JP2017200426A - ２相交流電力によるモータの駆動方法及び発電方法 - Google Patents

Abstract

【課題】２相交流電力によるモータの駆動方法を提供する。【解決手段】モータは回転子、固定子及び少なくとも２組の固定子コイルを有し、少なくとも２組の固定子コイルに通電した後、固定子は複数の固定子磁極を生成すると同時に、固定子磁極間の角度は９０度未満とされる。モータの交流駆動方法は、２相交流電流によって、それぞれ２組の固定子コイルを駆動することで、２組の磁場を生成すると同時に、２組の磁場で１組の総合磁場を合成することによって、回転子を駆動するステップを備える。その場合、総合磁場はリップルがないと同時に、総合磁場の回転角または移動量の変化量と２相交流電流の位相角の変化量が等比率関係である。各相の交流電流の一つの周期は正の半サイクルと負の半サイクルを備え、正の半サイクルは三角形、または湾曲した三角形の正電流波形を備え、負の半サイクルは三角形、または湾曲した三角形の負電流波形を備える。【選択図】図９

Description

本発明は、モータの駆動方法と発電方法に関し、特に、２相交流電力によるモータの駆動方法及び発電方法に関する。

現今のモータは、その多くが多相電流を使用し、モータの固定子コイルに通電し、モータ内に回転磁場を発生することで、回転子を駆動する。モータの種類と用途の違いに応じて、多相電流駆動は矩形波駆動と正弦波駆動の２つに分けられ、ブラシレス直流モータ（ＢＬＤＣＭ）は大抵、矩形波駆動を使用し、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）、または交流誘導モータ（ＡＣＩＭ）は大抵、正弦波駆動を使用する。矩形波駆動（台形波の電流）は比較的に大きな磁場リップルを有し、その利点は回路がシンプルなことである。正弦波駆動は比較的に低い磁場リップルを有し、回転が比較的に円滑で低ノイズの利点を有し、比較的に高いニーズに応じて使用される。

３相正弦波電流駆動の６つの固定子磁極の永久磁石同期モータを例にすれば、通常、３つの位相差が１２０度の正弦波駆動電流によって、モータ内の３組のコイルを駆動し、３組のアングル６０度の磁場（ベクトル）を生成し、１組回転の総合磁場（ベクトル）を更に合成し、回転子は前記総合磁場（ベクトル）と共に回転する。しかし、このような３相正弦波電流駆動方法においては、回転方向とは逆であると同時に、その他の磁場（ベクトル）と互いに打ち消すような無駄な磁場（ベクトル）が含まれ、無駄な電力を引き起すため、改善の余地を有する。

また、従来の２相モータは、通常、２つの位相差が９０度の正弦波電流によって、４極固定子モータ（４組の凸歯、または４組の固定子コイル巻線組を有し、固定子磁極角度は９０度である）を駆動することで、リップルのない安定した回転を確保し、２相正弦波電流の波形特性の関係により、仮に、２相モータに磁場リップルを生成しない場合は、その固定子極数は、４極、または凸歯角度が９０度に等しくなければならず、仮に、正弦波電流を使用して駆動する場合、３相モータと同じトルクを得るためには、２相４極モータに必要な電力消費量は、３相６極モータの１．５倍となるため、２相モータの応用は制限される。

したがって、如何にして無効な磁場（ベクトル）を除去し、同一回転の総合の磁場（ベクトル）を維持することにより、モータの消費電力を減少させることのできる２相交流電力によるモータの駆動方法を設計するかが課題となる。また、如何にして、固定子極数を４極より多くし、凸歯角度が９０度より小さい２相モータを駆動すると同時に、磁場リップルを生成せず、且つ消費電力を減少することによって、２相モータの応用範囲を大幅に改善することで、３相モータと競合することができる２相モータの駆動方法を設計するかが課題となる。

上記の課題に鑑て、本発明の目的は、多相モータにおける無効な磁場を減少することによって、モータの消費電力を下げると同時に、安定したリップルがない回転磁場を形成してモータ回転子の回転を確保すると共に、２相モータにおいて、その固定子極数が４極以上である時、または凸歯角度が９０度未満である時、磁場リップルを生成しないように改善することが可能な２相交流電力によるモータの駆動方法を提供することを課題とする。

本発明のもう１つの目的は、モータを用いた発電において、より高い発電効率で２相電流を発生する方法を提供することを課題とする。

本発明に基づく２相交流電力によるモータの駆動方法は、制御回路を用いて、ソフトウェアの技術、またはハードウェアの技術、またはソフトウェアとハードウェアの技術によって、２相交流電力によるモータ駆動であり、モータは回転子、固定子及び少なくとも２組の固定子コイルを有し、前記少なくとも２組の固定子コイルが通電した後、固定子は複数の固定子磁極を生成する。モータの交流駆動方法は、２相電流をモータに供給することで、２組の磁場を生成すると同時に、１組の総合磁場を合成することによって、回転子を駆動する。そのうち、総合磁場はリップルがないと同時に、総合磁場の回転角、または移動量の変化量と前記２相電流の位相角の変化量は等比率関係を有し、且つ各相の電流の１つの周期は正の半サイクルと負の半サイクルを備え、正の半サイクルは三角形、または湾曲した三角形の正電流波形を備え、負の半サイクルは三角形、または湾曲した三角形の負電流波形を備える。リップルのないことは、理論上においての理想値が完全にリップルのない状態に達することを表し、三角形、または湾曲した三角形は代表的波形をなし、その上昇と下降の斜辺が同じ頂点を持つ正弦波と三角波との間にある。一実施例において、制御回路が多相電力を生成する時、任意のタイミングにおいて、多相電力のうちの２相のみをモータに電流供給する。

本発明はモータに用いる交流駆動方法を更に開示し、制御回路を使用してソフトウェアの技術、またはハードウェアの技術、またはソフトウェアとハードウェアの技術によって、２相交流電流を生成してモータを駆動し、モータは回転子、固定子及び少なくとも２組の固定子コイルを有し、前記少なくとも２組の固定子コイルが通電した後、固定子は複数の固定子磁極を生成する。モータの交流駆動方法は２相電流によって、それぞれ２組の固定子コイルを駆動し、２組の磁場を生成すると同時に、２組の磁場を１組の総合磁場に合成することによって、回転子を駆動するステップを備える。そのうち、総合磁場はリップルがないと同時に、総合磁場の回転角、または移動量の変化量と前記２相電流の位相角の変化量は等比率関係を有し、且つ出力された２相電流の大きさの参考値はＡとＢであり、その計算式は下記の数１の通りである。そのうち、αは、総合磁場と固定子磁極の間の角度であり、θは、固定子の隣接する２つの磁極の角度（また、固定子磁極ピッチ、stator pole pitchとも呼ばれる）であり、Ｒは、総合磁場の強度であると同時に、θは９０度未満である。

［数１］
Ｂ ＝ Ｒ sinα / sinθ
Ａ ＝ Ｒ cosα − Ｒ sinα cosθ / sinθ

本発明はモータを用いて発電させ、２相電流を生成する方法を更に開示し、前記モータは回転子、固定子及び少なくとも２組の固定子コイルを有する。前記方法は前記モータ回転子の各組回転磁場を利用して前記２組の固定子コイルを駆動することで、９０度の位相差を有する２相の誘導電流を生成して発電し、前記モータの固定子磁極の角度は９０度未満である。各タイミングにおいて、回転磁場とモータの固定子磁極の方向間の角度はαであり、モータの２つの固定子磁極の間の角度はθであり、回転磁場の強度はＲであり、そのうち、モータの２組の固定子コイルの誘導電流の参考値の大きさはＡとＢであり、その計算式は、下記の数２の通りである。θは９０度未満である。

［数２］
Ｂ ＝ Ｒ sinα / sinθ
Ａ ＝ Ｒ cosα − Ｒ sinα cosθ / sinθ

一実施例において、本発明は、２相交流電力によるモータの駆動方法を開示しており、２相電流によって、モータ固定子コイルを駆動させると同時に、２つの磁場ベクトルで、リップルがないものに合成すると同時に、安定した回転の総合磁場ベクトルで、モータを駆動し、３相駆動時に生成される逆回転方向の磁場ベクトルを防ぎ、ベクトルが互いに打ち消す現象を減少することで、電力を節約する。

一実施例において、本発明は、固定子極数が４極より多く、または凸歯角度が９０度より小さい２相、または多相モータの交流駆動方法に係り、制御回路が２相の電流によって、モータ固定子コイルを駆動すると同時に、各タイミングにおいての総合磁場と固定子磁極との間の角度をパラメータとし、使用されるモータの固定子磁極ピッチ、または溝幅角度、または凸歯角度値、及び必要とされる磁場強度値に合わせ、公式を応用して各タイミングで各相の駆動電流値を計算し、且つ前記電流値によって、モータを駆動して安定性のある強度と、リップルがない回転磁場を得ると同時に、制御回路は、リアルタイムの計算式によって、前記公式を使用して必要とされる駆動電流値を計算し、または前記公式のルックアップテーブルを照合することによって、前記電流値を得るようにし、または前記公式をその他のソフトウェア、またはハードウェアに合わせた技術によって、必要とされる電流値を得ると同時に、前記電流値を基礎としてモータ駆動を行う。

一実施例において、本発明は、モータ逆方向発電によって生成される２相電流の発電方法を開示し、回転子の回転時に少なくとも１組の回転磁場を生成し、各組回転磁場が任意の時間内に最大で２組の固定子コイルのみを同時に駆動し、且つ前記２組のコイルは２組の三角波、または湾曲した三角形の交流電流を誘導し生成することで、発電効率を高める。

上記より、本発明は、特別に設計された２相電流波形を使用してモータを駆動することで、従来の多相正弦波がモータの駆動時に生成される無効磁場を減少させ、電力を節約することができ、更に２相モータの固定子極数を増加させ、またはその凸歯角度を９０度未満にすることで、磁場リップルを生成しないと同時に、比較的に電力を節約し、２相モータの応用を拡張することができる。また、上記原理を応用して、逆方向で発電する時、モータ回転子が回転する時に生成される各組回転磁場は任意の時間内に最大で２組の固定子コイルのみを同時に駆動し、且つ三角波、または湾曲した三角形電流を誘導生成し、磁束を十分に利用することで、比較的に高い発電効率を得ることができる。

従来技術の一実施例に係る３相モータ駆動回路の概略図である。 従来技術の一実施例に係る３相波形概略図である。 従来技術の一実施例に係る３相磁場ベクトル概略図である。 本発明の一実施例に係る磁場空間ベクトル合成方式及び２相電流値計算方法の概略図である。 本発明の一実施例に係る磁場空間ベクトル合成方式及び２相電流値計算方法の概略図である。 本発明の一実施例に係る磁場空間ベクトル合成方式及び２相電流値計算方法の概略図である。 本発明の一実施例に係る磁場空間ベクトル合成方式及び２相電流値計算方法の概略図である。 本発明の一実施例に係る磁場空間ベクトル合成方式及び２相電流値計算方法の概略図である。 本発明の一実施例に係る磁場空間ベクトル合成方式及び２相電流値計算方法の概略図である。 本発明の一実施例に係る磁場空間ベクトル合成方式及び２相電流値計算方法の概略図である。 本発明の一実施例に係る磁場空間ベクトル合成方式及び２相電流値計算方法の概略図である。 本発明の一実施例に係る磁場空間ベクトル合成方式及び２相電流値計算方法の概略図である。 本発明の一実施例に係る磁場空間ベクトル合成方式及び２相電流値計算方法の概略図である。 本発明の一実施例に係る３相モータの駆動電流の波形概略図である。 本発明の一実施例に係る３相モータの駆動電流のベクトル概略図である。 本発明の一実施例に係る３相モータの駆動電流のベクトル概略図である。 本発明の一実施例に係る３相モータの駆動電流のベクトル概略図である。 本発明の異なる実施例に係る電流波形概略図である。 本発明の異なる実施例に係る電流波形概略図である。 本発明の異なる実施例に係る電流波形概略図である。 本発明の駆動回路の一実施例概略図である。 本発明の一実施例に係る２相電流波形概略図である。 本発明の一実施例に係る２相１２極モータ概略図である。 従来技術の３相６極モータ概略図である。

関連する図面を参照しながら、本発明の実施例に係るモータの交流駆動方法と発電方法を以下の通りに説明し、このうち同じ部材は同じ符号を付して説明する。

以下の説明は、集中巻（concentrated winding）の交流モータを前提として説明（即ち、モータ固定子の一つの凸歯に一つの磁極を生成する）を行うが、これに限定されない。本発明の原理は依然として分布巻（distributed winding）の交流モータに適用される。

図１Ａを参照されたい。図１Ａは従来技術の一実施例に係る３相モータ駆動回路の概略図である。前記駆動回路は制御器９３を利用してパルス幅変調（ＰＷＭ）信号（ＰＷＭ1〜ＰＷＭ６）を出力し、６個のトランジスタスイッチ（Ｍ１〜Ｍ６）を制御し、３相正弦波電流（Ａ相、Ｂ相、Ｃ相）を生成することで、モータ９１の回転を駆動すると同時に、位置検出素子９２を使用して、モータ９１の回転子の位置を検出することで、位置信号を生成し、制御器９３にフィードバックする。

図１Ｂと図１Ｃを参考されたい。図１Ｂは従来技術におけるモータを駆動するために使用する３相波形概略図であり、そのうち、総合磁場Ｒの強度は１．５に維持され、変わらない（リップルがない）。図の左側縦（Ｙ）軸は電流の強度、または磁場強度を表し、単位はアンペア（Ａ）、またはアンペア/メートル（Ａ / ｍ）、またはその他の任意の適切な単位である。図の右側縦軸は磁場角度（degree）を表す。図１Ｃは前記３相正弦波電流が図１Ｂに示される時刻ｔ1に生成した磁場ベクトル概略図である。

図１ＢのＡ、Ｂ、Ｃ３相電流がｔ1時において、それぞれ図１ＣのＶａ、Ｖｂ及びＶｃの３つの磁場ベクトルを生成する。６極モータを例とすれば、３つの磁場ベクトル間の角度は１２０度であり、そのうち、ｔ1時Ｖａは最大値であり、ＶｂとＶｃは負値であり、Ｖａｂｃは総合磁場ベクトルであると同時に、Ｖａｂｃは逆時計方向に沿って回転する。また、図１Ｃにおいて、ｑ軸は総合磁場ベクトルＶａｂｃに直交する軸であり、ｄ軸は総合磁場ベクトルＶａｂｃに平行な軸である。図１Ｃからわかるように、ｔ1時において、Ｖｂ及びＶｃはｑ軸において、それぞれ一つの方向で互いに逆向きの成分Ｖｂ１（右方向向き）とＶｃ１（左方向向き）であり、そのうち、Ｖｂ１は回転方向と逆であり、Ｖｂ１とＶｃ１のこの２つの成分は互いに打ち消すため、無効な磁場ベクトルに属し、したがって、Ｖｂ１とＶｃ１を生成する電流が無駄となり、過剰なエネルギー消費と無効な磁束が生成される。

従来のリップルがないモータの駆動方法は、多くの場合、３相正弦波電流によって、３相モータを駆動し、前記３相モータの固定子の磁極間の角度は６０度であるが、３相正弦波電流で生成された３つの電流ベクトルは、ｑ軸において、２つの互いに打ち消す無効の成分を生成する。本発明はこれらの無効の成分を除去することで、モータ効率を最高３０％以上に高めることができる。例を挙げると、モータを駆動する３相電流Ａ、Ｂ、Ｃは３相電流ベクトルＶａ、ＶｂとＶｃを生成し、その総合磁場ベクトルはＶａｂｃであり、そのうち、Ｖａは中央にあるが、ＶｂとＶｃはそれぞれ１つのＶｂ１とＶｃ１がｑ軸上で逆方向を向くため、Ｖｂ１とＶｃ１は互いに打ち消し、これはＶｂ１とＶｃ１が無効成分となって電力を消費することを意味する。本実施例では、多相システムにおいて、２相キャプチャ、または２相システムにおいて、異なる位相を有する２つの「三角波、または湾曲した三角形」と呼ばれる電流波形を使用してモータを駆動し、それによって、より高い効率でリップルのない安定した回転の磁場を提供し、モータ回転または移動を実現し、この２相の２つの三角波、または湾曲した三角形の電流は、本発明の以下の２つの公式から計算して得ることができ、且つ従来の３相正弦波方式でモータを駆動するものと比べて、本発明の一実施例において、その全体の消費電力を３０％減少（固定子磁極ピッチが６０度の３相モータを比較例とする）させることができる。

［数３］
Ｒsinα ＝ Ｂsinθ .....（１）
Ｒcosα ＝ Ａ + Ｂcosθ .....（２）
式（１）、（２）から下記を得ることができる
Ｂ ＝ Ｒsinα / sinθ .....（３）
Ａ＝ Ｒcosα − Ｂcosθ
＝ Ｒcosα − Ｒsinα cosθ / sinθ .....（４）

表１と図４Ａから図４Ｄまでの実施例を参照されたい。これらは本発明の一実施例に係る３相モータの駆動電流表及びその波形図とベクトル図である。表１の各相の電流値は前記式（３）、(４)を使用し計算して得たものである。表１のＡ相の電流、Ｂ相の電流とＣ相の電流は、それぞれＡ、Ｂ、Ｃ相の電流参考値である。ここにおいて、固定子磁極ピッチ、または凸歯角度は６０度（θ＝６０度）、総合磁場強度が１．５パラメータ（Ｒ＝１．５）に等しく、磁場角度αは変数（α＝0〜60度）から算出して、３相６極、凸歯幅６０度のモータを駆動（モータの固定子コイル巻線は、集中巻を薦める）する。同時に、各相電流において、零相電流時間を挿入し、３相電流をずらすことによって、同一時間に最大２相電流のみによりモータの２組の固定子コイルを駆動することができ、２相一組の方式で交互に電力供給を行い、且つ任意の相の出力電流がそのピーク時にある時（図４でのＡt＝π/3、t＝2π/3及びt＝πの３つのタイミングを参照されたい）、その他の相の出力電流は、いずれもゼロであり、これによって無効磁場を最小に下げ、電力節約の目的を達する。表１はＡ相電流の時間軸の位相角が０度から１８０度までの間の電流値を一覧にして示す。即ち、Ａ相の正の半サイクル電流値であり、負の半サイクルと正の半サイクルは対称であるため、この表では省略される。そのうち、表１の第１列は駆動電流の位相角、即ち、時間横軸であり、第２列はAlpha角度（α）であり、磁場と凸歯の角度を表し、その値は０から６０度の間で変化する。つまり、その総合磁場方向と凸歯方向との間の角度の値は、０度から６０度の間において、磁場方向が一つの凸歯から次の凸歯の間で回転する角度変化を表す。表１の第３〜５列はそれぞれ前記式（３）、(４)によって計算されたＡ、Ｂ、Ｃ相の駆動電流値である。第６列は３相電流値に基づいて総合磁場強度を計算して求めたものであり、その値は１．５で安定し、一定に保たれている。第７列は総合磁場の方向角を計算して求めたものであり、半サイクル時間内において、総合ベクトルは−６０度から１２０度まで回転し、その回転は安定している状態を示す（即ち、総合ベクトルの回転角と電源の位相角が比例して増加、または減少する）。つまり、総合磁場強度はリップルがなく（即ち、理論上の理想値は、完全にリップルのないものに達することができる）、且つその回転角の変化量または移動量と３相電流の位相角の変化量は比例関係にある。

図４Ａから図４Ｄを参照されたい。それぞれ本発明に係る３相モータの駆動電流の波形概略図とベクトル図である。図４Ａは、表１の電流に基づいて描いた一実施例の波形概略図であり、図はＡ相電流３ａ、Ｂ相電流３ｂ、Ｃ相電流３ｃ、総合磁場強度３ｄ及び総合磁場強度３ｅを含み、図の左側の縦（Ｙ）軸は電流強度または磁場強度を表し、単位はアンペア（Ａ）またはアンペア/メートル（Ａ / ｍ）、またはその他の任意の適切な単位である。図の右側縦軸は磁場角度（degree）を表す。中央の横方向Ｘ軸の時間軸を参考されたい。Ａ相電流３ａが時間ｔ＝０から２π/３までの期間は、三角波に類似した正電流（表１の第３列の電流値に基づいて描いたものである）、２π/３からπまでの期間はゼロ電流であり、πから５π/３までの期間は三角波に類似した負電流、５π/３から２πの期間はゼロ電流である。Ｂ相電流３ｂはＡ相電流３ａの位相と比べて１π/３の遅延時間を呈し、Ｃ相電流３ｃはＡ相電流３ａの位相と比べて２π/３の遅延時間を呈し、１周期２πの時間内において、総合磁場角度３ｅは−６０度から一定速度で３００度まで回転し（右Ｙ軸スケールを参照されたい）、総合磁場強度３ｄは、その強度が１．５の一定値を安定維持する（左側のＹ軸スケールを参照されたい）。図４Ａに示されるように、本実施例の駆動波形は三角波の正電流に近似し、更にこれに、ゼロ電流時間から組成されたものが加わり、ここにおいて、我々は、このような三角波の波形に近似するものを「三角形、または湾曲した三角形」と称する。その特徴はその上昇、または下降の波形（斜辺）が同じ頂点を有する正弦波と三角波との間にあることである。本実施例において、３相電流は任意の時間において、最大２相電流のみが重なり、つまり、任意の時間において、最大２相電流のみがモータコイルの駆動を同時に行い（この時その他の相電流出力はゼロ、またはクローズである）、２相１組の方式で交互に電力供給する。例えば、図４Ａにおいて、左から右に順に（-C,A）（A,B）（B,C）（C,-A）（-A,-B）（-B,-C）のように、２相１組の方式で交代に電力供給され、各相の正電流時間がその他の位相の正電流時間と重なり、第１相（Ａ相）の正電流上昇期間は最後の１相（Ｃ相）の負電流時間と重なり、最後の１相（Ｃ相）の正電流下降期間は第１相（Ａ相）の負電流時間と重なり、且つ少なくとも1つの相（Ｂ相）の正電流波の時間内（1π/3〜π）はその前後２相（Ａ、Ｃ相）のみの正電流波の時間と重なり、且つ該相（Ｂ相）の負電流波の時間内（4π/3〜2π）ではその前後２相（Ａ、Ｃ相）のみの負電流波の時間と重なる。図４ＡのＢ相電流３ｂを例とし、その正電流時間は1π/3からπとの間であり、1π/3から2π/3時と前１相Ａ相正電流時間と重なり（A、B）、2π/3からπ時と後１相Ｃ相正電流時間と重なり（B、C）、負電流時間内も同じように類推し、即ち、（-A、-B）（ - B、- C）２組の時間である。本実施例において、総合磁場ベクトルは２相の磁場ベクトルのみで合成するため、３相同時にモータを駆動する時に発生する逆回転方向の無効の磁場及びベクトルオフセット現象を減少または排除し、無効な磁場ベクトルを発生する電流の浪費を避け、電力を節約する目的を達することができる。

図４Ｂから図４Ｄを参照されたい。図４Ａは３つの異なる時間の総合磁場ベクトルの組合せ図である。そのうち、Ａ相電流３ａが生成する磁場ベクトルはＶａであり、Ｂ相電流３ｂが生成する磁場ベクトルはＶｂであり、ＶａとＶｂを合成した総合磁場ベクトルはＶａｂｃである。図４Ｂの表示時間t＝π/3時における総合磁場ベクトルＶａｂｃと図のα軸との角度は６０度であり、この時Ｖｂ＝０であるため、総合磁場ベクトルＶａｂｃはＶａに等しい。図４Ｃの表示時間t＝π/2時における総合磁場とα軸との角度は９０度であり、総合磁場ベクトルＶａｂｃは磁場ベクトルＶａとＶｂの二者を足したものであり、そのうち、ＶｂはＶｂ１とＶｂ２の２つの成分に分けることができる。図４Ｄの表示時間t＝2π/3時における総合磁場とα軸との角度は１２０度であり、この時Ｖａ＝０であるため、総合磁場ベクトルＶａｂｃはＶｂに等しい。この場合において、図４Ｂ、図４Ｃと図４Ｄの総合磁場ベクトルＶａｂｃの強度は常に１．５を維持している。また、図４Ｂから図４Ｄは、総合磁場ベクトルが回転する時、磁場ベクトル合成時のベクトルが互いに打ち消す状況を最小限に減少し、無効磁場が最小限に下げられ、電流と電力の浪費が最小限に下げられたことを表している。

図４Ａの三角波、または湾曲三角波と図１Ｂの正弦波を比較すれば、仮に、図１Ｂの正弦波の電流波形のピーク値が１に等しい場合、前記３相正弦波が発生する総合磁場強度は１．５Ｌ（Ｌは固定子コイルインダクタンス）である。よって、図４Ａの三角波、または湾曲三角波の電流ピーク値を１．５に設定することで、図１Ｂの正弦波と同一強度の総合磁場強度を発生することができる。この三角波、または湾曲した三角波の一つの半波の消費電流はその三角形の面積に相当し、表１の第３列のＡ相半波の電流値を合計して計算すると共に、正弦半波電流値の総和と比較した場合、電流平均値の比較的に低いものを得ることができるため、本実施例は凸歯角度６０度、６極３相モータを利用したほうがより電力を節約することができる。

ベクトル空間の観点から見ると、３相以上の電源を使用する時、２つのベクトルを使用して３つのベクトル（または３つ以上）を置き換えて総合ベクトルを合成し、任意の時間に最大２つのベクトルを生成すると同時に合成した時、ベクトルの長さは電流値に相当し、且つ総合磁場ベクトルを合成する時、２つのベクトルの絶対的な長さの総和は、必ず、３つ（または３つ以上）のベクトルの絶対的な長さの総和より短くなり、その減少されたベクトル長さは節約された電流に相当する。よって、２つのベクトルのほうが比較的に電力を節約することができるが、その場合においても、同じような総合磁場を合成し、従来の多相駆動時と同様の磁場強度（トルク強度）を有し、且つリップルがなく安定した回転を保持することができる。２相モータの応用時に、２相の三角波、または湾曲した三角波を使用して２相正弦波の駆動方式に置き換えることにより、正弦波の駆動より電力を節約することができるだけでなく、更に凸歯角度が９０度より小さく、または極数が４極より大きい２相モータの駆動に用いることができ、リップルを生じないと同時に、依然として元の磁場強度（トルク強度）と安定した回転を保持することができる。

表２を参照されたい。本発明の一実施例の固定子において、３相の磁極ピッチの駆動を行い、その場合、凸歯角度が３０度角であり、１２極（１２- pole）の３相モータとした場合の電流表である。図５は、図４Ａのデータに基づいて描いた三角波、または湾曲した三角波の波形概略図である。図の左側の縦（Ｙ）軸は、電流強度、または磁場強度を表す。単位はアンペア（Ａ）、またはアンペア/メートル（Ａ / ｍ）、またはその他の任意の適切な単位である。図の右側縦軸は磁場角度（degree）を表す。表２は前記表１と類似するが、表２の磁極角度は３０度角で計算し、つまり、異なる２相の三角波電流が生じる２つの磁場ベクトルの角度は３０度に等しくして、電流の平均値を計算した所、相対される正弦波による駆動の場合の平均電流よりも低くなった。また、表１と表２の数字を比較した所、モータの凸歯磁極角度が小さければ、必要とされる電流もより小さくなり、上記式（３）、（４）の予想を満たすものであった。

図６を参照されたい。本発明のもう一つの実施例において、４相電流で磁極ピッチ３０度の１２極モータを用いた場合の三角波、または湾曲した三角形の電流波形概略図である。図の左側の縦（Ｙ）軸は、電流強度、または磁場強度を表す。単位はアンペア（Ａ）、またはアンペア/メートル（Ａ / ｍ）、またはその他の任意の適切な単位である。図の右側縦軸は磁場角度（degree）を表す。そのうち、４相駆動時のその電流ピーク値が２．０であれば、３相電流と同一の総合磁場強度を提供することができる。従来の３相正弦波電流の平均電流と比べて、図６の実施例のほうが比較的に電力を節約することができる。

図７を参照されたい。本発明のもう一つの実施例は、２相電流で固定子磁極ピッチ３０度の１２極の２相モータを用いた場合の三角波、または湾曲した三角形の電流波形概略図である。図の左側の縦（Ｙ）軸は、電流強度、または磁場強度を表す。単位はアンペア（Ａ）、またはアンペア/メートル（Ａ / ｍ）、またはその他の任意の適切な単位である。図の右側縦軸は磁場角度（degree）を表す。図の横軸は各相電流の位相角（degree）である。そのうち、２相１２極は６対の凸歯を有し、３相１２極は４対のみの凸歯を有し、いずれも同時に１２組のコイルを同時に駆動する。そのために、２相三角波、または湾曲した三角形の電流で、そのピーク値が３相正弦波電流のピーク値と同一であれば、同一の総合磁場強度（即ち、電流ピーク値は同じく１．０である）を生成することができる。従来の３相正弦波駆動の消費電力に比べて、本実施例の省エネ率は、３０％であると推定する。注意すべきことは、仮に、凸歯磁極角度９０度、４極を使用する従来の２相モータの場合、その電力消費は、同トルクの３相６極モータの１．５倍である。よって、本発明では、固定子極数が４極の２相モータより大型としても、磁場リップルのない状態を保持できるだけでなく、更に同トルク出力において、もとの電力消費の１．５倍の２相モータに改良した後でも、３相正弦波モータよりも電力を節約することができる。

前記図４Ａ、５、６及び図７から分かるように、随時、最大２相電流のみでモータの駆動を保持するために、３相、または３相以上の電源を使用して駆動する場合には、各相電流周期において、ゼロ電流時間を挿入する必要がある。即ち、各相電流の一つの駆動周期内において、そのうち、正、負の半サイクルはそれぞれ三角波、または湾曲した三角形の電流と、１つのゼロ電流の周期を備え、その場合、各半サイクル周期は一つのゼロ電流の周期を備える。仮に、電源がＮ相である場合、前記三角波、または湾曲した三角形の電流時間は、半サイクル時間の２/ Ｎを占め、前記ゼロ電流時間は半サイクル時間の（Ｎ−２）/Ｎを占める。例えば、３相電源ではＮ＝３、ゼロ電流時間は半サイクル時間の１/３を占め、４相電源ではＮ＝４、ゼロ電流時間は半サイクル時間の２/４＝１／２を占め、また仮に、２相電源である場合、ゼロ電流時間はゼロ（即ち、ゼロ電流時間を挿入する必要がない）であり、且つそのうちのいずれの1つの位相の出力電流がそのピーク値にある場合、その他の位相の出力電流はいずれもゼロである。

図４Ａ、５、６及び図７の実施例から分かるように、本発明の実施例は２相電流を一組にして交代でモータを駆動し、仮に、電源がＮ相である場合、各相電流間の位相差は１８０/ Ｎ度である。例えば、図４Ａと図５の３相三角波、または湾曲した三角形のＡ、Ｂ、Ｃの各相間の位相差は１８０/ ３＝６０度であり、図６の４相三角形のＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄの各相間の位相差は１８０/ ４＝４５度であり、図７の２相三角形、または湾曲した三角形のＡ、Ｂの２相間の位相差は１８０/ ２＝９０度である。

図４Ａ、図５及び図６の実施例から分かるように、本発明の実施例は３相以上のＮ相電流を使用して、モータを駆動する時、使用されるＮ相電源は２相１組の方式で交互に電力供給し、各相の正電流時間はその他の位相の正電流時間と２つずつに重なり、第１相の正電流時間は最後の１相の負電流時間と重なり、最後の相の正電流時間は第１相の負電流時間と重なる。その場合、隣接する固定子コイルと、その同一のコイルの巻き方向の観点からは、第１相電流及び最後の１相電流以外に、少なくともＮ-２相の正電流の時間内において、その前後の２相の正電流時間のみに重なり、且つ前記Ｎ-２相の負電流の時間内において、その前後の２相の負電流時間とのみに重なる。例えば、図４ＡのＡ、Ｂ、Ｃの３相の正電流時間と２つずつが重なり、Ａ相の正電流時間とＣ相の負電流時間とが重なり、Ｃ相の正電流時間とＡ相の負電流時間とが重なり、且つ少なくとも３−２＝１相（即ち、Ｂ相である）の正電流の時間内において、その前後のＡ、Ｃ２相の正電流時間とのみが重なり、且つ前記Ｂ相電流の負電流の時間内において、その前後のＡ、Ｃ２相の負電流時間とのみが重なる。

図８を参照されたい。図８は、本発明の更なる実施例の３相三角形、または湾曲した三角形の駆動回路図である。図８と図１Ａの従来の駆動回路とを比べると、本発明の三角形、または湾曲した三角形の電流を生成するために、図８の制御回路は、図１Ａの従来回路に対して、ＰＷＭ７、ＰＷＭ８の２つの駆動信号、及びＭ７、Ｍ８の２つのトランジスタスイッチを増加する必要があり、その出力をＹ型モータ９１の固定子コイルの中心点に接続することによって、いずれの２相も同時に、正電流、または負電流を出力し、且つ同時に第３相電流がゼロとなる構成である。

また、図８の回路では、更に３つの逆起電力検出素子Ｓａ、Ｓｂ及びＳｃを新たに増加する。３つの逆起電力検出素子Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃは、それぞれモータ９１の３組の固定子コイルＡ、Ｂ、Ｃに接続されると同時に、それぞれ逆起電力信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３を制御回路（図８の制御器９３）に出力する。これら３つの逆起電力検出素子Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃは、本発明の実施例において特有のゼロ電流の時間内において、モータの各固定子コイルの逆起電力を検出し、制御器９３はこの逆起電力の値によって、モータ９１の回転子の位置を検知することができ、駆動電流修正パラメータとする。且つ制御器９３は、即時に上記の式（３）、（４）を用いた演算方式により、必要とする駆動電流値、または前記公式によるテーブルを作り、そのルックアップテーブルによって前記電流値を得たり、または前記公式をその他のソフトウェアの技術、またはハードウェアの技術と合わせて、前記電流値を得ると同時に、前記電流値を基礎として、モータ９１を駆動する。

以下の表３を参照されたい。表３は、本発明の更なる実施例の２相１２固定子極モータを使用した場合に必要とされる参考電流表であり、そのうち、表３の各相の電流値は前記の式（３）、（４）を用いて計算されたものである。

表３のＡ相電流、Ｂ相電流はそれぞれＡ、Ｂ相の電流参考値であり、ここにおいて、固定子磁極ピッチ（または凸歯角度）は３０度（θ＝３０度）、総合磁場強度は０．５に等しく、パラメータ（Ｒ＝０．５）とし、及び磁場角度αは変数（α＝０〜３０度）によって計算されたものであり、２相１２固定子極の凸歯幅３０度のモータを駆動するために用いられる（モータの固定子コイル巻き線組は集中巻とすることを薦める）。

表３にリストアップしたＡ相電流時間軸の位相角は０度から１８０度間の電流値、即ち、Ａ相の正半サイクルの電流値であり、負の半サイクルと正の半サイクルは対称のため、この表では省略する。また、Ｂ相電流は負の半サイクル（位相角は０度から９０度である）である時、その電流値は特別に負値で表示する。そのうち、表３の第一列は駆動電流の位相角であり、即ち、時間の横軸であり、第二列はAlpha角（α）であり、磁場と凸歯のなす角度を表し、その値は０から３０度の間で変化し、つまり、総合磁場方向と凸歯指向の間の角度を表し、その値は０度から３０度であり、磁場方向が１つの凸歯から次の凸歯までの間に回転するときの角度変化である。第３から４列は、それぞれ式（３）、（４）を用いてＡ、Ｂ相の駆動電流値を算出して得たものであり、第５列は２相電流値に基づいて算出した総合磁場強度であり、その値は０．５に安定していて、予想と一致している。第６列は算出した総合磁場の方向角であり、半サイクル時間内において、総合ベクトルは−３０度から３０度に回転（即ち、１周期で１２０度を回転することができる）し、安定回転の状態（即ち、総合ベクトル回転角と電源の位相角は等しい比率で増加、または減少する）を表す。つまり、総合磁場強度はリップルがなく（即ち、理論上の理想値は完全なリップルのない状態に達する）、且つその回転角の変化量、または移動量と２相電流の位相角の変化量は等比率関係にある。

本実施例の総合磁場ベクトルは２相の磁場ベクトルのみで合成したため、３相同時にモータ駆動する時に発生する逆回転方向の無効磁場及びベクトル打ち消しの現象を減少、または排除し、これによって、電流を浪費して無効な磁場ベクトルが発生するのを回避し、電力を節約する目的を達することができる。

本発明のもう一つの実施例では、２相電流によって、１２個の固定子極を有するモータを駆動する。図９は表３のデータに基づいて描いた電流波形図であり、Ａ相電流９ａ、Ｂ相電流９ｂ、総合磁場強度９ｄ及び総合磁場角度９ｅを含む。図の左側の縦（Ｙ）軸は、電流強度、または磁場強度を表す。単位はアンペア（Ａ）、またはアンペア/メートル（Ａ / ｍ）、またはその他の任意の適切な単位である。図の右側縦軸は磁場角度（degree）を表す。図の横軸は各相電流の位相角（degree）を表す。図９の２相三角波、または湾曲した三角形と、図１Ｂの３相正弦波とを比べると、二者とも１２組固定子の凸歯のモータ駆動時に、２相電源を用いる場合は、各相がそれぞれ３組固定子コイルを駆動し、合計６(3*2相＝6)組の固定子コイル（図１０を参照されたい）を駆動する。３相電源を用いる場合は、各相がそれぞれ２組固定子コイルを駆動し、合計６(3*2相＝6)組の固定子コイル（図１１を参照されたい）を駆動する。仮に、図１Ｂの正弦波の各相電流波形ピーク値が等しく１であり、即ち、配られた各組の固定子コイルの電流＝０．５（＝0.5＝1*2）であり、前記３相正弦波の固定子コイルから生成された総合磁場強度は１．５Ｌ（図１１、Ｌは固定子コイルインダクタンス）であり、２相固定子コイルを合成して３つの回転磁極（図１０）を生成することができる。図９の三角波、または湾曲した三角形の電流のピーク値は０．５であるため、回転磁極総強度はイコール0.5L*3＝1.5Lであり、図９の湾曲した三角形は図１Ｂの正弦波と強度同一な総合磁場強度に相当する。

また、図１Ｂの３相正弦波の総電力消費は６つの０．５正弦波電流の平方数総和（正弦波0.5*0.5*6）に比例し、図９の２相の総電力消費は６つの０．５湾曲した三角波電流の平方数総和（湾曲した三角波0.5*0.5*6）に比例し、表３の湾曲した三角波電流を平方後、正弦波電流の平方と比べ（二者電流ピーク値はいずれも０．５である）、本実施例で予想される省電率３０％を得ることができる。注意すべきことは、仮に、凸歯磁極間の角度９０度の４固定子極の従来の２相モータを使用した場合、その消費電力は同一トルクの３相６固定子極モータの１．５倍である。したがって、本発明は固定子極が４極の２相モータより大型で、磁場リップルのない状態を保持できるだけでなく、更に同一のトルク出力において、もとの電力消費の１．５倍の２相モータに改良した後にも、３相正弦波モータよりも電力を節約することができる。

上記実施例からわかるように、本実施例は２相電流によって、モータを駆動する。図９の２相三角波、または湾曲した三角波のＡ、Ｂ２相間の位相差は９０度である。

また、モータは、多くの応用において、しばしば逆方向発電に使用されるため、前記の原理は発電にも応用できる。即ち、発電時にモータの原理を逆に利用して、回転子の回転時に生成される各回転磁場が、任意の時間において、相互間の角度が最大９０度より小さい２組の固定子コイルに対して同時に作用することにより、電流を誘導して発電させ、その発電時にも本発明の上記原理を利用してその発電効率を改善することができる。即ち、モータが逆方向発電に使用される時、回転子の一組の回転磁場が、任意の時間において、モータ中の２組の固定子コイルに対して同時に作用を発生させる。このとき誘導発生される上記の三角波、または湾曲した三角形電流は、前記の図２Ａから図３Ｅに示す如く、回転磁場Ｒの回転時に２組の固定子コイルに作用することにより、それぞれＡ相とＢ相電流を生成する。その各タイミングにおいて、前記回転磁場とモータの固定子磁極の方向の間の角度はαであり、前記モータの２つの固定子磁極の間の角度はθであり、前記回転磁場の強度はＲである時、前記２組の固定子コイルの誘導電流の参考値の大きさはＡとＢであり、その計算公式は前記式（３）、（４）の通りである。ここで角度αは前記回転磁場の角度に応じて変化し、θ、Ｒは既知値であり、且つθは９０度より小さい。よって、磁束を有効に利用し、比較的に高い効率で発電することができる。

上記をまとめると、本発明のモータ駆動方法は、多相電力によりモータを駆動する時に生成される無効な磁束を減らし、電力を節約することができると同時に、容易に実施でき、高いコストの設備変更を必要としない。更に、本発明が２相モータに適用される時、２相モータの固定子極数を４極より多くでき、凸歯間の角度を９０度未満にすることで磁場リップルを生成させないと同時に、同一トルクの３相正弦波モータよりも更に電力を節約することができるため、その応用範囲を拡大し、３相モータと代替することができる。上記原理を逆方向に応用して発電を行う時には、磁束を十分に利用することで、比較的に高い発電効率を生成することができる。

上記実施例は例示的なものであって、本発明を限定するためのものではない。本発明の技術的思想および範囲から逸脱することなく行われる等価の修正または変更は、いずれも別紙の特許請求の範囲に含まれる。

本発明は以上の如く構成したため、２相交流電力によるモータの駆動方法を提供し、多相モータにおいての無効な磁場を減少することによって、モータの消費電力を下げると同時に、モータを利用して比較的に高い発電効率で２相電流を発電できる方法を提供し得るものである。

１ａ、３ａ、４ａ、９ａ Ａ相電流波形
１ｂ、３ｂ、４ｂ、９ｂ Ｂ相電流波形
１ｃ、３ｃ、４ｃ Ｃ相電流波形
１ｄ、３ｄ、４ｄ、９ｄ 総合磁場強度
１ｅ、３ｅ、４ｅ、９ｅ 総合磁場角度
９１ モータ
９２ 位置検出素子
９３ 制御器
Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ 位相
ＤＣ＋、ＤＣ− 電圧
Ｍ１〜Ｍ８ トランジスタスイッチ
ＰＷＭ１〜ＰＷＭ８ パルス幅変調信号
Ｒ 総合磁場、総合磁場（強度）、総合磁場ベクトル
Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ 逆起電力検出素子
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３ 逆起電力信号
ｔ、ｔ１ 時間
Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ ベクトル
Ｖｂ１、Ｖｂ２、Ｖｃ１ 成分
Ｖａｂｃ 総合磁場ベクトル
θ、ω、α、α１、α２ 角

Claims (10)

1. 制御回路を用いて、ソフトウェアの技術、ハードウェアの技術、またはソフトウェアとハードウェアの技術によって、２相交流電流を生成してモータを駆動し、前記モータは回転子、固定子及び少なくとも２組の固定子コイルを有し、前記少なくとも２組の固定子コイルは通電した後、複数の固定子磁極を生成すると同時に、各前記固定子磁極の間の角度は９０度未満である２相交流電力によるモータの交流駆動方法であって、
   前記モータの交流駆動方法は、
   前記２相交流電流によって、前記２組の固定子コイルをそれぞれ駆動することで、２組の磁場を生成すると同時に、前記２組の磁場を１組の総合磁場に合成することによって、前記回転子を駆動するステップを備え、
   前記総合磁場はリップルがないと同時に、前記総合磁場の回転角または移動量の変化量と前記２相交流電流の位相角の変化量とは等比率関係を有し、
   各相の交流電流の１つの周期は正の半サイクルと負の半サイクルを備え、前記正の半サイクルは三角形、または湾曲した三角形の正電流波形を備え、前記負の半サイクルは三角形、または湾曲した三角形の負電流波形を備え、
   前記三角形、または湾曲した三角形は代表的波形をなし、その上昇と下降の斜辺波形は同じ頂点を有する正弦波と三角波との間にあることを特徴とする、２相交流電力によるモータの駆動方法。
2. 前記２相交流電流の大きさの参考値は、それぞれＡとＢであり、その計算式は下記の数１の通りであり、そのうち、αは、前記総合磁場と前記固定子磁極との間の角度であり、θは、前記固定子の隣接する２つの磁極間の角度であり、Ｒは、前記総合磁場の強度であると同時に、θは９０度未満であることを特徴とする、請求項１に記載のモータの駆動方法。
   ［数１］
   Ｂ＝Ｒ sinα / sinθ
   Ａ＝Ｒ cosα − Ｒ sinα cosθ / sinθ
3. 前記正電流波形、または前記負電流波形の各タイミングの電流値は、各タイミング時の前記角度α、前記角度θを利用して、及び必要とされる前記総合磁場の強度Ｒを基礎として計算したものであることを特徴とする、請求項２に記載のモータの駆動方法。
4. αは各タイミングに応じて変わり、θ、Ｒは既知値であり、前記制御回路は前記２相交流電流の大きさの参考値によって、リアルタイムで公式を計算し、または前記公式のルックアップテーブルを照合することによって、または前記公式をその他のソフトウェアもしくはハードウェアと合わせた技術によって、必要とされる前記２相交流電流の参考値ＡとＢを得ることを特徴とする、請求項３に記載のモータの駆動方法。
5. 前記制御回路が２相以上の多相電力の出力を生成する時、任意時間において、多相電力のうちの２相のみをモータに電流供給することを特徴とする、請求項１に記載のモータの駆動方法。
6. 前記２相交流電流の位相差は９０度であることを特徴とする、請求項１に記載のモータの駆動方法。
7. 制御回路を用いて、ソフトウェアの技術、ハードウェアの技術、またはソフトウェアとハードウェアの技術によって、２相交流電流を生成してモータを駆動し、前記モータは回転子、固定子及び少なくとも２組の固定子コイルを有し、且つ各前記固定子磁極の間の角度は９０度未満である２相交流電力によるモータの交流駆動方法であって、
   前記モータの交流駆動方法は、
   前記２相交流電流によって、前記２組の固定子コイルをそれぞれ駆動することで、２組の磁場を生成すると同時に、前記２組の磁場を１組の総合磁場に合成することによって、前記回転子を駆動するステップを備え、
   前記総合磁場はリップルがないと同時に、前記総合磁場の回転角または移動量の変化量と前記２相交流電流の位相角の変化量とは等比率関係を有し、出力された前記２相交流電流の大きさの参考値は、それぞれＡとＢであり、その計算式は下記の数２の通りであり、
   そのうち、αは、前記総合磁場と前記固定子磁極との間の角度であり、θは、前記固定子の隣接する２つの磁極間の角度であり、Ｒは、前記総合磁場の強度であると同時に、θは９０度未満であることを特徴とする、２相交流電力によるモータの駆動方法。
   ［数２］
   Ｂ ＝ Ｒ sinα / sinθ
   Ａ ＝ Ｒ cosα − Ｒ sinα cosθ / sinθ
8. 前記２相交流電流の各相電流の正電流波形、または前記負電流波形の各タイミングの電流値は各タイミング時の前記角度α、前記角度θを利用して、及び必要とされる前記総合磁場の強度Ｒを基礎として計算したものであることを特徴とする、請求項７に記載のモータの駆動方法。
9. αは各タイミングに応じて変わり、θ、Ｒは既知値であり、前記制御回路は前記２相交流電流の大きさの参考値によって、リアルタイムで、公式を計算し、または前記公式のルックアップテーブルを照合することによって、または前記公式をその他のソフトウェア、またはハードウェアと合わせた技術によって、必要とされる前記２相交流電流の参考値ＡとＢを得ることを特徴とする、請求項８に記載のモータの駆動方法。
10. モータによる発電方法であって、
    モータは回転子、固定子及び少なくとも２組の固定子コイルを有し、
    前記方法は前記モータの回転子を回転させることで、少なくとも１組の回転磁場を生成すると同時に、各回転磁場は前記２組の固定子コイルに作用することで、９０度の位相差を有する２相の誘導電流を生成して発電し、前記モータの固定子磁極の角度は９０度未満であり、
    そのうち、各タイミングにおいて、前記回転磁場と前記モータの固定子磁極の方向間の角度はαであり、前記モータの２つの固定子磁極の間の角度はθであり、前記回転磁場の強度はＲであり、そのうち、前記モータの前記複数の固定子コイルのうちの２組のコイルの誘導電流の参考値の大きさはＡとＢであり、その計算式は下記の数３の通りであり、
    そのうち、θは９０度未満であり、角度αは前記回転磁場の角度に応じて変わり、θ、Ｒは既知値であることを特徴とする、モータによる発電方法。
    ［数３］
    Ｂ ＝ Ｒ sinα / sinθ
    Ａ ＝ Ｒ cosα − Ｒ sinα cosθ / sinθ