保つ。さらに、所定周期における第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２のオン操作の回数、即ち、所定周期において電力が出力される期間の長さを電力指令値Ｐｏｕｔ＊（供給電力の目標値）と駆動周波数ｆｓｗに応じて出力される出力電力Ｐｏｕｔ（出力可能電力）との比（Ｒａｔｅ）に基づいて設定する。

出力電力Ｐｏｕｔと電力指令値Ｐｏｕｔ＊（放電負荷３１の要求電力）との比が（Ｐｏｕｔ＊：Ｐｏｕｔ＝１：ｘ，ｘは任意の実数）である場合に、所定周期における電力の出力期間（スイッチＳＷ１，ＳＷ２を交互にオンする期間）の長さを所定期間全体の１／ｘとなるように設定する。これにより、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の駆動時において、駆動周波数ｆｓｗを共振周波数ｆｒに近づけつつ、電源装置２０から放電負荷３１に供給される電力を電力指令値Ｐｏｕｔ＊に近づけることが可能になる。

例えば、図７に示す例では、出力電力Ｐｏｕｔが電力指令値Ｐｏｕｔ＊（放電負荷３１の要求電力）の２倍の値となっている（Ｐｏｕｔ＊：Ｐｏｕｔ＝１：２）。そこで、所定周期における電力の出力期間の長さを所定期間全体の１／２となるように設定している。より具体的には、図７に示す例では、所定周期は、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の駆動周期の１６倍の長さの期間に設定されており、所定周期における第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２のオン操作の回数がそれぞれ８回（８＝１６／２）とされている。

図８に本実施形態の間欠出力処理を表すフローチャートを示す。本処理は、「算出部」としての制御装置４０によって周期的に実施される。

ステップＳ０１において、駆動周波数ｆｓｗが共振周波数ｆｒと略同一であるか否かを判定する。ここで、電力出力指令が入力されていない場合、電力指令値Ｐｏｕｔ＊と出力電力Ｐｏｕｔとの比率（Ｒａｔｅ）は、ステップＳ０４において、出力電力Ｐｏｕｔが算出可能な値であって、さらに、可能な限り小さい値に設定されている。具体的には、出力期間の長さが、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の一駆動周期において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の少なくとも一方を５０％のデューティでオン操作可能となるように、電力指令値Ｐｏｕｔ＊と出力電力Ｐｏｕｔとの比率（Ｒａｔｅ）とを設定する。当該制御により、電力出力指令が入力された場合に、応答性よく電源装置２０から放電負荷３１に供給される電力を電力指令値Ｐｏｕｔ＊に近づけることが可能になるとともに、電力出力指令が入力されていない場合の電力消費を低減することができる。駆動周波数ｆｓｗと共振周波数ｆｒとが略同一でない場合（Ｓ０１：ＹＥＳ）、ステップＳ０２において、駆動周波数ｆｓｗを共振周波数ｆｒに近づける制御を実施し、処理を終了する。ステップＳ０２では、具体的には、駆動周波数ｆｓｗを進み位相領域に保つとともに、出力電力Ｐｏｕｔが大きくなるように駆動周波数ｆｓｗを変化させる制御を実施する。

駆動周波数ｆｓｗと共振周波数ｆｒとが略同一である場合（Ｓ０１：ＮＯ）、ステップＳ０３において、制御装置４０に対し上位のＥＣＵから電源装置２０から放電負荷３１への電力出力指令が入力されているか否かを判定する。制御装置４０に対して電力出力指令が入力されていない場合（Ｓ０３：ＮＯ）、処理を終了する。

制御装置４０に対して、電力出力指令が入力されている場合（Ｓ０３：ＹＥＳ）、ステップＳ０４において、負荷電圧Ｖｏｕｔ及び負荷電流Ｉｏｕｔの検出値に基づいて、共振負荷３０に供給されている出力電力Ｐｏｕｔを算出する。ステップＳ０５において、電力指令値Ｐｏｕｔ＊と出力電力Ｐｏｕｔとの比率を算出する。そして、ステップＳ０６において、電力指令値Ｐｏｕｔ＊と出力電力Ｐｏｕｔとの比率と所定周期の積に相当する時間を出力期間に設定して処理を終了する。

ここで、間欠出力動作によって、電源装置２０の出力状態と停止状態とを繰り返す場合に、出力状態とされた後、停止状態とされ、再度出力状態にされる場合に、トランスＴｒの偏磁が問題となる。より具体的には、トランスＴｒに流れる励磁電流ＩＬＭが過大になり、その結果、トランスＴｒが磁気飽和することが懸念される。

図９にトランスＴｒの励磁電流ＩＬＭの流れを表すモデル図を示す。トランスＴｒは、励磁インダクタンスＬＭ、一次側漏れインダクタンスＬｓａ及び二次側漏れインダクタンスＬｓｂから構成されるＴ字型等価回路として表すことができる。トランスＴｒの一次側には、トランスＴｒを励磁させる励磁電流ＩＬＭが流れている（実線）。

ここで、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をともにオフ状態とすることで、電源装置２０を出力状態から停止状態に変更すると、トランスＴｒの一次側において励磁電流ＩＬＭが流れることができなくなる。このため、励磁電流ＩＬＭがトランスＴｒの二次側に流れることになる（破線）。二次側に流れる励磁電流ＩＬＭは、励磁インダクタンスＬＭ及び漏れインダクタンスＬｓｂと、容量性の放電負荷３１とで共振する。このため、出力再開のタイミングによっては、一次コイルＬ１に対して直流電圧源１０が接続されることで励磁電流ＩＬＭが増加し、トランスＴｒが磁気飽和することが懸念される。

図１０に、間欠出力の実施時における励磁電流ＩＬＭの時間変化を表すタイミングチャートを示す。出力期間において、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２とが交互にオンオフされている。時刻Ｔ１において、スイッチＳＷ２がオフ状態とされ、スイッチＳＷ１のオフ状態が継続されることで、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオフ状態とされ、出力期間から停止期間へと移行する。

時刻Ｔ１の後、励磁電流ＩＬＭが、励磁インダクタンスＬＭ、二次側漏れインダクタンスＬｓｂ、及び、放電負荷３１に流れる。停止期間において、励磁電流ＩＬＭは、励磁電流ＩＬＭが、励磁インダクタンスＬＭ、二次側漏れインダクタンスＬｓｂ、及び、放電負荷３１を備えるＬＣ共振回路における共振周波数１／（２π√（（ＬＭ＋Ｌｓｂ）・Ｃｂ））で変化する。一方、出力期間において、励磁電流ＩＬＭは、二次側漏れインダクタンスＬｓｂと放電負荷３１とから構成される共振回路の共振周波数ｆｒ（＝１／（２π√（Ｌｓｂ・Ｃｅ）））で変化する。励磁インダクタンスＬＭは、二次側漏れインダクタンスＬｓｂより大きく、停止期間における励磁電流ＩＬＭの周波数は、出力期間と比べて低くなる。これにより、停止期間の励磁電流ＩＬＭは出力期間と比べて振幅が大きくなる。

時刻Ｔ２において、スイッチＳＷ１がオン状態とされることで、停止期間から出力期間へと移行する。ここで、出力期間から停止期間への移行時である時刻Ｔ２の直後において、一次コイルＬ１に対して直流電圧源１０が接続されることで励磁電流ＩＬＭが増加することで、励磁電流ＩＬＭが過大となり、トランスＴｒが磁気飽和することが懸念される。

そこで、本実施形態の構成では、図１に示すように、センタタップＣＴと、直流電圧源１０とを接続する接続線の間に第３スイッチＳＷ３を設けている。より具体的には、平滑コンデンサＣｉｎよりもセンタタップＣＴ側にスイッチＳＷ３を設けている。スイッチＳＷ３には、ボディダイオードＤ３が逆並列に接続されている。ダイオードＤ３のカソードは、スイッチＳＷ３のドレインに接続されており、ダイオードＤ３のアノードは、スイッチＳＷ３のソースに接続されている。スイッチＳＷ３は、ドライバ回路５０からハイ状態の駆動信号ｇＳＷ３が入力されることで、オン状態とされ、ロー状態の駆動信号ｇＳＷ３が入力されることで、オフ状態とされる。

制御装置４０は、出力期間において、スイッチＳＷ３を常時オン状態とするとともに、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を交互にオンオフすることで、放電負荷３１に対する電力出力を実施する。また、制御装置４０は、停止期間において、スイッチＳＷ３を常時オフ状態とするとともに、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を常時オン状態とすることで、放電負荷３１に対する電力出力を停止するとともに、励磁電流ＩＬＭを一次コイルＬ１側で還流させる。これらの制御により、停止期間から出力期間への移行時の直後において、励磁電流ＩＬＭが過大になることを抑制できる。

図１１に出力期間と停止期間との切り替え処理を表すフローチャートを示す。本処理は「駆動部」としての制御装置４０によって周期的に実施される。

ステップＳ１１において、現在出力期間であるか否かを判定する。出力期間である場合（Ｓ１１：ＹＥＳ）、ステップＳ１２において、出力期間から停止期間への切り替えタイミングであるか否かを判定する。停止期間への切り替えタイミングでない場合（Ｓ１２：ＮＯ）、ステップＳ１３において、スイッチＳＷ３をオン状態にするとともに、ステップＳ１４において、駆動周波数ｆｓｗ（共振周波数ｆｒ）でスイッチＳＷ１，ＳＷ２を交互にオンオフ操作し、処理を終了する。

出力期間から停止期間への切り替えタイミングである場合（Ｓ１２：ＹＥＳ）、ステップＳ１５において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の現在のオンオフ状態を記憶する。そして、ステップＳ１６において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオン状態、スイッチＳＷ３をオフ状態にすることで、出力期間から停止期間への切り替えを実施する。

ステップＳ１１において、停止期間であると判定された場合（Ｓ１１：ＮＯ）、ステップＳ１７において、出力期間への切り替えタイミングであるか否かを判定する。出力期間への切り替えタイミングでない場合（Ｓ１７：ＮＯ）、ステップＳ１８において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオン状態にするとともに、スイッチＳＷ３をオフ状態にする。

停止期間から出力期間への切り替えタイミングである場合（Ｓ１７：ＹＥＳ）、ステップＳ１９において、スイッチＳＷ３をオン状態にするとともに、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のオンオフ状態をステップＳ１５において記憶した状態と逆の状態に設定し、処理を終了する。ステップＳ１９では、具体的には、ステップＳ１５においてスイッチＳＷ１がオン状態、スイッチＳＷ２がオフ状態とされていた場合には、スイッチＳＷ１をオフ状態、スイッチＳＷ２をオン状態に設定する。また、ステップＳ１５においてスイッチＳＷ１がオフ状態、スイッチＳＷ２がオン状態とされていた場合には、スイッチＳＷ１をオン状態、スイッチＳＷ２をオフ状態に設定する。

図１２に、本実施形態の間欠出力実施時における励磁電流ＩＬＭの時間変化を表すタイミングチャートを示す。出力期間において、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２とが交互にオンオフされている。時刻Ｔ１１の直前において、スイッチＳＷ１がオフ状態とされており、スイッチＳＷ２がオン状態とされており、スイッチＳＷ３がオン状態とされている。時刻Ｔ１１の直前において、スイッチＳＷ２のデューティは５０％とされている。

時刻Ｔ１１の後、励磁電流ＩＬＭは、一次側漏れインダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２、及び、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を有する一次側の閉回路に流れる。停止期間において、励磁電流ＩＬＭは、略一定値となる。また、トランスＴｒと直流電圧源１０との接続が遮断されることで、二次側電圧Ｖｏｕｔは振動しながら減衰する。

その後、時刻Ｔ１２において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオン状態とされ、スイッチＳＷ３がオフ状態とされることで、出力期間から停止期間へと移行する。時刻Ｔ１２の直後において、スイッチＳＷ１のデューティは５０％とされている。

時刻Ｔ１２において、スイッチＳＷ２がオフ状態とされるとともに、第３スイッチＳＷ３がオン状態とされることで、停止期間から出力期間へと移行する。ここで、時刻Ｔ１２において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のうち時刻Ｔ１１の直前においてオン状態とされていたスイッチ（図１１では、ＳＷ１）とは異なるスイッチ（図１０では、ＳＷ２）をオン状態とする。これにより、時刻Ｔ１２の直後において、励磁電流ＩＬＭの絶対値が減少する方向に変化する。また、時刻Ｔ１１の直前におけるスイッチＳＷ１のデューティ（図１１では、５０％）と、時刻Ｔ１２の直後におけるスイッチＳＷ２のデューティ（図１１では、５０％）とを略同一とする。これらの制御により、励磁電流ＩＬＭの交流的な振動の中心を０Ａとすることができ、トランスＴｒにおいて磁気飽和が生じることを抑制できる。

以下、本実施形態の効果を述べる。

プッシュプル方式のインバータ回路２１を用いた上で、駆動周波数を共振周波数以下に設定することにより、スイッチＳＷ１，ＳＷ２に流れる電流Ｉ１をスイッチＳＷ１，ＳＷ２に印加される電圧Ｖ１に対して進み位相とし、サージ電圧の発生を抑制することができる。さらに、駆動周波数ｆｓｗを共振周波数ｆｒ近傍に設定するとともに、所定周期において、電力指令値Ｐｏｕｔ＊及び出力可能電力Ｐｏｕｔに基づいて設定される出力期間にインバータ回路２１から電力出力を行う構成とした。このような構成にすることで、容量性負荷である放電負荷３１に供給される電力を電力指令値Ｐｏｕｔ＊に近づけるとともに、電力効率を向上させることができる。

出力期間において、一次コイルＬ１には励磁電流ＩＬＭが流れている。停止期間に、直流電圧源１０と一次コイルＬ１とが遮断状態にされると、この励磁電流ＩＬＭによってトランスＴｒに蓄積された磁気エネルギーが二次側に流れる。停止期間において、励磁電流ＩＬＭが二次側で流れている状態で、出力期間が再開されると、タイミングによっては、励磁電流ＩＬＭが増加するため、トランスＴｒが磁気飽和することが懸念される。そこで、第３スイッチＳＷ３を設けることで、出力期間の開始時における磁気飽和を抑制する。

具体的には、停止期間において、第３スイッチＳＷ３をオフ状態にすることで、電力出力を停止するとともに、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２をオン状態とすることで、一次コイルＬ１の両端子を短絡させる。これにより、励磁電流ＩＬＭが一次側に流れるため、トランスＴｒの二次側に励磁電流ＩＬＭが流れることを抑制できる。これにより、励磁電流ＩＬＭの低周波数化による励磁電流ＩＬＭの振幅の増加を抑制できる。

出力期間から停止期間への切り替えの際、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の一方がオン状態とされ、かつ、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の他方がオフ状態とされている場合に、次の停止期間から出力期間への切り替えの際、出力期間にオフ状態とされていたものと異なるスイッチＳＷ１，ＳＷ２の一方をオフ状態とし、かつ、出力期間にオン状態とされていたものと異なるスイッチＳＷ１，ＳＷ２の他方をオン状態とする構成とした。これにより、出力期間の開始時において、停止期間に流れている励磁電流ＩＬＭを減少させる向きにトランスＴｒに対して電圧を印加することができ、励磁電流ＩＬＭの絶対値が減少する方向に励磁電流ＩＬＭを変化させ、トランスＴｒにおける磁気飽和を抑制できる。

（第２実施形態）
第２実施形態における制御装置４０は、出力期間から停止期間への切り替えの際、駆動周波数の逆数である駆動周期の１／４の期間にわたって、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の一方をオン状態、他方をオフ状態とした後、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をともにオン状態とすることで、出力期間から停止期間への切り替えを行う。

具体的には、図１３に示すように、出力期間から停止期間への切り替え（時刻Ｔ２１）の直前におけるスイッチＳＷ１，ＳＷ２のオン時間（デューティ）を略５０％から略２５％へと減少させる。これにより、出力期間から停止期間へと切り替わる際に、一次側電圧Ｖに対して、一次側電流Ｉが１／８周期遅れ位相となる。

出力期間において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の一方が駆動周期の１／４の期間にわたりオン状態とされると、励磁電流ＩＬＭは略０となり、トランスＴｒに蓄積されている磁気エネルギーは略０となる。

さらに、停止期間から出力期間への切り替え（時刻Ｔ２２）の際、駆動周期の１／４の期間にわたって、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の一方をオン状態、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の他方をオフ状態とする。つまり、停止期間から出力期間へと移行する際に、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のオン時間（デューティ）を略５０％から略２５％へと減少させる。これにより、出力期間の開始直後における励磁電流ＩＬＭの大きさの最大値を定常出力期間の最大値と略一定とすることができ、トランスＴｒが磁気飽和することを抑制できる。

（第３実施形態）
図１４に第３実施形態の電気的構成を示す。本実施形態の構成では、第３スイッチＳＷ３を省略している。そして、一次コイルＬ１と第１スイッチＳＷ１の接続点と、一次コイルＬ１と第２スイッチＳＷ２の接続点との間に接続された半導体スイッチング素子である第４スイッチＳＷ４を備える構成としている。より具体的には第４スイッチＳＷ４は、２つのＭＯＳＦＥＴ（スイッチＳＷ４ａ、ＳＷ４ｂ）が直列接続されることで構成されている。さらに、その２つのＭＯＳＦＥＴにそれぞれ並列接続されているボディダイオード（ダイオードＤ４ａ，Ｄ４ｂ）が互いに逆向きになるように接続されている。即ち、アノード同士、又は、カソード同士が接続されるようにボディダイオードが接続されている。なお、第４スイッチとしてＩＧＢＴを用いてもよい。

出力期間において、一次コイルＬ１には励磁電流ＩＬＭが流れている。停止期間に、直流電圧源１０と一次コイルＬ１とが遮断状態にされると、この励磁電流ＩＬＭによってトランスＴｒに蓄積された磁気エネルギーが二次側に流れる。停止期間において、励磁電流ＩＬＭが二次側で流れている状態で、出力期間が再開されると、タイミングによっては、励磁電流ＩＬＭが増加するため、トランスＴｒが磁気飽和することが懸念される。そこで、第４スイッチＳＷ４を設けることで、出力期間の開始時における磁気飽和を抑制する。

具体的には、「駆動部」としての制御装置４０は、停止期間にわたって、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２をともにオフ状態とすることで、直流電圧源１０から一次コイルＬ１に流れる電流を遮断するとともに、第４スイッチＳＷ４をオン状態とする。また、制御装置４０は、出力期間にわたって、第４スイッチＳＷ４をオフ状態とし、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２を交互にオン状態にする。

停止期間において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をともにオフ状態にすることで、電力出力を停止するとともに、第４スイッチＳＷ４をオン状態とすることで、一次コイルＬ１の両端子を短絡させる。これにより、励磁電流ＩＬＭが一次側に流れるため、トランスＴｒの二次側に励磁電流ＩＬＭが流れることを抑制でき、励磁電流ＩＬＭの低周波数化による励磁電流ＩＬＭの振幅の増加を抑制できる。また、出力期間において、第４スイッチＳＷ４をオフ状態とすることで、１次側から２次側への電力出力を正常に行うことができる。

（第４実施形態）
図１５に第４実施形態の電気的構成を示す。本実施形態の構成は、図１に示す第１実施形態の構成にＬＣフィルタ回路２２を追加している構成である。

第４実施形態の構成では、第１実施形態の構成と同様に、第３スイッチＳＷ３と直流電圧源１０の正極との接続点と、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２の接続点とを接続する経路を設け、その経路上に平滑コンデンサＣｉｎを設ける構成としている。当該平滑コンデンサＣｉｎを設けることで、インバータ回路２１に入力される電圧が平滑化（安定化）される。

さらに、本実施形態の構成では、平滑コンデンサＣｉｎと直流電圧源１０との間にＬＣフィルタ回路２２を設ける構成としている。ＬＣフィルタ回路２２を構成するインダクタＬｆは、直流電圧源１０の正極と、第３スイッチＳＷ３とを接続する経路上に設けられている。ＬＣフィルタ回路２２を構成するコンデンサＣｆは、インダクタＬｆよりも直流電圧源１０側において、直流電圧源１０の正極と負極とを接続する経路上に設けられている。ＬＣフィルタ回路２２は、インバータ回路２１の動作に伴う高周波ノイズが直流電圧源１０に入力されることを抑制する。

ここで、出力期間から停止期間への切り替え時には、第３スイッチＳＷ３をオフ状態とすることで、直流電圧源１０とインバータ回路２１とを遮断状態とする。この際、インダクタＬｆからインバータ回路２１（センタタップＣＴ）に向かって流れている電流、即ち、インダクタＬｆに蓄えられているエネルギーが平滑コンデンサＣｉｎに流れ込むことになる。インダクタＬｆから平滑コンデンサＣｉｎへの電流の流れ込みにより、平滑コンデンサＣｉｎの端子間電圧が上昇する。このため、平滑コンデンサＣｉｎの耐圧を高くする必要が生じ平滑コンデンサＣｉｎの体格の増加などが問題となる。

図１６を用いて、上述した出力期間から停止期間への切り替え時における平滑コンデンサＣｉｎの端子間電圧の変化を説明する。図１６において、時刻Ｔ４０が出力期間から停止期間への切り替え時点である。入力電流Ｉｉｎが電源から供給される電流であり、センタタップ電流Ｉｃｔが第３スイッチＳＷ３を介してセンタタップＣＴに向かって流れる電流である。

時刻Ｔ４０より前の出力期間において、駆動信号ｇＳＷ３（図示略）が常にハイ状態とされることで、スイッチＳＷ３が常にオン状態とされ、駆動信号ｇＳＷ１，ｇＳＷ２が交互にハイ状態とされることで、スイッチＳＷ１，ＳＷ２が交互にオン状態とされている。また、ＬＣフィルタ回路２２により、入力電流Ｉｉｎは直流となっている。また、入力電流Ｉｉｎは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２が駆動される駆動周期で周期的に変化している。

時刻Ｔ４０において、制御装置４０によって、駆動信号ｇＳＷ１，ｇＳＷ２がともにハイ状態とされることで、スイッチＳＷ１，２がともにオン状態とされ、駆動信号ｇＳＷ３（図示略）が常にロー状態とされることで、第３スイッチＳＷ３がオフ状態とされて、電源装置２０は、出力期間から停止期間へ移行する。時刻Ｔ４０において、インダクタＬｆとインバータ回路２１との電気的接続が切断される即ち、インダクタＬｆと一次コイルＬ１をともに含む閉回路が存在しなくなる。このため、インダクタＬｆからセンタタップＣＴに流れていたセンタタップ電流Ｉｃｔが０になる。また、インダクタＬｆから平滑コンデンサＣｉｎ及びセンタタップＣＴに流れていたインダクタ電流は、平滑コンデンサＣｉｎに流れ込むことになる。

つまり、時刻Ｔ４０において、インダクタＬｆに蓄積されているエネルギーによって、インダクタＬｆと平滑コンデンサＣｉｎとの間にＬＣ共振が生じる。ＬＣ共振によって生じる平滑コンデンサＣｉｎの端子間電圧Ｖｃの最大変化量ΔＶｃ値は、平滑コンデンサＣｉｎのキャパシタンス値をＣｉｎ、インダクタＬｆのインダクタンス値をＬｆ、時刻Ｔ４０における入力電流ＩｉｎをＩｉｎ０、時刻Ｔ４０におけるセンタタップ電流ＩｃｔをＩｃｔ０とすると、ΔＶｃ＝√｛（Ｌｆ／Ｃｉｎ）（Ｉｉｎ０−Ｉｃｔ０）＾２｝と表すことができる。即ち、平滑コンデンサＣｉｎの端子間電圧Ｖｃのピーク値は、出力期間から停止期間に切り替わる時点における入力電流Ｉｉｎ０に比例する。

そこで、本実施形態の「駆動部」としての制御装置４０は、出力期間において、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２を所定の駆動周波数ｆｓｗ、かつ、５０％以下の所定のデューティで交互に駆動する。さらに、制御装置４０は、出力期間のうち停止期間に切り替わる時点を含む所定期間において、デューティを減少方向に変化させる。当該制御により、出力期間から停止期間に切り替わる時点において、インダクタＬｆに蓄えられているエネルギーを減少させることができ、平滑コンデンサＣｉｎの端子間電圧の上昇を抑制することができる。

また、制御装置４０は、インバータ回路２１において、出力期間において出力電流Ｉｏｕｔを出力し、停止期間において出力電流Ｉｏｕｔを停止するバースト出力を行う。つまり、インバータ回路２１の出力電流Ｉｏｕｔは、１つの出力期間と１つの停止期間とをあわせた期間を一周期（バースト周期）として、周期的に変化することになる。このため、インバータ回路２１の出力電流Ｉｏｕｔは、バースト周期の逆数に相当する周波数成分、及び、そのｎ次高調波周波数成分を有することになる。このバースト周期に起因する周波数成分は、共振周波数ｆｒなどと比較して低周波数のものであり、可聴域のものを含むことが懸念される。バースト周期に起因し、可聴域に属する出力電流Ｉｏｕｔの周波数成分による悪影響、例えば、磁歪などによる騒音の発生などが問題となる。

そこで、制御装置４０は、出力期間の開始時点からその出力期間中の所定時点にわたってデューティを増加方向に変化させるとともに、所定時点からその出力期間の終了時点にわたってデューティを減少方向に変化させ、出力期間の出力電圧Ｖｏｕｔの振幅が出力期間の２倍の周期で変化するようにディーティを変化させる構成とした。より具体的には、図１７のようにインバータ回路２１の出力電圧Ｖｏｕｔの振幅（出力電圧Ｖｏｕｔの包絡線の上下幅）が正弦波状に変化するようにスイッチＳＷ１，ＳＷ２のディーティを変化させる構成とした。より詳しくは、出力電圧Ｖｏｕｔの振幅の絶対値（変調率）が正弦波の半波整流波形状に変化するようにスイッチＳＷ１，ＳＷ２のデューティを変化させる構成とした。即ち、制御装置４０は、出力期間の開始時において、出力電圧Ｖｏｕｔの振幅を略０し、その後、出力電圧Ｖｏｕｔの振幅を正弦波状に増加させる。そして、出力期間の開始時と終了時との中間時点において、出力電圧Ｖｏｕｔの振幅を最大値とし、その後出力電圧Ｖｏｕｔの振幅を正弦波状に減少させる。そして、出力期間の終了時において、出力電圧Ｖｏｕｔの振幅を略０とする。本構成により、バースト周期に起因する出力電圧Ｖｏｕｔの各周波数成分を弱め、可聴域に属する出力電流Ｉｏｕｔの周波数成分による悪影響を抑えることができる。

また、出力期間の開始時点からその出力期間中の所定時点にわたってデューティを増加方向に変化させるとともに、所定時点からその出力期間の終了時点にわたってデューティを減少方向に変化させる構成では、出力期間のうち停止期間に切り替わる時点を含む所定期間において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のデューティ（駆動周期におけるオン時間の割合）が減少方向に変化する。つまり、出力期間から停止期間に切り替わる時点において、誘導成分に蓄えられているエネルギーを減少させることができ、平滑コンデンサＣｉｎの端子間電圧Ｖｃの上昇を抑制することができる。

ここで、本実施形態の制御を実施すると出力期間におけるスイッチＳＷ１，ＳＷ２のデューティが５０％より低いものを含むこととなり、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のデューティを５０％に設定した場合と比較して、出力電圧Ｖｏｕｔが低くなる。このため、放電負荷３１に供給される電力の低下が懸念される。そこで、制御装置４０は、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のデューティを低下させる場合に、そのデューティ低下に伴う出力電力Ｐｏｕｔの低下を補うべく、出力期間を長く設定する。

図１８を用いて、出力期間の出力電圧の振幅が正弦波状に変化するようにディーティを変化させた場合の平滑コンデンサＣｉｎの端子間電圧の変化について説明する。

出力期間中の時刻Ｔ５０より前の期間（出力期間の開始時点からその出力期間中の所定時刻Ｔ５０より前の期間）において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２（駆動信号ｇＳＷ１，ｇＳＷ２）それぞれのデューティが増加方向に変化し、時刻Ｔ５０において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２それぞれのデューティが最高値（５０％）に達する。出力期間中の時刻Ｔ５０より前の期間では、出力電圧Ｖｏｕｔの振幅（包絡線の上下幅）が増加方向に変化しており、インバータ回路２１のセンタタップ電流Ｉｃｔの振幅（ピーク値）が増加方向に変化しており、入力電流Ｉｉｎは増加方向に変化している。

時刻Ｔ５０の後、時刻Ｔ５０から出力期間の終了時点である時刻Ｔ５１までの期間にわたってスイッチＳＷ１，ＳＷ２それぞれのデューティが減少方向に変化する。時刻Ｔ５０から時刻Ｔ５１までの期間では、出力電圧Ｖｏｕｔの振幅（包絡線の上下幅）が減少方向に変化しており、センタタップ電流Ｉｃｔの振幅（ピーク値）が減少方向に変化しており、入力電流Ｉｉｎは減少方向に変化している。

時刻Ｔ５１において、駆動信号ｇＳＷ１，ｇＳＷ２がともにハイ状態とされることで、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオン状態とされるとともに、駆動信号ｇＳＷ３（図示略）がロー状態とされることで、スイッチＳＷ３がオフ状態とされ、出力期間から停止期間への切り替えが行われる。出力期間から停止期間への切り替え時において、入力電流Ｉｉｎを減少させておくことで、インダクタＬｆに蓄積されているエネルギーが小さくなるため、インダクタＬｆから平滑コンデンサＣｉｎへの電流の流れ込みに伴う平滑コンデンサＣｉｎの端子間電圧の増加を抑制できる。

また、インバータ回路２１から電力を供給される放電負荷３１は、電圧と電流とが比例関係とならない非線形素子である。このため、出力電圧Ｖｏｕｔの振幅が正弦波状で変化するようにスイッチＳＷ１，ＳＷ２のデューティを設定しているが、実際の出力電圧Ｖｏｕｔの振幅は、歪んだ正弦波状に変化する。

図１９にバースト周期に起因するインバータ回路２１の雑音端子電圧の周波数成分の大きさを示す。出力期間において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のデューティを常に５０％とした場合の雑音端子電圧の周波数成分を黒色で示している。また、本実施形態のスイッチＳＷ１，ＳＷ２のデューティを正弦波状に変化させた場合の雑音端子電圧の周波数成分を灰色で示している。図１９に示すように、本実施形態の制御を実施することで、バースト周波数のｎ次高調波成分を低減することができる。

なお、上記説明では、直流電圧源１０と平滑コンデンサＣｉｎとの間にＬＣフィルタ回路２２を設ける構成としたがこれを省略してもよい。ＬＣフィルタ回路２２を省略した構成においても、出力期間から停止期間への切り替え時において、直流電圧源１０と平滑コンデンサＣｉｎとの間に存在する寄生インダクタから平滑コンデンサＣｉｎへの電流の流れ込みが生じる。このため、ＬＣフィルタ回路２２を省略した構成に対して、出力期間のうち停止期間に切り替わる時点を含む所定期間においてスイッチＳＷ１，ＳＷ２のデューティを減少させる構成を適用した場合においても、平滑コンデンサＣｉｎの端子間電圧の増加を抑制できる。

出力期間の開始時点からその出力期間中の所定時点にわたってスイッチＳＷ１，ＳＷ２のデューティを増加方向に変化させるとともに、所定時点からその出力期間の終了時点にわたってスイッチＳＷ１，ＳＷ２のデューティを減少方向に変化させる構成の変形例として、制御装置４０が、出力電圧Ｖｏｕｔが三角波状に変化するようにスイッチＳＷ１，ＳＷ２のデューティをそれぞれ設定する構成としてもよい。ここで、各時点におけるスイッチＳＷ１，ＳＷ２のデューティは略等しくなるように設定するとよい。

出力期間のうち停止期間に切り替わる時点を含む所定期間において、デューティを減少方向に変化させる構成の変形例として、制御装置４０が、出力期間の所定時点までスイッチＳＷ１，ＳＷ２のデューティをそれぞれ５０％に設定し、所定時点以降において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のデューティをそれぞれ減少させる構成としてもよい。

本実施形態の説明では、第１実施形態の電気的構成を前提としたが、これを変更し、第３実施形態の電気的構成を前提とするものであってもよい。第３実施形態の電気的構成を前提とした場合、出力期間において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のデューティを出力期間の開始時点からその出力期間中の所定時点にわたってデューティを増加方向に変化させるとともに、所定時点からその出力期間の終了時点にわたってデューティを減少方向に変化させる構成とするとよい。また、出力期間において、第４スイッチＳＷ４をオフとする構成とするとよい。また、停止期間において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をともにオフとするとともに、第４スイッチＳＷ４をオン状態とするとよい。

（他の実施形態）
・平滑コンデンサＣｉｎを省略する構成としてもよい。

・第１，２，４実施形態では、直流電圧源１０と、センタタップＣＴとの間にスイッチＳＷ３を設ける構成としたが、これを変更し、第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２との接続点（第１スイッチＳＷ１のエミッタと第２スイッチＳＷ２のエミッタとの接続点）と、直流電圧源１０との間にスイッチＳＷ３を設ける構成としてもよい。なお、平滑コンデンサＣｉｎを設ける構成では、平滑コンデンサＣｉｎよりも第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２との接続点側にスイッチＳＷ３を設ける構成とするとよい。

・第２実施形態において、図２０に示すように、図１に示す第１実施形態の電気的構成に加えて、第３スイッチＳＷ３よりも一次コイルＬ１側において、センタタップＣＴと第１スイッチＳＷ及び第２スイッチＳＷの接続点とを接続する経路上に還流ダイオードＤＴを設ける構成とするとよい。

本構成では、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の一方が駆動周期の１／４の期間にわたりオン状態とされた時点で、出力期間から停止期間に移行する。この構成では、スイッチＳＷ３に電流が流れている状態で、スイッチＳＷ３がオフ状態にされることとなり、スイッチＳＷ３にサージ電圧が発生する。そこで、還流ダイオードＤＴを設ける構成とすることで、スイッチＳＷ３に生じるサージ電圧を抑制することが可能になる。

また、第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２との接続点と、直流電圧源１０との間にスイッチＳＷ３を設ける構成においても、第３スイッチＳＷ３よりも一次コイルＬ１側において、センタタップＣＴと第１スイッチＳＷ及び第２スイッチＳＷの接続点とを接続する経路上に還流ダイオードＤＴを設ける構成とするとよい。

・第１実施形態において、出力期間から停止期間への切り替えの直前において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の一方をデューティ５０％でオンとし、その後の停止期間から出力期間への切り替えの直前において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の他方をデューティ５０％でオンとする構成としたが、これを変更してもよい。例えば、出力期間から停止期間への切り替えの直前において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の一方を所定のデューティ（Ａ％）でオンとし、その後の停止期間から出力期間への切り替えの直前において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の他方を当該所定のデューティ（Ａ％）でオンとする構成としてもよい（Ａは、０〜５０のうち任意の値）。

・二次側に、放電負荷３１と直列にコイルを挿入する構成としてもよい。この構成では、共振周波数ｆｒは、トランスＴｒの一次二次側間の漏れインダクタンスの二次側換算値Ｌｓｂと、コイルのインダクタンスと、放電負荷３１の容量成分とによって決定される。

・スイッチＳＷ１，ＳＷ２をＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴから変更してもよい。例えば、ＩＧＢＴを用いてもよい。なお、スイッチＳＷ１，ＳＷ２にＩＧＢＴを用いる場合は、還流ダイオードを設ける構成とするとよい。

・上記実施形態では、停止期間において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオン、スイッチＳＷ３をオフとすることで、電力出力を停止する構成とした。これを変更し、スイッチＳＷ３を省略し、停止期間において、ＳＷ１，ＳＷ２をオフする構成としてもよい。

さらに、スイッチＳＷ３を省略する構成において、励磁電流ＩＬＭが略０となるタイミングで停止期間から出力期間へと移行する構成とするとよい。ここで、励磁電流ＩＬＭは停止期間中において、励磁インダクタンスＬＭ、放電負荷３１の放電前等価容量Ｃｂ、及び、二次側の寄生容量に応じた共振周期で共振する。そこで、励磁電流ＩＬＭが略０となるタイミングで出力期間から停止期間へと移行し、ｋ×共振周期（ｋは任意の自然数）が経過したタイミングで停止期間から出力期間へと移行することで、励磁電流ＩＬＭが略０となるタイミングで停止期間から出力期間へと移行することができる。

図２１に、本変形例における間欠出力実施時における励磁電流ＩＬＭの時間変化を表すタイミングチャートを示す。励磁電流ＩＬＭが略０となる時刻Ｔ３１において、出力期間から停止期間への切り替えを実施する。つまり、時刻Ｔ３１において、オン状態とされているスイッチＳＷ２をオフ状態とすることで、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をともにオフ状態とさせる。その後、時刻Ｔ３１から７×共振周期分の期間が経過し、励磁電流ＩＬＭが略０となる時刻Ｔ３２において、停止期間から出力期間への切り替えを実施する。これにより、励磁電流ＩＬＭが過大になることを抑制できる。

・励磁電流ＩＬＭは、二次コイルＬ２に流れる二次側電流、及び、二次コイルＬ２に生じる二次側電圧と相関を有する。「検出値取得部」としての制御装置４０は、出力電流Ｉｏｕｔの検出値を二次コイルＬ２に流れる二次側電流の検出値として取得できる。また、「検出値取得部」としての制御装置４０は、出力電圧Ｖｏｕｔの検出値を二次コイルＬ２に生じる二次側電圧の検出値として取得できる。

そこで、制御装置４０は、二次側電流の検出値、又は、二次側電圧の検出値に基づいて、トランスＴｒに流れる励磁電流ＩＬＭが所定値より小さい場合に停止期間から前記出力期間への切り替えを行う。

より具体的には、図２２に示すように、二次側電圧の検出値（出力電圧Ｖｏｕｔの検出値）の絶対値が略最大となる場合に、停止期間から出力期間への切り替えを行う。二次側電圧と励磁電流ＩＬＭとは、略９０度の位相差を有するため、二次側電圧の絶対値が略最大となる場合に、励磁電流ＩＬＭは略０となる。このため、励磁電流ＩＬＭが略０となる時点において、停止期間から前記出力期間への切り替えを行うことが可能になり、その結果、トランスＴｒにおける磁気飽和を抑制することが可能となる。

また、図２２に示すように、停止期間から出力期間への切り替えの際、駆動周期に対し、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２の一方（スイッチＳＷ２）をオン状態、他方（スイッチＳＷ１）をオフ状態とする期間の比率を目標比率（例えば、１／２）の半分とする。その後、駆動周期に対し、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２の他方（スイッチＳＷ２）をオン状態、一方（スイッチＳＷ１）をオフ状態とする期間の比率を目標比率とする構成とする。このような構成にすることで、停止期間から出力期間への移行時の直後において、励磁電流ＩＬＭが過大になることを抑制できる。

ここで、停止期間から出力期間への切り替えの際、駆動周期に対し、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２の一方をオン状態、他方をオフ状態とする期間の比率を目標比率（例えば、１／２）より小さい所定値に設定する構成にしてもよい。さらに、その後、所定期間経過後に、駆動周期に対し、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２の一方をオン状態、他方をオフ状態とする期間の比率を目標比率まで増加させる構成としてもよい。ここで、駆動周期に対し、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２の一方をオン状態、他方をオフ状態とする期間の比率について、徐々に増加させる構成とするとよい。このような構成にすることで、停止期間から出力期間への移行時の直後において、励磁電流ＩＬＭが過大になることを抑制できる。

１０…直流電圧源、２０…電源装置、２１…インバータ回路、３０…共振負荷、３１…放電負荷、４０…制御装置、Ｄ１，Ｄ２…ダイオード、ＳＷ１，ＳＷ２…スイッチ、Ｔｒ…トランス、Ｌ１…一次コイル、Ｌ２…二次コイル、ＣＴ…センタタップ、Ｌｓｂ…一次二次側間の漏れインダクタンスの二次側換算値。

Claims (15)

1. 直流電圧源（１０）から直流電力を供給され、容量性負荷（３１）に対して交流電力を出力するインバータ回路（２１）を有する電源装置（２０）であって、
   前記インバータ回路は、センタタップ（ＣＴ）を有する一次コイル（Ｌ１）と、その一次コイルと磁気的に結合する二次コイル（Ｌ２）とを有するトランス（Ｔｒ）と、前記一次コイルの両端のそれぞれに接続された半導体スイッチング素子である第１スイッチ（ＳＷ１）及び第２スイッチ（ＳＷ２）と、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチにそれぞれ逆並列に接続された第１ダイオード（Ｄ１）及び第２ダイオード（Ｄ２）と、を備え、前記センタタップは、前記直流電圧源の一方の端子に接続され、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチは、前記直流電圧源の他方の端子に接続されているプッシュプル方式のインバータ回路であり、
   前記トランスの一次二次側間の漏れインダクタンスの二次側換算値（Ｌｓｂ）と前記容量性負荷の容量とを有する共振回路（３０）の共振周波数以下、かつ、その共振周波数近傍の駆動周波数で、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを交互に駆動する駆動部（４０）と、
   前記インバータ回路の出力電圧及び前記駆動周波数に応じて定まる前記インバータ回路の出力可能電力と、前記容量性負荷に供給する供給電力の目標値である目標電力と、の比率を算出する算出部（４０）と、を備え、
   前記駆動部は、所定周期において、その所定周期と前記算出部が算出した比率との積に相当する時間を出力期間とし、その出力期間にわたって、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを交互にオン状態とするとともに、前記所定周期において、前記出力期間以外の期間を停止期間とし、その停止期間にわたって、前記直流電圧源から前記一次コイルに流れる電流を遮断する電源装置。
2. 前記センタタップと前記直流電圧源との間、又は、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの接続点と前記直流電圧源との間に接続された半導体スイッチング素子である第３スイッチ（ＳＷ３）を備える請求項１に記載の電源装置。
3. 前記駆動部は、
   前記出力期間にわたって、前記第３スイッチをオン状態とし、
   前記停止期間にわたって、前記第３スイッチをオフ状態とすることで、前記直流電圧源から前記一次コイルに流れる電流を遮断するとともに、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチをオン状態とする請求項２に記載の電源装置。
4. 前記第３スイッチよりも前記一次コイル側において、前記センタタップと前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの接続点とを接続する経路上に還流ダイオード（ＤＴ）を備える請求項３に記載の電源装置。
5. 前記一次コイルと前記第１スイッチの接続点と、前記一次コイルと前記第２スイッチの接続点との間に接続された半導体スイッチング素子である第４スイッチ（ＳＷ４）を備える請求項１に記載の電源装置。
6. 前記駆動部は、
   前記出力期間にわたって、前記第４スイッチをオフ状態とし、
   前記停止期間にわたって、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチをオフ状態とすることで、前記直流電圧源から前記一次コイルに流れる電流を遮断するとともに、前記第４スイッチをオン状態とする請求項５に記載の電源装置。
7. 前記駆動部は、前記出力期間から前記停止期間への切り替えの際、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの一方がオン状態とされ、かつ、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの他方がオフ状態とされている場合に、次の前記停止期間から前記出力期間への切り替えの際、前記出力期間にオフ状態とされていたものと異なる前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの一方をオフ状態とし、かつ、前記出力期間にオン状態とされていたものと異なる前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの他方をオン状態とする請求項３乃至６のいずれか１項に記載の電源装置。
8. 前記駆動部は、前記出力期間から前記停止期間への切り替えの際、前記駆動周波数の逆数である駆動周期の１／４の期間にわたって、前記第１スイッチをオン状態、前記第２スイッチをオフ状態とした後、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチをともにオン状態とすることで、前記出力期間から前記停止期間への切り替えを行う請求項３乃至６のいずれか１項に記載の電源装置。
9. 前記駆動部は、前記停止期間から前記出力期間への切り替えの際、前記駆動周波数の逆数である駆動周期の１／４の期間にわたって、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの一方をオン状態、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの他方をオフ状態とする請求項８記載の電源装置。
10. 前記二次コイルに流れる二次側電流の検出値、又は、前記二次コイルに生じる二次側電圧の検出値を取得する検出値取得部を備え、
    前記駆動部は、前記出力期間から前記停止期間への切り替えの際、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチをともにオフ状態とすることで、前記出力期間から前記停止期間への切り替えを行い、前記検出値取得部が取得した検出値に基づいて、前記トランスに流れる励磁電流が所定値より小さい場合に前記停止期間から前記出力期間への切り替えを行う請求項１に記載の電源装置。
11. 前記検出値取得部は、前記二次コイルに生じる二次側電圧の検出値を取得するものであって、
    前記駆動部は、前記検出値取得部が取得した検出値の絶対値が略最大となる場合に、前記停止期間から前記出力期間への切り替えを行う請求項１０に記載の電源装置。
12. 前記駆動部は、前記停止期間から前記出力期間への切り替えの際、前記駆動周波数の逆数である駆動周期に対し、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの一方をオン状態、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの他方をオフ状態とする期間の比率を目標比率の半分とした後、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの他方をオン状態、一方をオフ状態とする期間の比率を前記目標比率とする請求項１０又は１１に記載の電源装置。
13. 前記駆動部は、前記停止期間から前記出力期間への切り替えの際、前記駆動周波数の逆数である駆動周期に対し、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの一方をオン状態、他方をオフ状態とする期間の比率を目標比率より小さい所定値に設定するとともに、その後、所定期間経過後に前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの一方をオン状態、他方をオフ状態とする期間の比率を前記目標比率まで増加させる請求項１０又は１１に記載の電源装置。
14. 前記センタタップと前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの接続点とを接続する経路上に平滑コンデンサを備え、
    前記駆動部は、
    前記出力期間において、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを前記駆動周波数、かつ、所定のデューティで交互に駆動するものであって、
    前記出力期間のうち前記停止期間に切り替わる時点を含む所定期間において、前記デューティを減少方向に変化させる請求項１乃至１３のいずれか１項に記載の電源装置。
15. 前記駆動部は、
    前記出力期間において、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを前記駆動周波数、かつ、所定のデューティで交互に駆動するものであって、
    前記出力期間の開始時点からその出力期間中の所定時点にわたって前記デューティを増加方向に変化させるとともに、前記所定時点からその出力期間の終了時点にわたって前記デューティを減少方向に変化させる請求項１乃至１４のいずれか１項に記載の電源装置。