JP2017507344A

JP2017507344A - 安定化マイクロ波周波数源

Info

Publication number: JP2017507344A
Application number: JP2016536880A
Authority: JP
Inventors: ヴァハラケリー; ディダムススコット; チャンリー; シュウイー; ハンスクリー
Original assignee: California Institute of Technology
Current assignee: California Institute of Technology
Priority date: 2014-01-24
Filing date: 2015-01-26
Publication date: 2017-03-16
Anticipated expiration: 2035-01-26
Also published as: CN107124910A; EP3097615A2; US20150236784A1; US9537571B2; US9450673B2; JP2017504824A; WO2015163954A2; EP3097614A4; KR20170013197A; CN106471685B; WO2015160413A2; WO2015160413A3; US20150236789A1; EP3097615B1; JP6587615B2; KR102243455B1; US10009103B2; KR20170013198A; EP3097614B1; KR102243474B1

Abstract

周波数ｆＭを有するマイクロ波周波数源は、デュアル光周波数基準源と、電気光学側波帯発生器と、光帯域フィルタと、光学検出器と、基準発振器と、電気回路と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）とを備える。側波帯発生器は、ｖ２およびｖ１を有する各デュアル光基準信号を変調して、ｖ１±ｎ１ｆＭおよびｖ２±ｎ２ｆＭを有する各側波帯信号を発生させる。帯域フィルタはｖ１＋Ｎ１ｆＭおよびｖ２−Ｎ２ｆＭを有する各側波帯信号を送信する。光学検出器は（ｖ２−Ｎ２ｆＭ）−（ｖ１＋Ｎ１ｆＭ）を有するうなり音を発生させる。うなり音および基準発振器信号は電気回路によって処理され、ループフィルタ処理された誤差信号が発生しＶＣＯに入力される。ｆＭを有するＶＣＯの出力は側波帯発生器を駆動するとともにマイクロ波周波数出力信号となる。結果的に生じた分周により、マイクロ波周波数信号における位相ノイズの低減がもたらされる。【選択図】図１

Description

関連出願の相互参照

本出願は、（ｉ）Kerry Vahala氏、Scott Diddams氏、Jiang Li氏、Xu Yi氏、Hansuek Lee氏らにより２０１４年１月２４日に出願された「Cascaded Optical Divider and Microwave Synthesizer（カスケード接続光分周器およびマイクロ波合成器）」と題される米国仮特許出願番号第６１／９３１０６０号と、（ｉｉ）Jiang Li氏、Kerry Vahala氏らにより２０１４年４月２２日に出願された「Dual SBS Lasers as Frequency References for Stable Microwave Generation by Optical Frequency Division（光分周によって安定マイクロ波を発生させるための周波数基準としてのデュアルＳＢＳレーザ）」と題される米国仮特許出願番号第６１／９８２７４９号とに基づいて優先権を主張するものである。上記両仮特許出願の内容のすべてを参照により本明細書に援用する。本出願は２０１５年１月２６日（月曜日）に出願された。
（連邦政府後援下の研究についての陳述）

米国空軍により認可された第ＦＡ９５５０‐１０‐１‐０２８４号及び米国防高等研究計画局により認可された第Ｗ３１Ｐ４Ｑ１４‐１‐０００１号の下に米国政府援助を受けて本発明はなされた。米国政府は本発明に関して一定の権利を有する。

本発明の技術分野は、マイクロ波周波数電気信号を発生させることと、デュアル光周波数源および光分周を利用したマイクロ波周波数源とに関する。特に、デュアル光周波数基準源と比べて低位相ノイズを示すマイクロ波周波数電気信号を発生させるための装置および方法を本明細書に記載する。

本明細書において開示または特許請求される主題は、以下の非特許文献に開示された主題と関連しうる。以下に挙げる各非特許文献の内容のすべてを参照により本明細書に援用する。

L. Goldberg, H. F. Taylor, J. F. Weller, and D. M. Bloom, "Microwave signal generation with injection locked laser diodes," Electron. Lett. 19, 491-493 (1983) Pillet, G., Morvan, L., Brunel, M., Bretenaker, F., Dolfi, D., Vallet, M., Huignard, J.-P., and Le Floch, A., "Dual frequency laser at 1.5 mm for optical distribution and generation of high-purity microwave signals," J. Lightwave Technol. 26, 2764-2773 (2008) Schneider, G. J., Murakowski, J. A., Schuetz, C. A., Shi, S., and Prather, D. W., "Radio frequency signal-generation system with over seven octaves of continuous tuning," Nat. Photon. 7, 118-122 (2013) Li, J., Lee, H., and Vahala., K.J., "Microwave synthesizer using an on-chip Brillouin oscillator," Nat. Compound 4, 2097 (2013) Fortier, T., et al., "Generation of ultrastable microwaves via optical frequency division," Nat. Photon. 5, 425-429 (2011) H. Murata, A. Morimoto, T. Kobayashi, and S. Yamamoto, "Optical Pulse Generation by Electrooptic-Modulation Method and Its Application to Integrated Ultrashort Pulse Generators（「電気光学変調法による光パルス発生および集積超短パルス発生器への応用」）," IEEE J. Sel. Top. Quantum Electron. 6, 1325 (2000) M. Fujiwara, J. Kani, H. Suzuki, K. Araya, M. Teshima, "Flattened optical multicarrier generation of 12.5 GHz spaced 256 channels based on sinusoidal amplitude and phase hybrid modulation（「正弦振幅および位相のハイブリッド変調に基づく12.5GHz間隔256チャネルの平坦化光マルチキャリアの生成」）," IEEE Electron. Lett. 37, 967-968 (2001) A. J. Metcalf, V. Torres-Company, D. E. Leaird, and A. M. Weiner, "High-power broadly tunable electro-optic frequency comb generator," IEEE J. Sel. Top. Quantum Electron. 19, 3500306 (2013) A. Rolland, G. Loas, M. Brunel, L. Frein, M. Vallet, and M. Alouini, "Non-linear optoelectronic phase-locked loop for stabilization of opto-millimeter waves: towards a narrow linewidth tunable THz source," Opt. Express 19, 17944-17950 (2011) William C. Swann, Esther Baumann, Fabrizio R. Giorgetta, and Nathan R. Newbury, "Microwave generation with low residual phase noise from a femtosecond fiber laser with an intracavity electro-optic modulator," Opt. Express 19, 24387-24395 (2011) Papp, S. B., Beha, K., DelHaye, P., Quinlan, F., Lee, H., Vahala, K. J., Diddams, S. A., "A microresonator frequency comb optical clock," arXiv:1309.3525 (2013) C. B. Huang, S. G. Park, D. E. Leaird, and A. M. Weiner, "Nonlinearly broadened phase-modulated continuous-wave laser frequency combs characterized using DPSK decoding," Opt. Express 16, 2520-2527 (2008) I. Morohashi, T. Sakamoto, H. Sotobayashi, T. Kawanishi, and I. Hosako, "Broadband wavelength-tunable ultrashort pulse source using a Mach-Zehnder modulator and dispersion-flattened dispersion-decreasing fiber," Opt. Lett. 34, 2297-2299 (2009) A. Ishizawa, T. Nishikawa, A. Mizutori, H. Takara, A. Takada, T. Sogawa, and M. Koga, "Phase-noise characteristics of a 25-GHz-spaced optical frequency comb based on a phase- and intensity-modulated laser," Opt. Express 21, 29186-29194 (2013) S. Suzuki, K. Kashiwagi, Y. Tanaka, Y. Okuyama, T. Kotani, J. Nishikawa, H. Suto, M. Tamura, and T. Kurokawa, "12.5 GHz Near-IR Frequency Comb Generation Using Optical Pulse Synthesizer for Extra-Solar Planet Finder," in Nonlinear Optics, OSA Technical Digest: Nonlinear Optics Conference (Optical Society of America, 2013), paper NM3A.3 Young, B., Cruz, F., Itano, W., and Bergquist, J., "Visible Lasers with Subhertz Linewidths," Phys. Rev. Lett. 82, 3799-3802 (1999) T. Kessler, C. Hagemann, C. Grebing, T. Legero, U. Sterr, F. Riehle, M. J. Martin, L. Chen, and J. Ye., "A sub-40-mHz-linewidth laser based on a silicon single-crystal optical cavity," Nat. Photon. 6, 687-692 (2012) Lee, H., Chen, T., Li, J., Yang, K. Y., Jeon, S., Painter, O., and Vahala, K. J., "Chemically etched ultrahigh-Q wedge resonator on a silicon chip," Nat. Photon.6, 369-373 (2012) Li, J., Lee, H., Chen, T., and Vahala, K. J., "Characterization of a high coherence, brillouin microcavity laser on silicon," Opt. Express 20, 20170-20180 (2012) J. Li, H. Lee, K. Y. Yang, and K. J. Vahala, "Sideband spectroscopy and dispersion measurement in microcavities," Opt. Exp. 20, 26337-26344 (2012) Drever, R., Hall, J. L., Kowalski, F., Hough, J., Ford, G., Munley, A., and Ward, H., "Laser phase and frequency stabilization using an optical resonator," Appl. Phys. B 31, 97-105 (1983) Gross, M. C., Callahan, P. T., Clark, T. R., Novak, D., Waterhouse, R. B., and Dennis, M. L., "Tunable millimeter-wave frequency synthesis up to 100 GHz by dual-wavelength Brillouin fiber laser," Opt. Express 18, 13321-13330 (2010) Callahan, P. T., Gross, M. C., and Dennis, M. L., "Frequency-independent phase noise in a dual-wavelength Brillouin fiber laser," IEEE J. Quantum Electron. 47, 1142-1150 (2011) T. Sakamoto, T. Kawanishi, and M. Izutsu, "Asymptotic formalism for ultraflat optical frequency comb generation using a Mach-Zehnder modulator," Opt. Lett. 32, 1515-1517 (2007) Dudley, J. M., Genty, G., Coen, Stephane, "Supercontinuum generation in photonic crystal fiber," Rev. Mod. Phys. 78, 1135-1184 (2006) Li, J., Yi, X., Lee, H., Diddams, S., and Vahala, K., "Electro-optical frequency division and stable microwave synthesis," Science 345, 309-313 Geng, J., Staines, S., and Jiang, S., "Dual-frequency Brillouin fiber laser for optical generation of tunable low-noise radio frequency/microwave frequency," Opt. Lett. 33, 16-18 (2008) Pan, S., and Yao, J., "A wavelength-switchable single-longitudinal-mode dual-wavelength erbium-doped fiber laser for switchable microwave generation," Opt. Express 17, 5414-5419 (2009) Taylor, J., Datta, S., Hati, A., Nelson, C., Quinlan, F., Joshi, A., and Diddams, S., "Characterization of Power-to-Phase Conversion in High-Speed P-I-N Photodiodes," IEEE Photonics Journal 3, 140 (2011) A. J. Seeds, K. J. Williams, J., Lightwave Technol. 24, 4628-4641 (2006) J. Yao, J. Lightwave Technol. 27, 314-335 (2009) G. Carpintero et al., Opt. Lett. 37, 3657-3659 (2012) U. L. Rohde, Microwave and Wireless Synthesizers: Theory and Design (Wiley, New York, 1997) E. N. Ivanov, S. A. Diddams, L. Hollberg, IEEE Trans. Ultrason. Ferroelectr. Freq. Control 52, 1068-1074 (2005) J. Li, H. Lee, K. J. Vahala, Opt. Lett.39, 287-290 (2014)

出力周波数ｆ_Ｍを有する出力電気信号を発生させるためのマイクロ波周波数源は、デュアル光周波数基準源と、電気光学側波帯発生器と、光帯域フィルタと、光学検出器と、基準発振器と、電気回路と、電圧制御電気発振器とを備える。デュアル光周波数基準源は、（ｉ）第１の光基準周波数ｖ_１を有する第１の光基準信号と、（ｉｉ）第２の光基準周波数ｖ_２＞ｖ_１を有する第２の光基準信号とを発生するように構成されている。電気光学側波帯発生器は、（ｉ）第１および第２の光基準信号と周波数ｆ_Ｍを有する側波帯発生器入力電気信号とを受信し、（ｉｉ）それら信号から、ｖ_１±ｎ_１ｆ_Ｍおよびｖ_２±ｎ_２ｆ_Ｍ（ｎ_１およびｎ_２は整数）で表される側波帯光周波数をそれぞれ有する多数の側波帯光信号を発生するように構成されている。光帯域フィルタは、周波数ｖ_１＋Ｎ_１ｆ_Ｍを有する側波帯光信号および周波数ｖ_２−Ｎ_２ｆ_Ｍを有する側波帯光信号（Ｎ_１およびＮ_２は整数）を含む多数の側波帯光信号のサブセットを送信するように構成されている。光学検出器は、（ｉ）送信された側波帯光信号を受信し、（ｉｉ）うなり周波数ｆ_ＢＥＡＴ＝（ｖ_２−Ｎ_２ｆ_Ｍ）−（ｖ_１＋Ｎ_１ｆ_Ｍ）を有する光学検出器電気信号を発生するように構成されている。基準発振器は、基準発振器周波数ｆ_Ｒを有する基準発振器電気信号を発生するように構成されている。電気回路は、（ｉ）光学検出器電気信号および基準発振器電気信号を受信し、（ｉｉ）それら信号から、電気回路の比較器部分を用いて、光学検出器電気信号と基準発振器電気信号の相対位相に依存する電気誤差信号を発生させ、（ｉｉｉ）電気回路のループフィルタ部を用いて電気誤差信号を処理するように構成されている。電圧制御電気発振器は、（ｉ）ループフィルタ部で処理された電気誤差信号をＶＣＯ入力電気信号として受信し、（ｉｉ）周波数ｆ_Ｍを有するＶＣＯ出力電気信号を発生するように構成されている。ＶＣＯ出力電気信号の第１の部分は、側波帯発生器入力電気信号として電気光学側波帯発生器に受信され、ＶＣＯ出力電気信号の第２の部分は、マイクロ波周波数源の出力電気信号となる。電気光学側波帯発生器がＶＣＯ出力電気信号の第１の部分を側波帯発生器入力電気信号として受信した結果、電気回路と電圧制御発振器は、位相ロックループとして機能するように負フィードバック構成において接続する。

マイクロ波周波数源を用いて、出力周波数ｆ_Ｍを有するマイクロ波周波数出力電気信号を発生させる方法は、（ａ）第１および第２の光基準信号発生させることと、（ｂ）多数の側波帯光信号を発生させることと、（ｃ）周波数ｖ_１＋Ｎ_１ｆ_Ｍを有する側波帯光信号および周波数ｖ_２−Ｎ_２ｆ_Ｍを有する側波帯光信号を含む多数の側波帯光信号のサブセットを送信することと、（ｄ）うなり周波数ｆ_ＢＥＡＴ＝（ｖ_２−Ｎ_２ｆ_Ｍ）−（ｖ_１＋Ｎ_１ｆ_Ｍ）を有する光学検出器電気信号を発生させることと、（ｅ）基準発振器電気信号を発生させることと、（ｆ）ループフィルタ部で処理された電気誤差信号を発生させることと、（ｇ）周波数ｆ_Ｍを有するＶＣＯ出力電気信号を発生させることとを含む。

マイクロ波周波数源ならびにデュアル周波数光源、およびそれらの使用方法に関する目的および効果は、図面に示され、かつ以下の明細書または添付の特許請求の範囲に開示される実施形態の例を参照することにより明らかとなりうる。

この「発明の概要」では、以下の「発明を実施するための形態」で詳細に説明する各概念から選択したものを単純化して記載した。上記「発明の概要」は、特許請求する主題の鍵となる特徴または必須の特徴を特定することを意図していないだけでなく、特許請求する主題の範囲を画定するための手がかりとして用いられることも意図していない。

本発明に係るマイクロ波周波数源の模式図である。位相ロック・ループ構成において電圧制御発振器に接続された、本発明に係る電気光学分周器の模式図である。多数の側波帯光信号を含む模擬光スペクトルを示す図である。本発明に係る光分周器と従来の電気分周器とを比較した図である。本発明に係るマイクロ波周波数源の測定スペクトルとノイズのグラフである。本発明に係るマイクロ波周波数源の測定スペクトルのグラフである。本発明に係るデュアル周波数光源の模式図である。本発明に係る別のデュアル周波数光源の模式図である。本発明に係るデュアル周波数光源の測定スペクトルのグラフである。

添付図面の実施形態は模式的にのみ示したものである。すなわち、すべての特徴を完全に詳細に示し、かつ適正な割合で示しているとは限らない。理解しやすいように他の要素と比べて誇張して描いた特徴や構造も存在しうる。よって添付図面は原寸に比例していると見なされるべきではない。図示した実施形態は例示に過ぎない。すなわち、それらは本開示の範囲または添付の特許請求の範囲を限定すると解釈されるべきではない。

マイクロ波周波数発振器および無線周波数発振器は、通信、遠隔探査、航行、レーダ、科学的測定、コンピュータ、時計、時間標準などさまざまな分野で広く用いられている。それら発振器は、しばしば制御可能に同調させることができる単一の電気周波数を供給する。それらの性能は、パワー出力、周波数同調範囲、周波数安定性を含むさまざまな測定基準を用いて特徴付けられる。最後に挙げた測定基準である周波数安定性はほとんどの用途において極めて重要であり、発振器の価格はその発振器により得られる周波数安定性レベルと直接関連している。性能が非常によい発振器は、典型的には、高安定周波数を生成するために高Ｑ誘導体共振器を用いる電気発振器に基づくものであった。安定した無線周波数信号またはマイクロ波周波数信号を発生させるためのもう１つの周知手法として、２つの高コヒーレントなレーザ信号を光検出することが挙げられる。光学検出器（すなわち光検出器）に共入射するとともにその光学検出器の検出周波数帯域幅範囲に収まる周波数差を有する２つの光信号は、それら光信号の光差周波数を有する電気出力信号を光学検出器から生成する。これは「うなり音」または「うなり周波数」とも称される。ここ数年間で開発された新たな手法では、周波数コム光分周器（単に「光分周器」とも称される）として知られるデバイスを用いてマイクロ波を合成する革新的な全光学的手法が用いられている。光分周器は、数百テラヘルツで発振する高コヒーレントな光信号を入力として受信する。通常、これは光基準キャビティによって安定化されたレーザ信号である。この非常に高い入力周波数は、光分周器を用いて無線周波数範囲またはマイクロ波周波数範囲（数百メガヘルツまたは数百ギガヘルツ）の速度まで分周される。この分周工程により、最終信号における位相ノイズは当初の光信号と比べて大幅に低減することになり、顕著（かつ記録的）な安定性を示す無線／マイクロ波信号がこのようにして得られる。この低減を達成するため、周波数コム光分周器では特別モードにロックされたレーザを使用する。

本明細書では、周波数制御入力が可能な電気発振器（電圧制御発振器またはＶＣＯ（voltage-controlled oscillator）とたびたび称される）により供給されるマイクロ波周波数信号の光分周および安定動作を達成するための新規かつ進歩性のある装置および方法を開示する。この新規手法は、本方法の実現可能性を証明する予備的測定値とともに本明細書に記載される。本発明に係る手法では、レーザが供給する２つの基準光信号の周波数は安定化し、したがって、このレーザ同士の相対周波数（すなわちレーザ同士の差周波数）は可能な限り安定している（または所与の使用または用途に必要な性能を達成するのに実施可能な限り安定している、すなわち動作的に許容できる基準帯域幅において比較的安定している）。次いで、これらレーザ信号は、ＶＣＯにより駆動されるカスケード接続された複数の位相変調器により位相変調される。光スペクトルでは、これによって、当初の各レーザ周波数に基づいて、変調周波数により離間される側波帯スペクトルが作り出される。強度変調器、分散補償器、（必要に応じてまたは所望する場合）光増幅器、および非線形光媒質を用いると、位相変調された光信号のスペクトルを広げることできるため、側波帯周波数スペクトルにおける側波数をさらに増加させることができる。実施可能な最大限の安定性をＶＣＯに与えるには、レーザ同士の周波数分離を（所与の使用または用途に対して）実施可能な限り大きくすることが望ましい。しかしながら、周波数分離はカスケード接続された位相変調器（および行った場合は非線形光幅広化）によって生成される側波帯の範囲を超えることはできない。最も内側にある２つの側波帯（図３参照）の周波数は、それら側波帯間のうなり周波数がフォトダイオードを用いて検出できるくらい十分接近していなくてはならない。以下でさらに説明するが、フォトダイオード信号はＶＣＯから生じる位相情報を含み、ＶＣＯを安定化させるために用いられる。本発明に係る方法により、オフセット周波数１０ｋＨｚおよび１００ｋＨｚを有する高性能電気発振器よりも遥かに低い位相ノイズレベルを示す高安定マイクロ波周波数信号を発生させることが既に可能となっている。本発明に係る方法の成果は、２つの基準光信号の周波数分離をさらに大きくすることで実質的に向上させることができる。本明細書に開示する例では、これら基準光信号は、単一の高Ｑディスク共振器をデュアルポンピングして、２つの別個の波長を有する誘導ブリルアン振動が生成することにより供給される。以下でさらに検討するが、周波数分離は、別々のレーザ線を同じキャビティ内で効率的にポンプさせる能力によって制限される。その他のデュアル光周波数基準源を用いることもできる。例として、単一の基準共振器キャビティの別々のモードに周波数ロックされた２つのレーザを含む基準源が挙げられる。

本明細書に開示する本発明に係る方法は、従来の周波数コム光分周器と同程度の記録的な周波数安定性を未だ達成してはいない。しかしながら、上記したパルス幅広化方法における進歩により、既に確認されているものを越える性能向上がもたらされるはずである。位相ノイズは分周比の２乗分だけ低減し、差周波数が大きいほど分周比も大きくなるからである。また現在の性能制限を埋め合わせることができれば、本発明に係る手法では高性能かつ高価なデバイスであるモードロック周波数コム発生器を用いる必要がなくなる。代わりに、本発明に係る方法では、そのほとんどが市販されている比較的単純かつ安価な光学素子が用いられる。また多くの例において、基準周波数（すなわち２つの光源の差周波数）は、単一共振器内の２つの共振の相対安定性に依存する。これは原則的にはより強固な基準となる。システムにおける技術的ノイズ（すなわち、システムの物理的性質に固有の量子ノイズではなく、装置における不安定性から生じるノイズ）は両共振に共通しており、したがって差周波数ではその大半は打ち消されるからである。一方、従来の分周器を用いた手法は絶対基準周波数に依存し、これは技術的ノイズからの影響をより強く受けるものである。本明細書に開示する本発明に係る光分周器の動作原則は、繰り返し周波数（すなわち側波帯間隔）が、光キャビティとは違い、電気ＶＣＯにより設定されることにおいても異なる。結果的には出力信号のマイクロ波周波数を同調させることが可能になる。これは従来の周波数コム光分周器では容易に達成できないことである。また従来の周波数コム分周器を用いた手法は、高帯域幅を有する一連の高ピーク電力パルスの光検出に依存するものである。この手法を用いた場合、光検出工程の線形性が周波数安定性を達成するのにきわめて重要であることが確認されており、よって、用いる光学検出器の種類は大幅に制限される。一方、本発明では、より低帯域幅の光学検出器、または線形性要求がより緩和された検出器を用いることができる。

高性能マイクロ波周波数信号を発生させるための光分周を達成する本明細書で開示する本発明に係る装置および方法では、直接位相変調とさらには（直接位相変調のみを用いて達成できる分周比よりも大きい分周比を達成することが必要な場合または望まれる場合）自己位相変調も含むカスケード式の位相変調が用いられる。モードロック・レーザにより生成されるスペクトル線のコムとは対照的に、光キャビティがないため、カスケード接続された位相変調器には固有の繰り返し周波数がない。これによりカスケード発生させた側波帯コムには任意で選ばれる線間隔周波数を与えることができるが、これは、従来の周波数コムで行われるやり方とは異なるやり方で光分周が達成されなければならないことも意味している。

図１〜図３に本発明に係る手法を示す。この手法では、十分に良好な（すなわち動作的に許容できる）相対周波数安定性を有する２つのレーザ線により、マイクロ波周波数源用の２つの光基準信号１２０ａ／１２０ｂ（スペクトル１０１により特徴付けられる）が供給される。図１はシステムの高レベルブロック図、図２は該システムの所定要素のさらなる詳細図、図３は本発明に係る手法に関連する光信号の周波数スペクトルの模式図である。いくつかの例では（以下に記載）、２つのレーザ線１２０ａ／１２０ｂは、２つの対応する独立ポンプレーザ１３０ａ／１３０ｂ（後に説明する図７、８を参照）によりポンプされる単一の高Ｑマイクロキャビティ１１０またはファイバループ・キャビティ１１０’（ＦＬＣ：fiber-loop cavity）での同時ブリルアン振動により生成される。あるいは、２つのレーザを単一かつ共通の基準キャビティ１８０の別個の各光モードに周波数ロックするか、または別個の各原子遷移１９０に周波数ロックすることによるデュアルモード・レーザにより２つのレーザ線１２０ａ／１２０ｂを生成することもできる。２つの基準レーザ線は電気光学分周器（すなわち電気光学側波帯発生器）に入り、そこでそれらレーザ線は一対の変調器２２０により、電圧制御電気発振器６００（ＶＣＯ）により設定された周波数ｆ_Ｍに位相変調される。位相変調器２２０によって作り出された側波帯スペクトル３０１は、パルス形成および光ファイバ３５０での自己位相変調によってさらに幅広化することができる。このようにして作り出された多数の側波帯光信号は各レーザ線１２０ａ／１２０ｂから展開し、一対の側波帯光信号４３０ａ／４３０ｂが（典型的には差周波数スパンの中央地点付近に）もたらされる（スペクトル４０１参照）。側波帯光信号４３０ａ／４３０ｂはフォトダイオード４２０を用いて光学的にフィルタ処理され検出される。以下で検討するように、２つの検出された側波帯信号４３０ａ／４３０ｂによって発生するうなり音信号には、側波帯信号４３０ａ／４３０ｂに到達するために必要な側波帯の数である光分周係数（Ｎ_１＋Ｎ_２）分だけ強められたＶＣＯ６００の位相ノイズが含まれる。したがって、うなり音によりＶＣＯ６００の位相ロックループ制御に適した誤差信号が供給される。

本発明に係るマイクロ波周波数源と、周波数基準１０およびＶＣＯ３０を用いた従来のマイクロ波周波数源とを比較することは興味深い。従来手法では（図４参照）、ＶＣＯ３０によりシステムの最高周波数が供給される。この周波数は、電気分周器２０、および石英発振器などの低周波数基準発振器１０との位相比較により安定化される。一方、本明細書に開示する本発明に係る電気光学分周器は、周波数領域において基準とＶＣＯとの位置を逆にすることにより動作する。具体的には、光基準１００はレーザ線同士の相対周波数分離により供給されるが、この周波数分離は、ＶＣＯ６００の周波数よりも何倍も大きくなるよう行われる（本実施では、これは典型的には光学検出器を用いても検出できない速度である）。さらに、（従来の基準源で行われるように）ＶＣＯ周波数が基準周波数速度まで分周されるのではなく、（本発明に係る基準源では）基準周波数がＶＣＯ周波数まで分周される。この逆転を行うことにより、本発明に係るデバイスは（ｉ）光発振器の安定性（これは今や典型的にはマイクロ波発振器の安定性を越える）および（ｉｉ）その安定性をマイクロ波領域に移動させる光分周パワーを得る。また、本発明に係る分周器の速度は電気ＶＣＯ６００に由来するため、これは継続的に同調可能である。特に、周波数出力は、電気ＶＣＯの同調範囲および基準レーザ線同士の周波数分離により設定され、キャビティの繰り返し速度によって固定されない。

周波数分離の使用は、マイクロ波発生用の基準を得るための絶対周波数とは違い、従来のモードロック・レーザ周波数コムを用いて実践されてきた。このような種類のデバイスでは、周波数コム光分周器は、コムを基準キャビティの２つの周波数にロックすることによって用いられる。その他の従来の光分周器で得られるように、コムの検出により分周信号が供給され、それはこの場合では基準キャビティモードの周波数分離にあたる。この２点でロックする手法は、以前から、２本の原子線および周波数マイクロコムを用いる際に実行されてきた。

図３に、本発明に係る分周器により得られる位相ノイズ低減の原点を示す。発生した側波帯光信号の蓄積された位相ノイズ寄与は、２つのレーザ源から、検出可能なうなり音を発生する検出側波帯の位相差まで辿ることができる。検出うなり音は基準発振器信号と比較される。ＶＣＯ６００の位相を調整して位相差をなくすことにより、生じるＶＣＯ変動Δφは、φ^２ _Ｍ＝（φ_１−φ_２）^２／（Ｎ_１＋Ｎ_２）^２の値まで低減し、２つのレーザ源の位相ノイズ（例えば共通モードの技術的ノイズから生じる）における相関関係はこの手法では打ち消される。ＶＣＯ６００の相対位相ノイズの最下限は、分周係数の２乗分だけ低減された（すなわち（Ｎ_１＋Ｎ_２）^２分の１に低減された）レーザ線の光位相ノイズによって決まる。電気ＶＣＯ６００の位相ノイズを低減するには、レーザ周波数分離（すなわち差周波数）は可能な限り（または所与の使用または用途で実行可能な限り、すなわち動作的に許容できる限り）大きくすべきことは明らかである。本発明に係るシステムの好適な実施形態では、差周波数のこの大きさはデュアルポンプされるブリルアンレーザのスパンにより決定する。

図７にデュアル光周波数基準源の例をより詳細に示す。光基準レーザ信号１２０ａ／１２０ｂは、シリカ・オン・シリコンによる単一の高Ｑディスク共振器１１０内で共レーザ発振する各ブリルアンレーザ線により供給される。個々のブリルアンレーザ線のコヒーレンス性は優れており、ブリルアンレーザ線同士の相対周波数安定性は共通共振器内での共レーザ発振により高められる。本発明に係るマイクロ波周波数源では、ブリルアンレーザ線同士は、デュアルポンプ構成で必要とされる十分な大きさの差周波数により分離される。この例では、シリカディスク共振器１１０は、ポンプ波長１５５０ｎｍにおけるシリカ内のブリルアン・シフト周波数と実質的に一致する約１０．８９０ＧＨｚの自由スペクトル領域（ＦＳＲ：free-spectral range）を有するように設計および作製される。別のブリルアン・シフト周波数を示すその他の必要な、所望の、または適切な材料を用いることもできる。各ポンプレーザ１３０ａ／１３０ｂ（それぞれ対応波長λ_１、λ_２で発振する）は、Ｐｏｕｎｄ‐Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ（ＰＤＨ）法を用いてディスク共振器１１０の対応する別個の共振光モードに周波数ロックされ、サーキュレータ１１４を介してディスク共振器１１０に接続され、それぞれの光基準周波数ｖ_１およびｖ_２において各々の対応するブリルアンレーザを逆伝播方向に励起する。ＰＤＨ法は、光帯域フィルタ１３２ａ／１３２ｂ、光検出器１３４ａ／１３４ｂ、およびフィードバック／サーボ機構１３６ａ／１３６ｂをそれぞれ用いることにより各ポンプレーザ１３０ａ／１３０ｂに対して実行される。各ポンプ波長の制御は、直接レーザ制御（ポンプレーザ１３０ａの場合）またはレーザ出力の周波数シフト（ポンプレーザ１３０ｂの出力における音響光学的シフトの場合）により行われる。２つのＳＢＳレーザ間の周波数分離（すなわち差周波数ｖ_２−ｖ_１）は、ポンプレーザ１３０ａ／１３０ｂが、異なる方位角モード次を有する各共振モードにおいてそれぞれポンプするよう同調させることにより容易に同調させることができる。図８に類似の例を示す。図８では、ディスク共振器１１０に代えてファイバループ光共振器１１０’（すなわちファイバループ・キャビティまたはＦＬＣ：fiber-loop cavity）が用いられる。

単一かつ共通のＦＬＣでのファイバに基づくＳＢＳレーザのデュアルポンピングは、以前は、光信号の従来の光検出によって安定マイクロ波周波数信号を発生させるために適用されており、この際、２つのポンプレーザ波長は、所望のマイクロ波周波数における電気光学位相変調によって発生した単一連続波（ＣＷ：continuous-waver）レーザの側波帯であった。この以前の構成では、必然的に、２つのＳＢＳレーザ周波数はそれらの差周波数（すなわちうなり音）が光学検出器を用いて直接検出可能であるくらい十分接近している。一方、本発明に係る構成のＳＢＳレーザ周波数ｖ_２およびｖ_１の周波数分離は遥かに大きい（例えば、さまざまな実験において１０９、１９８、３２７、および１６１２ＧＨｚであった。これらは、独立して同調可能な各ＣＷレーザを用いる１０、１８、３０、および１４８キャビティＦＳＲによって分離されるディスク共振器光モードのデュアルポンピングにより得たものである）。これらの大きい周波数分離を用いて分周係数を増加させることによって、光分周により位相ノイズの低減を向上させることができる。したがって、周波数分離（すなわち差周波数ｖ_２−ｖ_１）は、可能な限りまたは実行できる限り大きくすることが望ましい。このような大きい周波数分離は光学検出器の検出帯域幅を大幅に超えるため、典型的には大きすぎて差周波数（すなわちうなり音）を光学的に検出することはできない。これまでに構築された実施形態における最大分離である１６１２ＧＨｚは、用いられるエルビウム添加ファイバ増幅器の利得帯域幅の端付近である１５３７ｎｍにあるＳＢＳポンプレーザのうちの一方により制限されるが、その他のポンプ源を用いて光基準信号１２０ａ／１２０ｂのより大きいスペクトル分離を実現することもできる。図５Ａに、これらスペクトル分離のいくつかにおける各デュアルＳＢＳ線の測定光スペクトルを示す。これは注目すべきことだが、２つのＳＢＳレーザ信号１２０ａ／１２０ｂは、単一かつ共通のチップに基づくディスク共振器１１０を共有するだけでなく、後続の光／電気変換の間中、光ファイバ路も共有しており、それにより路長変動による影響も抑制できる。

図７および図８の例では、光基準信号１２０ａ／１２０ｂはサーキュレータ１１４を用いて光分周器部分に接続されている。多数の側波帯光信号３１０を発生させるために、（１２ＧＨｚにおいて）比較的低いＶ_π約３．９Ｖを有する２つの位相変調器２２０／２３０を備えた側波帯発生器２００が用いられる。２つの位相変調器２２０／２３０はカスケード接続され、対応するＲＦ位相シフト器２２４／２３４（図１および図２参照）と位相同期する。位相変調器２２０／２３０は３２．５ｄＢｍと３０．７ｄＢｍで駆動され、約６π（およそπＶ_{ｄｒｉｖｅ}／Ｖ_π）までの合計位相変調振幅に対応する。これは、変調器２２０／２３０により生成される側波帯の数の半分ともおおよそ等しい。位相変調器２２０／２３０への駆動信号（すなわち側波帯発生器入力電気信号）は、周波数ｆ_Ｍを有するＶＣＯ６００の出力電気信号の一部６２０である（側波帯発生器入力光信号として作用する）。一例では、側波帯発生器の第１の部分２００のみを用いて（すなわち側波帯信号３１０を発生させるために位相変調器２２０／２３０のみを用いる（図２の経路Ｉ参照））、最高で約３０（すなわちＮ_１＋Ｎ_２が最高で約３０）の電気光学変調された（ＥＯＭ：electro-optic-modulated）側波帯を発生させることができる。これにより、最高差周波数ｖ_２−ｖ_１は約３２７ＧＨｚとすることができ、最高で約３０の係数による光分周も可能になる。図５Ｂには、元の各ＳＢＳレーザ線（１８ＦＳＲ周波数分離）と得られる位相変調側波帯の両方を示す測定光スペクトルを示す。３０分周の場合、マイクロ波周波数信号６１０の位相ノイズは、周波数ｆ_Ｍのフィードバック安定化により（以下でさらに説明する）、光基準信号１２０ａ／１２０ｂの差周波数の位相ノイズと比べて、約９００分の１に減少することになる。図２に示す例では位相変調器を２つ用いたが、十分多くの側波帯を生成するのに十分大きい変調を得られるのであれば、用いる位相変調器は１つでもよい。

側波帯スペクトル幅をさらに拡大するには、追加で位相変調器を用いるか、またはより大きい位相変調振幅を可能にする位相変調器を用いることもできる。あるいは、またはそれに加えて、側波帯発生器の第２の部分３００を用いることにより、いわゆる連続発生（例えば、先に援用したHuang et al (2008)、Morohashi et al (2009)、Ishizawa et al (2013)、およびSuzuki et al (2013)の刊行物を参照）を行うこともできる（図２の経路ＩＩ参照）。この部分は、強度変調器３２０（ＶＣＯ信号６２０の一部により周波数ｆ_Ｍで駆動されるとともに位相シフト器３２４を用いて同期する）と、分散補償器３３０と、光増幅器３４０と、非線形光媒質３５０とを備えている。典型例では、強度変調器３２０は電気光学マッハ・ツェンダ干渉計を、分散補償器３３０は適切な長さの適切な分散性を有する光ファイバ（例えば、分散シフト光ファイバまたは分散シフトグレーティングを含む光ファイバ）を、光増幅器３４０はエルビウム添加光ファイバ増幅器（ＥＤＦＡ：erbium-doped optical fiber amplifier）を、そして非線形光媒質３５０は適切な長さの高度に非線形な光ファイバ（ＨＮＬＦ：highly nonlinear optical fiber）を含むことができる。その他の機能的に同様な部品、例えば電界吸収型変調器を用いることもできる。この例では、位相変調器２２０／２３０にカスケード接続される連続発生を用いることで、位相変調器のみを用いた場合と比べて、２つの基準光信号１２０ａ／１２０ｂをスペクトル的により遠くに離間させるのに十分な数の側波帯を発生させることができる。この例では、差周波数ｖ_２−ｖ_１はディスク共振器１１０の１４８ＦＳＲまで発生させることができる（すなわち、先に述べたように、ＥＤＦＡの利得帯域幅による制限によって、この例では最高で約１．６ＴＨｚまで離間し、Ｎ_１＋Ｎ_２の値は最高で１４８となる）。１４８分周の場合、マイクロ波周波数信号６１０の位相ノイズは、周波数ｆ_Ｍのフィードバック安定化により（以下でさらに説明する）、光基準信号１２０ａ／１２０ｂの位相ノイズと比べて、約２００００分の１以上、低減することになる。さらに大きい差周波数を用いることにより、位相ノイズのさらなる低減も達成することができる。

送信された２つの光側波帯４３０ａ／４３０ｂ（周波数はそれぞれｖ_１＋Ｎ_１ｆ_Ｍおよびｖ_２−Ｎ_２ｆ_Ｍであり、典型的には＜＜ｆ_Ｍであるδｆにより分離されている）は光帯域フィルタ４１０によって送信され、増幅光学検出器４２０（この例では帯域幅１２５ＭＨｚ）を用いて検出される。これらの送信された側波帯信号を線形重畳することにより光学検出器４２０に入る信号が得られ、光学検出器４２０は、うなり音周波数ｆ_ＢＥＡＴ＝（ｖ_２−Ｎ_２ｆ_Ｍ）−（ｖ_１＋Ｎ_１ｆ_Ｍ）を有する光学検出器電気信号を生成する。基準発振器５１０は周波数ｆ_Ｒの基準発振器電気信号を発生する（この例では１０ＭＨｚで動作する石英発振器を用いたが任意の適切な基準発振器を用いることができる。周波数ｆ_Ｒとしては約１ＭＨｚ〜約５００ＭＨｚを用いた）。基準発振器５１０により寄与された位相ノイズも全体的な分周によって低減され、光分周工程によって達成可能な位相ノイズ低減にいかなる制限も与えることはない。電気回路５２０は、フォトダイオードの位相と基準電気信号の位相とを比較し、（任意の必要な、所望の、または適切なやり方で）誤差信号を発生させ、その誤差信号は次いで回路５２０により（任意の必要な、所望の、または適切なやり方で）ループフィルタ処理される。ループフィルタ処理された誤差信号は、ＶＣＯ６００を周波数ｖ_２−ｖ_１±ｆ_Ｒの分数調波（すなわち整数分の１）に位相ロックするのに用いられるＶＣＯ電気入力信号５３０として機能する。この例では、ＶＣＯは外部のＦＭ変調入力モードを用いて動作するマイクロ波発生器を備えているが、任意の適切な種類のＶＣＯまたは任意の適切なＶＣＯ動作を用いることもできる。

ブリルアンレーザの位相ノイズレベル（位相ノイズ基準レベル）を確立するために、図７のデュアルＳＢＳレーザの例からの出力を高速光学検出器（５０ＧＨｚ帯域幅）において光検出することにより生成されたうなり音の単一側波帯（ＳＳＢ：single sideband）位相ノイズ（Ｌ_φ）を、図５Ｃの一番上の曲線で表す。この測定を行うにあたり、デュアルＳＢＳレーザ信号は３つの離間したＦＳＲにおいてポンプされ、光学検出器を用いて検出可能であるとともに電気位相ノイズ分析器で分析することもできる３２．７ＧＨｚのうなり音がもたらされる。位相ノイズレベルは、ＳＢＳレーザ周波数の周波数同調によらずおよそ一定を維持することが確認されており、したがって、本発明の分周工程で用いられるような非常に大きい（すなわち検出不可能な）周波数分離にレーザを同調させた場合であってもレーザの基準位相ノイズの目安となる。オフセット周波数（例えば図５Ｃにおける横軸）が１００Ｈｚよりも高い場合、ノイズスペクトルはシャウロウ・タウンズのノイズにより制限される。一方、オフセット周波数が１００Ｈｚより低い場合は、技術的ノイズ成分が存在する。現在の実験では、このスペクトルにより、光分周係数Ｎ_１＋Ｎ_２によって２乗的に低減する基準ノイズレベル（周波数差の不変量）が得られる。光分周器を試験するためには、図１〜図３に示すように、ループフィルタ処理した誤差信号５３０をＶＣＯ制御／同調入力ポートに供給することによってＶＣＯ６００を分周光基準にロックする。図５Ｃの下の２つの曲線は、デュアルＳＢＳ線１２０ａ／１２０ｂの当初周波数分離と比べて、３０倍（下から２番目の曲線）および１４８倍（一番下の曲線）光分周した場合の１０．８９ＧＨｚにおけるＶＣＯ６００の対応する測定位相ノイズスペクトルである。分周比が大きいほど位相ノイズが低減することがデータから明らかである。これらの測定では、同調可能なポンプレーザ源１３０ａ／１３０ｂを用いてブリルアンレーザ線同士の周波数分離を調整することにより、出力信号６１０の周波数を１０．８９ＧＨｚに保持している。ちなみに、９００ｋＨｚ付近（分周比３０、図２の経路Ｉを用いて達成される）および３００ｋＨｚ付近（分周比１４８、図２の経路ＩＩを用いて達成される）の位相ノイズスペクトルにおける特性は、位相ロックされたループ制御回路のサーボ隆起である。これら周波数はサーボ・ループ遅延により決定され、サーボ・ループ遅延は光路長・電気路長およびＶＣＯ６００の同調応答を含む。

位相ロック状態下でのＶＣＯ位相ノイズの性能向上を示すために、自走ＶＣＯ６００の位相ノイズスペクトルを図５Ｃの破曲線で表わす。３２７ＧＨｚのブリルアン光差周波数を係数３０で分周する場合（図２の経路Ｉ、位相変調器２２０／２３０のみを使用）、元の自走ＶＣＯ６００と比べて１ｋＨｚ〜１００ｋＨｚのオフセット周波数に対しておよそ２０ｄＢの位相ノイズ低減が確認される。また、１０．８９ＧＨｚのキャリアに対し、オフセット周波数１０ｋＨｚにおいては−１１２ｄＢｃ／Ｈｚ、オフセット周波数１００ｋＨｚにおいては−１２７ｄＢｃ／Ｈｚの位相ノイズレベルが達成される。１．６１ＴＨｚのブリルアン光信号差周波数を係数１４８で分周する場合（図２の経路ＩＩ、位相変調器に加えて連続発生を使用）、１０．８９ＧＨｚキャリアに対して達成される位相ノイズレベルは、オフセット周波数１ｋＨｚにおいては−１０４ｄＢｃ／Ｈｚ、オフセット周波数１０ｋＨｚにおいては−１２１ｄＢｃ／Ｈｚ、オフセット周波数１００ｋＨｚにおいては−１１９ｄＢｃ／Ｈｚである。分周比１４８の場合のオフセット周波数１００ｋＨｚにおける位相ノイズが上昇する理由は、このオフセットはサーボピークである３００ｋＨｚ（サーボ帯域幅）に近いからである。図５Ｄに１０．８９ＧＨｚでのＶＣＯ出力６１０の測定スペクトルを示す（電気スペクトル分析器の設定は２０ｋＨｚスパンと３０Ｈｚ解像帯域幅）。一番上の曲線は自走ＶＣＯスペクトルである。一方、その他のスペクトルは、上から、対応ＳＢＳ周波数分離１９６ＧＨｚ、３２７ＧＨｚ、１．６１ＴＨｚをそれぞれ１８、３０、１４８分周した場合の位相ロックされたＶＣＯ６００のスペクトルである。図５Ｅでは、オフセット周波数１ｋＨｚ、１０ｋＨｚ，１００ｋＨｚにおける測定位相ノイズを、分周比１、３、４、１０、１８、３０、１４８に対してプロットすることにより上記結果をまとめた。破線は１／（Ｎ_１＋Ｎ_２）^２のフィッティングを表し、測定値と良好に一致する。比較として、上側の水平破線ではアジレント社のＭＸＧマイクロ波合成器（キャリア：１１ＧＨｚ、オフセット：１００ｋＨｚ、アジレント・オンライン・データシート、文献番号５９８９‐７５７２ＥＮ）の位相ノイズを示し、下側の水平破線ではアジレント社の高性能ＰＳＧマイクロ波合成器（キャリア：１１ＧＨｚ、オフセット：１００ｋＨｚ、アジレント・オンライン・データシート、文献番号５９８９‐０６９８ＥＮ、オプションＵＮＸ）の位相ノイズを示す。

これまでに示した例では、マイクロ波周波数ｆ_Ｍは固定されていたが、この周波数は分周比を変えることにより調整することができる。具体的には、デュアルＳＢＳ線の固定分離ｖ_２−ｖ_１に対する分周比Ｎ_１＋Ｎ_２およびＶＣＯ周波数ｆ_Ｍを変えることにより、異なるキャリア周波数の位相ロック周波数合成（例えば、ｆ_Ｍ＝（ｖ_１−ｖ_２±ｆ_Ｒ）／（Ｎ_１＋Ｎ_２））が可能になる。例えば図６Ａでは、側波帯周波数同士は２つの異なる分周比２６と３０にの場合、中間点においてほぼ重なり合う。唯一の要件は、差周波数ｖ_２−ｖ_１を所望の出力／変調周波数ｆ_Ｍの整数倍とほぼ等しくすることである。図６Ｂには位相ロックされた１２．５６６ＧＨｚの出力信号６１０の測定ノイズスペクトルを示し、図６Ｃには９．０７５ＧＨｚの出力信号６１０の測定ノイズスペクトルを示す。さらに、当初の基準周波数分離ｖ_２−ｖ_１も同調させることができる。可変ＦＳＲを有する複数の基準キャビティ１１０または１８０を用いることで、１つの分周器で幅広い範囲の出力周波数を発生させることが可能になる。

図１および図２を参照すると、マイクロ波周波数源は、出力周波数ｆ_Ｍを有する出力電気信号を発生するように構成されており、このマイクロ波周波数源は、（ａ）デュアル光周波数基準源１００と、（ｂ）電気光学側波帯発生器２００／３００と、（ｃ）光帯域フィルタ４１０と、（ｄ）光学検出器４２０と、（ｅ）基準発振器５１０と、（ｆ）電気回路５２０と、（ｇ）電圧制御電気発振器６００とを備えている。デュアル光周波数基準源１００は、（ｉ）第１の光基準周波数ｖ_１を有する第１の光基準信号１２０ａと、（ｉｉ）第２の光基準周波数ｖ_２＞ｖ_１を有する第２の光基準信号１２０ｂとを発生するように構成されている。第１および第２の光基準信号１２０ａ／１２０ｂのスペクトル１０１の例を図１の挿入図に模式的に示す。電気光学側波帯発生器２００／３００は、（ｉ）第１および第２の光基準信号１２０ａ／１２０ｂと周波数ｆ_Ｍを有する側波帯発生器入力電気信号とを受信し、（ｉｉ）それら信号から、ｖ_１±ｎ_１ｆ_Ｍおよびｖ_２±ｎ_２ｆ_Ｍ（ｎ_１およびｎ_２は整数）で表わされる側波帯光周波数をそれぞれ有する多数の側波帯光信号２１０／３１０を発生するように構成されている。多数の側波帯光信号３１０のスペクトル３０１の例を図１の挿入図および図３に模式的に示す。光帯域フィルタ４１０は、周波数ｖ_１＋Ｎ_１ｆ_Ｍを有する側波帯光信号４３０ａと周波数ｖ_２−Ｎ_２ｆ_Ｍを有する側波帯光信号４３０ｂ（典型的には＜＜ｆ_Ｍであるδｆにより分離される）を含む多数の側波帯光信号２１０／３１０のサブセットを送信するように構成されている。送信された側波帯光信号４３０ａ／４３０ｂのスペクトル４０１の例を図１の挿入図および図３に模式的に示す。光学検出器４２０は、（ｉ）送信された側波帯光信号４３０ａ／４３０ｂを受信し、（ｉｉ）うなり周波数ｆ_ＢＥＡＴ＝（ｖ_２−Ｎ_２ｆ_Ｍ）−（ｖ_１＋Ｎ_１ｆ_Ｍ）を有する光学検出器電気信号４４０を発生するように構成されている。

基準発振器５１０は、基準発振器周波数ｆ_Ｒを有する基準発振器電気信号を発生するように構成されている。電気回路５２０は、（ｉ）光学検出器電気信号４４０および基準発振器電気信号を受信し、（ｉｉ）それら信号から、電気回路５２０の比較器部分を用いて、光学検出器電気信号と基準発振器電気信号の相対位相に依存する電気誤差信号を発生し、（ｉｉｉ）電気回路５２０のループフィルタ部分を用いて電気誤差信号を処理するように構成されている。電圧制御電気発振器６００は、（ｉ）ループフィルタ処理された電気誤差信号５３０をＶＣＯ入力電気信号として受信し、（ｉｉ）周波数ｆ_Ｍを有するＶＣＯ出力電気信号を発生するように構成され、ＶＣＯ出力電気信号の第１の部分６２０は、側波帯発生器入力電気信号として電気光学側波帯発生器２００／３００に受信され、ＶＣＯ出力電気信号の第２の部分６１０はマイクロ波周波数源の出力電気信号となる。電気光学側波帯発生器２００／３００がＶＣＯ出力電気信号の第１の部分６２０を側波帯発生器入力電気信号として受信することにより、電気回路５２０と電圧制御発振器６００は、位相ロックループ（ＰＬＬ：phase-locked loop）として機能するように負のフィードバック構成において接続することになる。電気回路５２０の比較器部分とループフィルタ部分は、任意の必要な、所望の、または適切なやり方で用いることができる。

出力周波数ｆ_Ｍを有するマイクロ波周波数出力電気信号６１０を発生させる方法は、（ａ）デュアル光周波数基準源１００を用いて第１および第２の光基準信号１２０ａ／１２０ｂを発生させることと、（ｂ）電気光学側波帯発生器２００／３００を用いて多数の側波帯光信号２１０／３１０を発生させることと、（ｃ）光帯域フィルタ４１０を用いて側波帯光信号４３０ａ／４３０ｂを送信することと、（ｄ）光学検出器４２０を用いて光学検出器電気信号４４０を発生させることと、（ｅ）基準発振器５１０を用いて基準発振器電気信号を発生させることと、（ｆ）電気回路５２０を用いてループフィルタ処理された電気誤差信号５３０を発生させることと、（ｇ）電圧制御電気発振器６００を用いてＶＣＯ出力電気信号６１０／６２０を発生させることとを含む。電気光学側波帯発生器２００／３００がＶＣＯ出力電気信号の第１の部分６２０を側波帯発生器入力電気信号として受信することにより、電気回路５２０と電圧制御発振器６００は、位相ロックループとして機能するように負のフィードバックにおいて接続することになる。

出力周波数ｆ_Ｍは、電磁スペクトルのいわゆるマイクロ波部分（例えば約０．３ＧＨｚ〜約３００ＧＨｚ）のうち、任意の周波数をとることができる。いくつかの例では、出力周波数ｆ_Ｍは約１ＧＨｚ〜約１００ＧＨｚである。

図３に模式的に示されるように、電気光学側波帯発生器２００／３００は差周波数ｖ_２−ｖ_１を係数Ｎ_１＋Ｎ_２で分周するように作用し、光帯域フィルタ４１０の通過帯域範囲内にともに含まれるくらいスペクトル的に十分近接した一対の側波帯光信号４３０ａ／４３０ｂ（それぞれ周波数はｖ_１＋Ｎ_１ｆ_Ｍとｖ_２−Ｎ_２ｆ_Ｍ）を発生させる。したがって、電気光学側波帯発生器２００／３００は電気光学分周器（ＥＯＦＤ：electro-optic frequency divider）とも称される。係数Ｎ_１＋Ｎ_２による差周波数ｖ_２−ｖ_１の分周を、電気光学側波帯発生器２００／３００と電圧制御発振器６００の位相ロックと組み合わせると、マイクロ波周波数源の出力電気信号６１０の位相ノイズは、デュアル光周波数基準源１００の位相ノイズと比べて約（Ｎ_１＋Ｎ_２）^２分の１に低減する。

したがって、発生するマイクロ波周波数電気信号の位相ノイズを低減するには、分周比を大きくすると有利である。分周比を大きくする方法の１つは、基準差周波数ｖ_２−ｖ_１を大きくすることである。いくつかの例では、基準差周波数ｖ_２−ｖ_１は約１００ＧＨｚよりも大きい。それら例のいくつかでは、基準差周波数ｖ_２−ｖ_１は約１ＴＨｚ、１０ＴＨｚ、または１００ＴＨｚよりも大きい。必要に応じて、望まれるように、または適切に、あるいは適切な光源が開発されるかまたは入手可能になるにつれて、さらに大きい基準差周波数を用いることもできる。

基準差周波数ｖ_２−ｖ_１および所望の出力周波数ｆ_Ｍに応じて、任意の適切な分周比Ｎ_１＋Ｎ_２を用いることができる。いくつかの例では、分周比Ｎ_１＋Ｎ_２は１０以上、５０以上、１００以上、または１０００以上である。上記したように、分周比が大きいほど位相ノイズを低減することができる。

基準光信号１２０ａ／１２０ｂは、任意の必要な、所望の、または適切な光周波数で供給することができる。いくつかの例では、第１および第２の光基準周波数ｖ_１およびｖ_２はそれぞれ約７５ＴＨｚ〜約７５０ＴＨｚ（すなわち波長約４００ｎｍ〜約４μｍ）、約１２０ＴＨｚ〜約４３０ＴＨｚ（すなわち波長約７００ｎｍ〜約２．５μｍ）、または約１５０ＴＨｚ〜約３００ＴＨｚ（すなわち約１μｍ〜約２μｍ）である。後者の２つの波長領域では光ファイバ源および／または固体源を容易に利用できるため、それら２つの範囲は便利に用いることができる。その他の波長を用いることもできる。

いくつかの例では、基準発振器周波数およびうなり周波数は、約１ＭＨｚ〜約５００ＭＨｚ、約５ＭＨｚ〜約１００ＭＨｚ、または約１０ＭＨｚ〜約５０ＭＨｚとすることができる。いくつかの例では、基準発振器５１０は水晶発振器（例えば石英発振器）を含む。他のいくつかの例では、基準発振器５１０は電気発振器（例えば周波数合成発振器）を含む。所与の使用または用途においてマイクロ波周波数源の十分に安定した（すなわち動作的に許容できる）性能を可能にする限り、任意の適切な安定基準発振器を用いることができる。

いくつかの例では、デュアル光周波数基準源１００は、基準差周波数ｖ_２−ｖ_１の変動（すなわちレーザ同士の相対周波数の安定性）を動作的に許容できる光基準帯域幅範囲内に維持できるように安定化される。いくつかの例では、動作的に許容できる基準帯域幅（所与の時間間隔に対して特徴付けられる帯域幅として表す）は、約１秒の時間尺に対して約１００Ｈｚ未満または約１Ｈｚ未満である。いくつかの例では、動作的に許容できる基準帯域幅（光キャリア周波数に対する所与のオフセット周波数における光位相ノイズとして表す）は、オフセット周波数１００Ｈｚで約−４０ｄＢｃ／Ｈｚ、オフセット周波数１０ｋＨｚで約−８０ｄＢｃ／Ｈｚであるか、またはオフセット周波数１００Ｈｚで約−８０ｄＢｃ／Ｈｚ、オフセット周波数１０ｋＨｚで約−１２５ｄＢｃ／Ｈｚである。一般に、レーザ源の相対安定性レベルの向上は、マイクロ波周波数出力信号の全体的な周波数安定の向上に直接的につながることになる。必要に応じて、望まれるように、または適切に、あるいは適切な光源が開発されるかまたは入手可能になるにつれて、さらに良好な安定化した基準を用いることもできる。

上記したように、いくつかの例では、デュアル光周波数基準源１００は、第１および第２のポンプレーザ源１３０ａ／１３０ｂと、光共振器１１０（図７のディスク共振器）または１１０’（図８のファイバループ共振器）とを備えている。光共振器１１０／１１０’の自由スペクトル領域（ＦＳＲ：free spectral range）は、光共振器のブリルアンシフト周波数の整数分の１と実質的に等しい。いくつかの例では、光共振器はシリカを含んでおり、光共振器のブリルアンシフト周波数は約１０．９ＧＨｚであるが、異なるブリルアンシフト周波数を示すその他の必要な、所望の、または適切な材料を用いることもできる。第１および第２のポンプレーザ源１３０ａ／１３０ｂのそれぞれは、光共振器１１０／１１０’の対応する共振光モードに周波数ロックされている。第１および第２の光基準信号１２０ａ／１２０ｂはそれぞれ第１および第２のポンプレーザ源１３０ａ／１３０ｂが同時に光共振器を光ポンピングすることによって発生する誘導ブリルアンレーザ（ＳＢＬ：stimulated Brillouin laser）出力を含む。いくつかの例では、光共振器１１０／１１０’の自由スペクトル領域は、光共振器のブリルアンシフト周波数と実質的に等しい。いくつかの例では、光共振器は、ディスク光共振器１１０（図７参照）などのリング光共振器を含む。その他の例では、光共振器は、ファイバループ光共振器１１０’（図８参照）や線形ファブリ・ペロー型光ファイバ共振器（ポンプ周波数またはＳＢＬ周波数における例えばファイバ・ブラッグ・グレーティングを含む）などの光ファイバ共振器を含む。いくつかの例では、第１および第２のポンプレーザ源のそれぞれは、Ｐｏｕｎｄ‐Ｄｒｅｖｅｒ‐Ｈａｌｌ法によって共振器１１０／１１０’の対応する共振光モードに周波数ロックされるが、例えばＨａｎｓｃｈ‐Ｃｏｕｉｌｌａｕｄ法など任意の適切な方法を用いることもできる。

デュアルポンプ誘導ブリルアンレーザ（ＳＢＬ：stimulated Brillouin laser）として作用する光共振器に代えて、いくつかのその他の例では、デュアル光周波数基準源１００はデュアルモード・レーザ源を備えている。さらにその他の例では、デュアル光周波数基準源１００は、共通光基準キャビティ１８０（図１参照）の対応する別個の共振光モードにそれぞれが周波数ロックされた第１および第２の基準レーザ源を備えている。さらにその他の例では、デュアル光周波数基準源１００は、対応する別個の原子遷移１９０（図１参照）にそれぞれが周波数ロックされた第１および第２の基準レーザ源を備えている。必要な、所望の、または適切な（すなわち動作的に許容できる）基準周波数および差周波数安定性を可能にする限り、その他の任意の適切な安定デュアル光周波数基準源を用いることもできる。

上記したように、いくつかの例では、電気光学側波帯発生器は、周波数ｆ_Ｍを有する側波帯発生器入力電気信号の対応する部分によってそれぞれ駆動される２つ以上の電気光学位相変調器２２０／２３０（図２の経路Ｉ）のみを備えている。２つ以上の位相変調器２２０／２３０（側波帯発生器の一部２００を構成する）は、ｖ_１±ｎ_１ｆ_Ｍおよびｖ_２±ｎ_２ｆ_Ｍ（ｎ_１およびｎ_２は整数）で表わされる対応する側波帯光周波数を有する多数の光側波帯信号３１０を発生するように、第１および第２の光基準信号１２０ａ／１２０ｂを連続的に送信するよう直列に配置されている。２つの位相変調器２２０／２３０を用いて、ｎ_１＋ｎ_２を２から少なくとも３０までの範囲として複数対の側波帯光信号を発生させる。

その他の例では、従来技術である連続発生が電気光学側波帯発生器（図２の経路ＩＩ）の一部３００に含まれる。これは、２つ以上の電気光学位相変調器２２０／２３０と、強度変調器３２０と、分散補償器３３０と、光増幅器３４０と、非線形光媒質３５０とを含む。２つ以上の電気光学位相変調器２２０／２３０は、それぞれ、ＶＣＯ出力信号６２０に由来し位相調整器２２４／２３４と同期する周波数ｆ_Ｍを有する側波帯発生器入力電気信号の対応する部分によって駆動される。強度変調器は、ＶＣＯ出力信号６２０に由来し位相調整器３２４と同期する周波数ｆ_Ｍを有する側波帯発生器入力電気信号の別の部分によって駆動される。位相変調器２２０／２３０、強度変調器３２０、分散補償器３３０、光増幅器３４０、および非線形光媒質３５０は、多数の光側波帯信号３１０を発生するように第１および第２の光基準信号を連続的に送信するよう順番に直列に配置されている。これらの信号はｖ_１±ｎ_１ｆ_Ｍおよびｖ_２±ｎ_２ｆ_Ｍ（ｎ_１およびｎ_２は整数であり、ｎ_１＋ｎ_２の範囲は２から少なくとも１００以上）で表わされる対応周波数を有する。変調器、分散補償器、増幅器、および非線形媒質は、任意の必要な、所望の、または適切な組み合わせで用いることができる。いくつかの例では、強度変調器は電気光学マッハ・ツェンダ干渉計を、分散補償器３３０は適切な長さの適切な分散性を有する光ファイバ（例えば分散シフト光ファイバや分散シフトグレーティングを含む光ファイバ）を、光増幅器３４０はエルビウム添加光ファイバ増幅器（ＥＤＦＡ：erbium-doped optical fiber amplifier）を、非線形光媒質３５０は適切な長さの高非線形光ファイバ（ＨＮＬＦ：highly nonlinear optical fiber）を含むことができる。電界吸収型変調器など、その他の機能的に同等の素子を用いることもできる。大規模な位相振幅変調を発生させるための適切な技術が開発されるかまたは入手可能になれば、上記各機能は、より少ない数の位相変調器または単一の位相変調器と取り替えることも可能となりうる。

既に述べたように、光分周（ＯＦＤ：optical frequency division）によって、記録的に低い位相ノイズを有する超安定マイクロ波周波数信号を発生させることが今や可能となった。ＯＦＤの鍵となる要素は安定した光周波数基準（ＯＦＲ：optical frequency reference）である。光基準には、絶対周波数基準と差周波数基準の２種類がある。後者の基準は、本明細書に記載する光分周器での使用によく適している。以下で、図７および図８に模式的に示した本発明に係るデュアル周波数光源をより詳細に検討する。デュアル周波数光源１００は、テラヘルツ帯域のデュアルモード誘導ブリルアンレーザ（ＳＢＬ：stimulated Brillouin laser）に基づく。デュアルモードＳＢＬの差周波数基準の測定位相ノイズは、光学検出器で直接検出可能な差周波数（例えば数十ＧＨｚ、おそらく１００ＧＨｚ）に周波数基準が設定されるとき、オフセット１ｋＨｚにおいて−１０５ｄＢｃ／Ｈｚである。これは既に優れた位相ノイズレベルであり、以前のブリルアンレーザと比べて１５ｄＢ向上している。周波数基準としては、この差周波数を約３００ＧＨｚよりも高く、約１ＴＨｚまで、約５ＴＨｚまで、約１０ＴＨｚまで、約１００ＴＨｚまで、または１００ＴＨｚを越えるような非常に高い（すなわち直接検出不可能な）値まで引き上げることが望ましい。このような差周波数の上昇は、基本となるブリルアンレーザにおけるノイズを支配する物理法則により、位相ノイズの劣化をほぼまたは全く伴わずに達成することができる。デュアルモードＳＢＬ差周波数の位相ノイズは、２つのレーザの基本的なシャウロウ・タウンズ周波数ノイズにより決定され、２つのレーザ間の周波数分離に対してもほぼ不変である。光分周を用いると、そのような大きい（光学検出器で検出できない）差周波数値を従来から検出可能な周波数（例えば数十ＧＨｚ）にまで分周することができる。周知のように、差周波数の位相ノイズは分周比の２乗により分周信号に減じられる。本発明に係るデュアル周波数源から発生する差周波数の位相ノイズは既に低いため、分周によって誘発される位相ノイズの低減は、マイクロ波周波数において記録的に低い位相ノイズを可能にすると予測される。本発明に係る差周波数基準は、標準的な光ファイバ素子を用いて発生させることができ、高価なハードウェアの使用をほぼまたは全く必要としない。したがって、多くの異なる使用および用途に容易に応用可能となるはずである。

ＯＦＤ手法を用いたマイクロ波周波数信号を発生するための鍵となる素子は、安定した光周波数基準および光分周器である。本発明に係る電気光学分周器については先に開示した。種々のＯＦＤ手法で用いられる従来の安定した光周波数基準としては、サブヘルツの安定性を有するキャビティ安定化レーザや、単一かつ共通の基準光キャビティ１８０（図１参照）に周波数ロックされることで例外的に安定した相対周波数を有する２つのレーザなどが挙げられる。これらの２つの方法では、上手く分離されているとともに高フィネスを有するファブリ・ペロー基準光キャビティが必要とされ、この光キャビティは非常に嵩高く壊れやすい場合が多い。一方、さまざまなタイプのデュアルモード・レーザを用いて、デュアルモード・レーザ（デュアル波長レーザとも称される）の高速光学検出器における光検出およびレーザ信号同士のうなり周波数の検出により、良質なマイクロ波信号が生成されてきた。例えば、単一のファイバループ・キャビティにある２つのレーザによってポンプされるデュアルモード誘導ブリルアンレーザを用いて、光検出により数十ＭＨｚ〜１００ＧＨｚまでのマイクロ波が生成されてきた。しかしながらこれらの方法では、マイクロ波周波数信号は、光学検出器におけるレーザのデュアル光モードのうなりによって直接発生するため、発生するマイクロ波周波数信号は光学検出器の帯域幅に制限される（おそらく最高で１００ＧＨｚまで）。さらに、マイクロ波周波数信号の位相ノイズは、２つのレーザモードの相対周波数安定性の位相ノイズと等しい。

本発明に係るデュアル周波数光源１００では、光学的に検出したデュアルモード・レーザ（帯域幅１００ＧＨｚまで）の従来の役割を、約３００ＧＨｚ〜約１００ＴＨｚまたはそれよりも高い周波数範囲に含まれる遥かに大きい周波数分離を示す安定した光基準に変換する。本発明に係るデュアルモード誘導ブリルアンレーザ（ＳＢＬ：stimulated Brillouin lasers）によって生成される基準差周波数は、次いで、光分周器（上記した本発明に係る電気光学分周器または従来のモードロック・レーザ周波数コムなど）を用いてマイクロ波周波数まで分周される。発生したマイクロ波周波数信号の位相ノイズも、デュアルモードＳＢＬ間の相対安定性の位相ノイズから、２０ｌｏｇ_１０ＮｄＢ（Ｎは分周係数）だけ分周される。光学的に分周されたマイクロ波周波数信号の位相ノイズは、上記したようにそれ自体の位相ノイズが低いデュアル周波数光周波数基準の位相ノイズと比べても大幅に低減することができる。光分周は、マイクロ波生成の分野では比較的新しい手法である。周波数基準は、絶対性に基づくものでも差に基づくものであっても、嵩高く壊れやすいデバイスである受動ファブリ・ペロー共振器を典型的には用いていた。

既に上記するとともに図７および図８に示したように、本発明に係るデュアル周波数光源１００は、第１および第２のポンプレーザ源１３０ａ／１３０ｂと、光共振器１１０（図７のディスク共振器）または１１０’（図８のファイバループ共振器）とを備えている。第１および第２のポンプレーザ源は、第１および第２のポンプ波長λ_{ｐｕｍｐ１}およびλ_{ｐｕｍｐ２}にそれぞれ対応する第１および第２のポンプレーザ周波数ｖ_{ｐｕｍｐ１}およびｖ_{ｐｕｍｐ２}においてそれぞれ光ポンプパワーを発生するように構成されている。光ポンプパワーは、サーキュレータ１１４を用いて光共振器１１０／１１０’に送られるが、例えばビームスプリッタなどその他の適切な構成を用いることもできる。光共振器１１０／１１０’は、ブリルアンシフト周波数ｖ_Ｂおよびブリルアンシフト周波数の整数分の１と実質的に等しい自由スペクトル領域（ＦＳＲ：free spectral range）によって特徴付けられる。第１および第２のポンプレーザ源１３０ａ／１３０ｂのそれぞれは、光共振器１１０／１１０’の対応する共振光モードに周波数ロックされるが、任意の必要な、所望の、または適切な周波数ロック技術または機構を用いることができる。デュアル周波数光基準源１００の第１および第２の光出力信号１２０ａ／１２０ｂは、それぞれ第１および第２の出力周波数ｖ_１＝ｖ_{ｐｕｍｐ１}−ｖ_Ｂおよびｖ_２＝ｖ_{ｐｕｍｐ２}−ｖ_Ｂを有するとともに、それぞれ第１および第２のポンプレーザ源１３０ａ／１３０ｂによる光共振器１１０／１１０’の同時光ポンピングによって発生する誘導ブリルアンレーザ出力を含む。出力信号１２０ａ／１２０ｂは、サーキュレータ１１４を用いてデュアル周波数源１００から外部へ送られるが、例えばビームスプリッタまたはファイバ結合器などその他の適切な構成を用いることもできる。デュアル周波数光源１００は、出力差周波数ｖ_２−ｖ_１が約３００ＧＨｚよりも大きくなるように構成され動作する。いくつかの例では出力差周波数ｖ_２−ｖ_１は約１ＴＨｚよりも大きい。いくつかの例では出力差周波数ｖ_２−ｖ_１は約５ＴＨｚよりも大きい。いくつかの例では出力差周波数ｖ_２−ｖ_１は約１０ＴＨｚよりも大きい。それら例のいくつかでは出力差周波数ｖ_２−ｖ_１は約１００ＴＨｚよりも大きい。周波数ｖ_１およびｖ_２は同じキャビティで発生するため、それら周波数の変動には高度な相関関係があり、したがって差周波数ｖ_２−ｖ_１は非常に安定している。また、その他の形状を有する共振器（例えば線形共振器）を用いて各デュアルＳＢＬ基準線を発生させることもできる。

第１および第２の光出力信号１２０ａ／１２０ｂを発生させる方法は、第１および第２のポンプレーザ源１３０ａ／１３０ｂからの光ポンプパワーを用いて、光共振器１１０／１１０’を同時にポンピングすることを含む。

本発明に係るデュアル周波数光源のいくつかの例では、光共振器１１０／１１０’の自由スペクトル領域（ＦＳＲ：free spectral range）は、光共振器のブリルアンシフト周波数と実質的に等しい。いくつかの例では、光共振器はシリカを含み、光共振器のブリルアンシフト周波数は約１０．９ＧＨｚであるが、異なるブリルアンシフト周波数を示すその他の必要な、所望の、または適切な材料を用いることもできる。

いくつかの例では、第１および第２のポンプレーザ源のそれぞれは、Ｐｏｕｎｄ‐Ｄｒｅｖｅｒ‐Ｈａｌｌ法により、共振器１１０／１１０’の対応する共振光モードに周波数ロックされるが、例えばＨａｎｓｃｈ‐Ｃｏｕｉｌｌａｕｄ法など、任意の適切な方法を用いることもできる。図７の例では、各ポンプレーザ１３０ａ／１３０ｂ（それぞれ対応波長λ_１およびλ_２で発振する）は、Ｐｏｕｎｄ‐Ｄｒｅｖｅｒ‐Ｈａｌｌ（ＰＤＨ）法を用いてディスク共振器１１０の対応する別個の共振光モードに周波数ロックされ、サーキュレータ１１４によってディスク共振器１１０に接続され、それぞれの光基準周波数ｖ_１およびｖ_２において各々の対応するブリルアンレーザを逆伝播方向に励起する。ＰＤＨ法は、光帯域フィルタ１３２ａ／１３２ｂ、光検出器１３４ａ／１３４ｂ、およびフィードバック／サーボ機構１３６ａ／１３６ｂをそれぞれ用いることにより各ポンプレーザ１３０ａ／１３０ｂに対して実行される。各ポンプ波長の制御は、直接レーザ制御（ポンプレーザ１３０ａの場合）またはレーザ出力の周波数シフト（ポンプレーザ１３０ｂの出力における音響光学的シフトの場合）により行われる。２つのＳＢＳレーザ間の周波数分離（すなわち差周波数ｖ_２−ｖ_１）は、ポンプレーザ１３０ａ／１３０ｂが異なる方位角モード次を有する共振モードにおいてそれぞれポンプするよう同調させることにより容易に同調させることができる。図８に類似の例を示す。図８では、ディスク共振器１１０に代えてファイバループ光共振器１１０’（すなわちファイバループ・キャビティまたはＦＬＣ：fiber-loop cavity）が用いられ、ポンプレーザ１３０ａ／１３０ｂはともにそれら各々の波長の直接制御下にある。

ファイバループ光共振器１１０’の使用により、電気通信関係用途のための開発された容易に入手可能な光素子の使用が可能になるとともに、ディスク共振器１１０と比べて周波数基準それ自体における位相ノイズが非常に低い（４０ｄＢ以下まで）という点において性能利益も得られる。この向上は以下の２つの理由から生じると考えられる。第１に、ファイバループ・キャビティの往復長（１００ｍ〜５００ｍ程度）は、ディスク共振器と比べて（往復長１０ｍｍ〜１００ｍｍ程度）はるかに長いことが挙げられる。結果として、ファイバループ・キャビティのランダムな温度変動によって生じる周波数変動はディスク共振器と比べて大幅に減少する。第２に、ファイバループ・キャビティのキャビティ長が長いと、それに呼応して、キャビティ内での光子保管時間もディスク共振器と比べて長くなることが挙げられる。光子保管時間が長いと、それに呼応して、レーザのシャウロウ・タウンズ周波数ノイズが基本的に低くなる。

光ファイバを用いたデュアルポンプ・ブリルアンレーザは（上記したように）以前から用いられてはいるが、約３００ＧＨｚ、約１ＴＨｚ、約５ＴＨｚ、約１０ＴＨｚ、約１００ＴＨｚ、またはそれよりも大きい周波数分離を有する差周波数基準としてではなく、典型的には周波数分離が約１００ＧＨｚ未満のマイクロ波源として動作していた。発明者の知る限りでは、約３００ＧＨｚよりも大きい差周波数におけるデュアルポンプ・デュアルブリルアンレーザ線動作が確認された事例はなく、現実にそのように大きい周波数分離が存在した場合、以前のデュアルブリルアンレーザは意図する目的に沿わないものになるはずである。先に開示した光分周技術が開発される以前は、そのような広い離間距離を有するデュアル基準周波数を発生させる必要はなかった。この用途を念頭においてデュアルブリルアンレーザを特徴付けたりその動作を理解したりする試みもなかった。

図７（ディスク共振器１１０を使用）および図８（ファイバループ共振器を使用）に、安定したマイクロ波を発生させるための光分周を可能にする、デュアルモードＳＢＬを光差周波数基準として用いた場合の詳細な配置を示す。図８では、２つのポンプレーザ１３０ａ／１３０ｂ（独立して同調可能なＣＷレーザ）は、光帯域フィルタ１３２ａ／１３２ｂ、光検出器１３４ａ／１３４ｂ、およびフィードバック／サーボ機構１３６ａ／１３６ｂを使用する標準的なＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌロック法を用いて、ブリルアン動作するファイバループ・キャビティ１１０’（ＦＬＣ：fiber loop cavity）に周波数ロックされている。ファイバループ・キャビティ１１０’の循環ポンプパワーが閾値に達すると、各ポンプレーザ１３０ａ／１３０ｂはその誘導ブリルアンレーザを励起する。２つのＳＢＬ間の周波数分離は、２つのポンプレーザ１３０ａ／１３０ｂ間の周波数分離を同調させることによって、数十メガヘルツ〜１００ＴＨｚ以上まで同調させることができる。光分周を行う場合、２つのＳＢＬ間の周波数分離は数テラヘルツ程度とすることができる。例えば、一方のポンプレーザの波長が１５５０ｎｍの場合、２つのＳＢＬ間の周波数分離は、１ＴＨｚ（他方のポンプレーザは１５４２ｎｍに同調させる）、１０ＴＨｚ（他方のポンプレーザは１４７３ｎｍに同調させる）、または１００ＴＨｚ（他方のポンプレーザは１０２２ｎｍに同調させる）に設定することができる。次いで、共発振デュアルモードＳＢＬ出力間の差周波数は、（図３に示すような）分周工程において安定光周波数基準として用いられる。任意の適切な光分周器を用いることができる。例えば、いくつかの例では上記した電気光学分周器を用いることができる。いくつかのその他の例では、ＯＦＤは従来のモードロック光周波数コム（ＯＦＣ：optical frequency comb）に基づく。その場合、ＯＦＣの２つのコム線は、ＯＦＣの繰り返し率が安定した分周マイクロ波出力を可能にするように２つのＳＢＬに周波数ロックされる。しかしながら、本発明に係る電気光学分周器はより単純に実行できるものであり、しかも、モードロックされたＯＦＣに基づく光分周に重大な問題を提起してきた高帯域幅光検出の線形性制約を緩和することが確認されている。

９０／１０ヒューズカプラと、さまざまなキャビティ往復経路長４５メートル（ＦＳＲ：４．４ＭＨｚ）、２００メートル（ＦＳＲ：１ＭＨｚ）、および５００メートル（ＦＳＲ：４００ｋＨｚ）とからなる一連のＦＬＣが作製されているが、ファイバループ・キャビティ長としては、任意のその他の必要な、所望の、または適切な長さを用いることもできる。例えば、約４０メートル以上、約１００メートル以上、約２００メートル以上、または約５００メートル以上であってもよい。その他すべての条件が等しい場合、ファイバループ光共振器が長い方が短い場合と比べて、周波数が低くかつ位相ノイズが少ない場合が多い。これらＦＬＣの光フィネスの測定値は大体４０であり（カプラー損失により主に制限される）、ＳＢＳ発振のポンプ閾値は数百マイクロワット程度である。ＳＢＬ閾値を上回ると、各ポンプレーザ（波長領域１５５０ｎｍ）のポンプパワーは、共振器において一次ストークス周波数におけるレーザ発振が二次ストークス波を励起し始めるポイント（約１ｍＷ）に達するまで増加する。図９Ｂに、ＦＬＣを１５３７．２ｎｍおよび１５４９．６ｎｍでデュアルポンピングすることで得た、周波数分離１．６１ＴＨｚ（１２．５ｎｍ）を有するデュアルモードＳＢＬ差周波数基準の測定光スペクトルを示す。二次ストークス線の発振開始により、一次ストークス線のキャビティ内パワーが固定されたように見えることが確認された。デュアルモードＳＢＬの相対周波数安定性の基本的限界は、ブリルアンレーザのシャウロウ・タウンズ周波数ノイズ（Ｓ_ｖ）によって決まり、それはパワー固定時、共振光モード体積に反比例して変化することが確認されている。ファイバループ・キャビティが長いほど有効なモード体積が大きくなり、したがって、二次ストークス線発振の開始により生じるパワー固定時にシャウロウ・タウンズのノイズが減少する。

デュアルモードＳＢＬの相対周波数安定性（すなわち差周波数ｖ_２−ｖ_１の安定性）の位相ノイズを特徴付けるために、デュアルＳＢＬの周波数分離は、高速フォトダイオードを用いて直接検出できるくらい十分低い周波数に同調され、電子的に処理される（これは本質的には統一した分周の場合である）。検出されたうなり音は２０ＧＨｚに設定され、その位相ノイズは位相ノイズ分析器（ローデ・シュワルツ社製、モデル番号ＦＳＵＰ２６）を用いて測定される。図９Ａには、さまざまなＦＬＣにおけるＳＢＬうなり音の単一側波帯（ＳＳＢ：single-sideband）の測定位相ノイズスペクトルを示す（４５ｍのＦＬＣ：一番上の実曲線、２００ｍのＦＬＣ：真ん中の実曲線、５００ｍのＦＬＣ：一番下の実曲線）。すべての測定位相ノイズスペクトルが、数Ｈｚから始まって１００ｋＨｚを上回るオフセット周波数の広範囲にわたって、シャウロウ・タウンズのノイズによって制限される位相ノイズ（１／ｆ^２依存）を示している。ＳＢＬの共通モード技術的ノイズは、光検出時にうなり音信号を実質的に相殺する。したがって、デュアルモードＳＢＬにおける相対周波数安定性の位相ノイズは、基本的なシャウロウ・タウンズ・ノイズによって制限され、かつ２つの共発振ＳＢＬ間の周波数分離に対しては不変である。したがって、より大きい差周波数に同調されたデュアルモードＳＢＬを用いた場合、光分周工程によって位相ノイズの大幅な低減がもたらされる。光学的に分周されたマイクロ波周波数信号（ｆ_Ｍ）は、分周比Ｎ≡（ｖ_２−ｖ_１）／ｆ_Ｍの２乗分だけ光位相ノイズの低減を得る。例えば、分周係数Ｎ＝１００の場合、位相ノイズ低減係数は１００００（または２０ｌｏｇ１０Ｎ＝４０ｄＢ）となる。

さらに、デュアルモードＳＢＬの差周波数の単一側波帯（ＳＳＢ：single-side-band）の（光分周を一切行わない状態での）測定位相ノイズは、以前の結果と比較して既に改善されている。デュアルモードＳＢＬのうなり音の測定位相ノイズ（キャリア：２０ＧＨｚ、オフセット周波数：１ｋＨｚ）は、図９Ａに示すように、−９５ｄＢｃ／Ｈｚ（４５ｍのＦＬＣ）、−１０１ｄＢｃ／Ｈｚ（２００ｍのＦＬＣ）、−１０５ｄＢｃ／Ｈｚ（５００ｍのＦＬＣ）である。５００ｍのＦＬＣは、往復長約１８ｍｍのディスク共振器の場合の約−８３ｄＢｃ／Ｈｚとは対照的に、オフセット周波数１０ｋＨｚにおいて約−１２５ｄＢ／Ｈｚを示した。ＦＬＣ長が伸びるにつれて位相ノイズの略線形減少が確認される。これは、キャビティモデル体積におけるＳＢＬの既知のシャウロウ・タウンズのノイズの逆依存とよく一致している。２０ＧＨｚのうなり音のアラン偏差（ＡＤＥＶ：Allan Deviation）も測定した。ゲート時間が０．２ｓ〜１ｓの場合、測定した部分ＡＤＥＶは１×１０^−１１程度である。これに対して以前の事例では、２０メートルのＦＬＣから発生しデュアルモードＳＢＬの直接光検出に基づき、オフセット周波数１ｋＨｚにおけるうなり音５〜２０ＧＨｚでの測定位相ノイズは−９０ｄＢｃ／Ｈｚであった。その他の事例では、うなり音１４８ＭＨｚでのアラン偏差が示され、ゲート時間０．２ｓ〜１ｓの場合、１×１０^−７程度の部分ＡＤＥＶが確認されている。発明者の知る限り、本明細書で報告した結果は、直接うなり音を発生させることに基づくマイクロ波源と光分周に基づくマイクロ波源の両方を含め、マイクロ波フォトニクスにおいて低位相ノイズマイクロ波を発生させるにあたり、ＦＬＣ長を増加させることによりＳＢＬのシャウロウ・タウンズのノイズを低減できることを最初に示すものである。

最後に、デュアルモードＳＢＬ差周波数基準（２００ｍのＦＬＣに基づく）からのＯＦＤに基づいて光学的に分周されたマイクロ波信号の予測位相ノイズも図９Ａに示す。一番上、真ん中、一番下の破曲線は分周比Ｎ＝３３、１００、３３０にそれぞれ対応する。光分周されたマイクロ波信号のキャリア周波数は１０ＧＨｚに固定されている。したがって、これらの分周比は、３３０ＧＨｚ、１ＴＨｚ、３．３ＴＨｚに設定されたデュアルモードＳＢＬの周波数分離にそれぞれ対応する。

図９Ａに見られる予測位相ノイズレベルは記録的に低いレベルである。また、ＳＢＬ差周波数基準に基づく発振器は高価なハードウェアを必要としないうえ、真空状態または極低温状態において動作させる必要もない。結果として、この技術はレーダ、通信、ナビゲーション・システムなど種々の用途に容易に採用することができる。

先の説明に加えて、以下の例も本開示または添付の特許請求の範囲に含まれる。

（例１）出力周波数ｆ_Ｍを有する出力電気信号を発生させるためのマイクロ波周波数源であって、該マイクロ波周波数源は、
（ａ）（ｉ）第１の光基準周波数ｖ_１を有する第１の光基準信号と、（ｉｉ）第２の光基準周波数ｖ_２＞ｖ_１を有する第２の光基準信号とを発生するように構成されたデュアル光周波数基準源と、
（ｂ）（ｉ）前記第１および第２の光基準信号と前記周波数ｆ_Ｍを有する側波帯発生器入力電気信号とを受信し、（ｉｉ）それら信号から、ｖ_１±ｎ_１ｆ_Ｍおよびｖ_２±ｎ_２ｆ_Ｍ（ｎ_１およびｎ_２は整数）で表わされる側波帯光周波数をそれぞれ有する多数の側波帯光信号を発生するように構成された電気光学側波帯発生器と、
（ｃ）周波数ｖ_１＋Ｎ_１ｆ_Ｍを有する側波帯光信号および周波数ｖ_２−Ｎ_２ｆ_Ｍを有する側波帯光信号（Ｎ_１およびＮ_２は整数）を含む前記多数の側波帯光信号のサブセットを送信するように構成された光帯域フィルタと、
（ｄ）（ｉ）前記送信された側波帯光信号を受信し、（ｉｉ）うなり周波数ｆ_ＢＥＡＴ＝（ｖ_２−Ｎ_２ｆ_Ｍ）−（ｖ_１＋Ｎ_１ｆ_Ｍ）を有する光学検出器電気信号を発生するように構成された光学検出器と、
（ｅ）基準発振器周波数ｆ_Ｒを有する基準発振器電気信号を発生するように構成された基準発振器と、
（ｆ）電気回路であって、（ｉ）前記光学検出器電気信号および前記基準発振器電気信号を受信し、（ｉｉ）それら信号から、前記電気回路の比較器部分を用いて、前記光学検出器電気信号と前記基準発振器電気信号の相対位相に依存する電気誤差信号を発生させ、（ｉｉｉ）前記電気回路のループフィルタ部を用いて前記電気誤差信号を処理するように構成された前記電気回路と、
（ｇ）（ｉ）前記ループフィルタ部で処理された電気誤差信号をＶＣＯ入力電気信号として受信し、（ｉｉ）前記周波数ｆ_Ｍを有するＶＣＯ出力電気信号を発生するように構成された電圧制御電気発振器であって、前記ＶＣＯ出力電気信号の第１の部分は、前記側波帯発生器入力電気信号として前記電気光学側波帯発生器に受信され、前記ＶＣＯ出力電気信号の第２の部分は、前記マイクロ波周波数源の前記出力電気信号となる、前記電圧制御電気発振器と、を備え、
（ｈ）前記電気光学側波帯発生器が前記ＶＣＯ出力電気信号の前記第１の部分を前記側波帯発生器入力電気信号として受信した結果、前記電気回路と前記電圧制御発振器は、位相ロックループとして機能するように負フィードバック構成において接続する、マイクロ波周波数源。

（例２）前記マイクロ波周波数源の前記出力電気信号の位相ノイズは、前記デュアル光周波数基準源の、基準差周波数ｖ_２−ｖ_１を有する基準差周波数信号の位相ノイズと比べて、約（Ｎ_１＋Ｎ_２）^２分の１である、例１に記載のマイクロ波周波数源。

（例３）前記出力周波数ｆ_Ｍは約０．３ＧＨｚ〜約３００ＧＨｚである、例１または例２に記載のマイクロ波周波数源。

（例４）前記出力周波数ｆ_Ｍは約１ＧＨｚ〜約１００ＧＨｚである、例１または例２に記載のマイクロ波周波数源。

（例５）前記基準発振器周波数および前記うなり周波数は、約１ＭＨｚ〜約５００ＭＨｚである、例１〜４のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例６）前記基準発振器周波数および前記うなり周波数は、約５ＭＨｚ〜約１００ＭＨｚである、例１〜４のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例７）前記基準発振器周波数および前記うなり周波数は、約１０ＭＨｚ〜約５０ＭＨｚである、例１〜４のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例８）前記基準発振器は水晶発振器（例えば石英発振器）を含む、例１〜７のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例９）前記基準発振器は電気発振器（例えば周波数合成発振器）を含む、例１〜７のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例１０）基準差周波数ｖ_２−ｖ_１が約１００ＧＨｚよりも大きい、例１〜９のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例１１）基準差周波数ｖ_２−ｖ_１が約１ＴＨｚよりも大きい、例１〜９のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例１２）基準差周波数ｖ_２−ｖ_１が約１０ＴＨｚよりも大きい、例１〜９のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例１３）基準差周波数ｖ_２−ｖ_１が約１００ＴＨｚよりも大きい、例１〜９のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例１４）Ｎ_１＋Ｎ_２が１０以上である、例１〜１３のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例１５）Ｎ_１＋Ｎ_２が５０以上である、例１〜１３のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例１６）Ｎ_１＋Ｎ_２が１００以上である、例１〜１３のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例１７）Ｎ_１＋Ｎ_２が１０００以上である、例１〜１３のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例１８）前記第１および第２の光基準周波数ｖ_１およびｖ_２は、それぞれ、約７５ＴＨｚ〜約７５０ＴＨｚである、例１〜１７のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例１９）前記第１および第２の光基準周波数ｖ_１およびｖ_２は、それぞれ、約１２０ＴＨｚ〜約４３０ＴＨｚである、例１〜１７のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例２０）前記第１および第２の光基準周波数ｖ_１およびｖ_２は、それぞれ、約１５０ＴＨｚ〜約３００ＴＨｚである、例１〜１７のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例２１）前記デュアル光周波数基準源は、（ｉ）基準差周波数ｖ_２−ｖ_１の変動を動作的に許容できる光基準帯域幅内に維持するか、または（ｉｉ）基準差周波数信号の位相ノイズを動作的に許容できる基準位相ノイズレベル内に維持するように安定化される、例１〜２０のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例２２）前記動作的に許容できる基準帯域幅は、約１秒の時間尺に対して約１００Ｈｚ未満である、例２１に記載のマイクロ波周波数源。

（例２３）前記動作的に許容できる基準帯域幅は、約１秒の時間尺に対して約１Ｈｚ未満である、例２１に記載のマイクロ波周波数源。

（例２４）前記動作的に許容できる基準位相ノイズレベルは、オフセット周波数１００Ｈｚでは約−４０ｄＢｃ／Ｈｚであり、オフセット周波数１０ｋＨｚでは約−８０ｄＢｃ／Ｈｚである、例２１に記載のマイクロ波周波数源。

（例２５）前記動作的に許容できる基準位相ノイズレベルは、オフセット周波数１００Ｈｚでは約−８０ｄＢｃ／Ｈｚであり、オフセット周波数１０ｋＨｚでは約−１２５ｄＢｃ／Ｈｚである、例２１に記載のマイクロ波周波数源。

（例２６）（ｉ）前記デュアル光周波数基準源は第１および第２のポンプレーザ源と光共振器とを備え、（ｉｉ）前記光共振器の自由スペクトル領域が、前記光共振器のブリルアンシフト周波数の整数分の１と実質的に等しく、（ｉｉｉ）前記第１および第２のポンプレーザ源のそれぞれは、前記光共振器の対応する共振光モードに周波数ロックされ、（ｉｖ）前記第１および第２の光基準信号は、それぞれ、前記第１および第２のポンプレーザ源が前記光共振器を同時に光ポンピングすることによって発生した誘導ブリルアンレーザ出力を含む、例１〜２５のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例２７）前記光共振器の前記自由スペクトル領域は、前記光共振器の前記ブリルアンシフト周波数と実質的に等しい、例２６に記載のマイクロ波周波数源。

（例２８）前記光共振器はシリカを含み、前記光共振器のブリルアンシフト周波数は約１０．９ＧＨｚである、例２６または２７に記載のマイクロ波周波数源。

（例２９）前記光共振器はリング光共振器を含む、例２６〜２８のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例３０）前記リング光共振器はディスク光共振器を含む、例２９に記載のマイクロ波周波数源。

（例３１）前記光共振器は光ファイバ共振器を含む、例２６〜２８のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例３２）前記光共振器はファブリ・ペロー光ファイバ共振器を含む、例３１に記載のマイクロ波周波数源。

（例３３）前記光ファイバ共振器はファイバループ光共振器を含む、例３１に記載のマイクロ波周波数源。

（例３４）前記第１および第２のポンプレーザ源のそれぞれは、Ｐｏｕｎｄ‐Ｄｒｅｖｅｒ‐Ｈａｌｌ法によって前記光共振器の前記対応する共振光モードに周波数ロックされる、例２６〜３３のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例３５）前記デュアル光周波数基準源はデュアルモード・レーザ源を備えている、例１〜２５のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例３６）前記デュアル光周波数基準源は第１および第２の基準レーザ源を備え、該第１および第２のレーザ源は、それぞれ、共通光基準キャビティの対応する別個の共振光モードに周波数ロックされている、例１〜２５のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例３７）前記デュアル光周波数基準源は第１および第２の基準レーザ源を備え、該第１および第２のレーザ源は、それぞれ、対応する別個の原子遷移に周波数ロックされている、例１〜２５のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例３８）（ｉ）前記電気光学側波帯発生器は、前記周波数ｆ_Ｍを有する前記側波帯発生器入力電気信号の対応する部分によってそれぞれ駆動される１つまたは複数の電気光学位相変調器を備え、（ｉｉ）前記１つまたは複数の位相変調器は、前記多数の光側波帯信号を発生するように前記第１及び第２の光基準信号を送信するよう構成されている、例１〜３７のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例３９）（ｉ）前記電気光学側波帯発生器は、前記周波数ｆ_Ｍを有する前記側波帯発生器入力電気信号の対応する部分によってそれぞれ駆動される２つ以上の電気光学位相変調器を備え、（ｉｉ）前記２つ以上の位相変調器は、前記多数の光幅波帯信号を発生するように前記第１および第２の光基準信号を連続的に送信するよう直列に配置されている、例１〜３７のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例４０）複数対の側波帯光信号が、２から少なくとも３０までの範囲のｎ_１＋ｎ_２で発生する、例３８または３９に記載のマイクロ波周波数源。

（例４１）複数対の側波帯光信号が、２から少なくとも１００までの範囲のｎ_１＋ｎ_２で発生する、例３８または３９に記載のマイクロ波周波数源。

（例４２）（ｉ）前記電気光学側波帯発生器は、前記周波数ｆ_Ｍを有する前記側波帯発生器入力電気信号の対応する部分によってそれぞれ駆動される１つまたは複数の電気光学位相変調器と、前記周波数ｆ_Ｍを有する前記側波帯発生器入力電気信号の対応する部分によって駆動される強度変調器と、分散補償器と、光増幅器と、非線形光媒質とをさらに備え、（ｉｉ）前記１つまたは複数の位相変調器、前記強度変調器、前記分散補償器、前記光増幅器、および前記非線形光媒質は、前記多数の光側波帯信号を発生するように前記第１及び第２の光基準信号を連続的に送信するよう順番に直列に配置されている、例１〜４１のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例４３）複数対の側波帯光信号が、２から少なくとも１００までの範囲のｎ_１＋ｎ_２で発生する、例３８〜４２のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例４４）複数対の側波帯光信号が、２から少なくとも１００００までの範囲のｎ_１＋ｎ_２で発生する、例３８〜４２のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例４５）（ｉ）前記強度変調器は電気光学マッハ・ツェンダ変調器を含み、（ｉｉ）前記分散補償器は適切な分散性を有する光ファイバを含み、（ｉｉｉ）前記光増幅器はドープ処理された光ファイバ増幅器を含み、（ｉｖ）前記非線形光媒質は非線形光ファイバを含む、例４２〜４４のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例４６）例１〜４５のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源を用いて、出力周波数ｆ_Ｍを有するマイクロ波周波数出力電気信号を発生させる方法であって、該方法は、
（ａ）前記デュアル光周波数基準源を用いて、（ｉ）前記第１の光基準周波数ｖ_１を有する前記第１の光基準信号と、（ｉｉ）前記第２の光基準周波数ｖ_２＞ｖ_１を有する前記第２の光基準信号とを発生させることと、
（ｂ）前記電気光学側波帯発生器を用いて、（ｉ）前記第１および第２の光基準信号と、前記周波数ｆ_Ｍを有する前記側波帯発生器入力電気信号とを受信し、（ｉｉ）それら信号から、ｖ_１±ｎ_１ｆ_Ｍおよびｖ_２±ｎ_２ｆ_Ｍ（ｎ_１およびｎ_２は整数）で表わされる側波帯光周波数をそれぞれ有する多数の側波帯光信号を発生させることと、
（ｃ）前記光帯域フィルタを用いて、前記周波数ｖ_１＋Ｎ_１ｆ_Ｍを有する側波帯光信号および前記周波数ｖ_２−Ｎ_２ｆ_Ｍを有する側波帯光信号（Ｎ_１およびＮ_２は整数）を含む前記多数の側波帯光信号の前記サブセットを送信することと、
（ｄ）前記光学検出器を用いて、（ｉ）前記送信された側波帯光信号を受信し、（ｉｉ）前記うなり周波数ｆ_ＢＥＡＴ＝（ｖ_２−Ｎ_２ｆ_Ｍ）−（ｖ_１＋Ｎ_１ｆ_Ｍ）を有する前記光学検出器電気信号を発生させることと、
（ｅ）前記基準発振器を用いて、前記基準発振器周波数ｆ_Ｒを有する前記基準発振器電気信号を発生させることと、
（ｆ）前記電気回路を用いて、（ｉ）前記光学検出器電気信号および前記基準発振器電気信号を受信し、（ｉｉ）前記電気回路の前記比較器部分を用いて、前記光学検出器電気信号および前記基準発振器電気信号から、前記光学検出器電気信号と前記基準発振器電気信号の相対位相に依存する前記電気誤差信号を発生させ、（ｉｉｉ）前記電気回路の前記ループフィルタ部を用いて、前記電気誤差信号を処理することと、
（ｇ）前記電圧制御電気発振器を用いて、（ｉ）前記ループフィルタ部で処理された電気誤差信号を前記ＶＣＯ入力電気信号として受信し、（ｉｉ）前記周波数ｆ_Ｍを有する前記ＶＣＯ出力電気信号を発生させることであって、前記ＶＣＯ出力電気信号の前記第１の部分は、前記側波帯発生器入力電気信号として前記電気光学側波帯発生器に受信され、前記ＶＣＯ出力電気信号の前記第２の部分は、前記マイクロ波周波数出力電気信号となる、前記ＶＣＯ出力電気信号を発生させることとを含み、
（ｈ）前記電気光学側波帯発生器が前記側波帯発生器入力電気信号として前記ＶＣＯ出力電気信号の前記第１の部分を受信した結果、前記電気回路と前記電圧制御発振器は、位相ロックループとして機能するように負フィードバック構成において接続する、マイクロ波周波数出力電気信号を発生させる方法。

（例４７）（ａ）第１および第２のポンプレーザ周波数ｖ_{ｐｕｍｐ１}およびｖ_{ｐｕｍｐ２}において光ポンプパワーをそれぞれ発生するように構成された第１および第２のポンプレーザ源と、（ｂ）ブリルアンシフト周波数ｖ_Ｂおよび該ブリルアンシフト周波数の整数分の１と実質的に等しい自由スペクトル領域によって特徴付けられる光共振器と、を備えたデュアル周波数光源であって、（ｃ）前記第１および第２のポンプレーザ源のそれぞれは、前記光共振器の対応する共振光モードに周波数ロックされており、（ｄ）前記デュアル周波数光基準源の第１および第２の光出力信号は、それぞれ第１および第２の出力周波数ｖ_１＝ｖ_{ｐｕｍｐ１}−ｖ_Ｂおよびｖ_２＝ｖ_{ｐｕｍｐ２}−ｖ_Ｂを有するとともに、それぞれ前記第１および第２のポンプレーザ源による前記光共振器の同時光ポンピングによって発生する誘導ブリルアンレーザ出力を含み、（ｅ）出力差周波数ｖ_２−ｖ_１が約３００ＧＨｚよりも大きい、デュアル周波数光源。

（例４８）前記光共振器の前記自由スペクトル領域は、前記光共振器のブリルアンシフト周波数と実質的に等しい、例４７に記載のデュアル周波数光源。

（例４９）前記光共振器はリング光共振器を含む、例４７または４８に記載のデュアル周波数光源。

（例５０）前記リング光共振器はディスク光共振器を含む、例４９に記載のデュアル周波数光源。

（例５１）前記光共振器は光ファイバ共振器を含む、例４７または４８に記載のデュアル周波数光源。

（例５２）前記光ファイバ共振器はファブリ・ペロー光ファイバ共振器を含む、例５１に記載のデュアル周波数光源。

（例５３）前記光ファイバ共振器はファイバループ光共振器を含む、例５１に記載のデュアル周波数光源。

（例５４）前記光ファイバ共振器は、長さ約４０メートル以上の光ファイバを含む、例５１〜５３のいずれか１つに記載のデュアル周波数光源。

（例５５）前記光ファイバ共振器は、長さ約１００メートル以上の光ファイバを含む、例５１〜５３のいずれか１つに記載のデュアル周波数光源。

（例５６）前記光ファイバ共振器は、長さ約２００メートル以上の光ファイバを含む、例５１〜５３のいずれか１つに記載のデュアル周波数光源。

（例５７）前記光ファイバ共振器は、長さ約５００メートル以上の光ファイバを含む、例５１〜５３のいずれか１つに記載のデュアル周波数光源。

（例５８）前記光共振器はシリカを含み、前記光共振器の前記ブリルアンシフト周波数は約１０．９ＧＨｚである、例４７〜５７のいずれか１つに記載のデュアル周波数光源。

（例５９）前記出力差周波数ｖ_２−ｖ_１が約１ＴＨｚよりも大きい、例４７〜５８のいずれか１つに記載のデュアル周波数光源。

（例６０）前記出力差周波数ｖ_２−ｖ_１が約１０ＴＨｚよりも大きい、例４７〜５８のいずれか１つに記載のデュアル周波数光源。

（例６１）前記出力差周波数ｖ_２−ｖ_１が約１００ＴＨｚよりも大きい、例４７〜５８のいずれか１つに記載のデュアル周波数光源。

（例６２）前記第１および第２の光基準周波数ｖ_１およびｖ_２はそれぞれ約７５ＴＨｚ〜約７５０ＴＨｚである、例４７〜６１のいずれか１つに記載のデュアル周波数光源。

（例６３）前記第１および第２の光基準周波数ｖ_１およびｖ_２はそれぞれ約１２０ＴＨｚ〜約４３０ＴＨｚである、例４７〜６１のいずれか１つに記載のデュアル周波数光源。

（例６４）前記第１および第２の光基準周波数ｖ_１およびｖ_２はそれぞれ約１５０ＴＨｚ〜約３００ＴＨｚである、例４７〜６１のいずれか１つに記載のデュアル周波数光源。

（例６５）前記デュアル周波数光源は、（ｉ）前記出力差周波数ｖ_２−ｖ_１の変動を動作的に許容できる光帯域幅内に維持するか、または（ｉｉ）前記出力差周波数を有する光信号の位相ノイズを動作的に許容できる基準位相ノイズレベル内に維持するように安定化される、例４７〜６４のいずれか１つに記載のデュアル周波数光源。

（例６６）前記動作的に許容できる帯域幅は、約１秒の時間尺に対して約１００Ｈｚ未満である、例６５に記載のデュアル周波数光源。

（例６７）前記動作的に許容できる帯域幅は、約１秒の時間尺に対して約１Ｈｚ未満である、例６５に記載のデュアル周波数光源。

（例６８）前記動作的に許容できる基準位相ノイズレベルは、オフセット周波数１００Ｈｚでは約−４０ｄＢｃ／Ｈｚであり、オフセット周波数１０ｋＨｚでは約−８０ｄＢｃ／Ｈｚである、例６５に記載のデュアル周波数光源。

（例６９）前記動作的に許容できる基準位相ノイズレベルは、オフセット周波数１００Ｈｚでは約−８０ｄＢｃ／Ｈｚであり、オフセット周波数１０ｋＨｚでは約−１２５ｄＢｃ／Ｈｚである、例６５に記載のデュアル周波数光源。

（例７０）前記第１および第２のポンプレーザ源のそれぞれは、Ｐｏｕｎｄ‐Ｄｒｅｖｅｒ‐Ｈａｌｌ法によって前記共振器の前記対応する共振光モードに周波数ロックされる、例６５〜６９のいずれか１つに記載のデュアル周波数光源。

（例７１）例４７〜７０のいずれか１つに記載のデュアル周波数光源を用いて、第１および第２の光出力信号を発生させる方法であって、該方法は、前記第１および第２のポンプレーザ源からの光ポンプパワーを用いて前記光共振器を同時にポンピングすることを含み、（ａ）前記第１および第２のポンプレーザ源は、それぞれ、第１および第２のポンプレーザ周波数ｖ_{ｐｕｍｐ１}およびｖ_{ｐｕｍｐ２}において光ポンプパワーを発生するように構成され、（ｂ）前記光共振器は、ブリルアンシフト周波数ｖ_Ｂおよび該ブリルアンシフト周波数の整数分の１と実質的に等しい自由スペクトル領域によって特徴付けられ、（ｃ）前記第１および第２のポンプレーザ源のそれぞれは、前記光共振器の対応する共振光モードに周波数ロックされており、（ｄ）前記第１および第２の光出力信号は、それぞれ第１および第２の出力周波数ｖ_１＝ｖ_{ｐｕｍｐ１}−ｖ_Ｂおよびｖ_２＝ｖ_{ｐｕｍｐ２}−ｖ_Ｂを有するとともに、それぞれ前記第１および第２のポンプレーザ源による前記光共振器の同時光ポンピングによって発生する誘導ブリルアンレーザ出力を含み、（ｅ）出力差周波数ｖ_２−ｖ_１が約３００ＧＨｚよりも大きい、第１および第２の光出力信号を発生させる方法。

（例７２）光分周器を用いて、分周係数Ｎによって前記出力差周波数を分周することをさらに含む、例７１に記載の方法。

（例７３）前記分周係数が約１０以上である、例７２に記載の方法。

（例７４）前記分周係数が約１００以上である、例７２に記載の方法。

（例７５）前記分周係数が約１０００以上である、例７２に記載の方法。

（例７６）前記デュアル光周波数基準源が、例４７〜７０のいずれか１つに記載のデュアル周波数光源を備えている、例１〜４５のいずれか１つに記載のマイクロ波周波数源。

（例７７）前記デュアル光周波数基準源が、例４７〜７０のいずれか１つに記載のデュアル周波数光源を備えている、例４６に記載の方法。

（例７８）例７１〜７５のいずれか１つに記載の方法を行うことをさらに含む、例７７に記載の方法。

本開示の範囲または添付の特許請求の範囲には開示した例示的な実施形態および方法の均等物も含むことを意図する。開示した例示的な実施形態および方法ならびにそれらの均等物には、本開示の範囲内または添付の特許請求の範囲内にある限り、修正を加えうることも意図する。

前述の「発明を実施するための形態」においては、開示を効率的に行うため、さまざまな特徴をまとめていくつかの例示的実施形態とした場合もあるが、この開示方法は、任意の特許請求する実施形態がその対応請求項に明白に記載されている特徴よりも多くの特徴を要するという意図を反映すると解釈されるべきではない。むしろ、添付の特許請求の範囲に反映されるように、本発明の主題は、一つの開示された例示的実施形態のすべての特徴より少ない特徴でも構成されうる。したがって、添付の特許請求の範囲は、その各請求項が別の開示された実施形態としてそれぞれ独立している状態で「発明の実施するための形態」に組み込むこととする。しかしながら、本開示は、本開示または添付の特許請求の範囲に記載した１つまたは複数の開示された特徴または特許請求された特徴からなる任意の適切なセット（すなわち、両立するとともに相互排他的でない特徴のセット）を有する任意の実施形態を暗示すると解釈されるものである。また上記セットには本明細書に明示的に開示されないセットも含まれる。加えて、本開示では、添付の各従属請求項は、多項従属形式かつ矛盾しない範囲ですべての先行請求項に従属する形式で記載されているかのように解釈されるものである。添付の特許請求の範囲は、必ずしも本明細書に開示する主題全体を包含するものではないことにもさらに留意されたい。

本開示および添付の特許請求の範囲においては、接続詞「または」は、（ｉ）別段に明示するか（例えば、「…のいずれか」、「いずれか一方」、または類似の文言を使用して）、または（ｉｉ）２つ以上のリストされた代替案が特定の文脈において相互排他的でない（この場合「または」は非相互排他的な代替案を含む組み合わせのみを包含することになる）限り、包括的なものとして解釈されるべきである（例えば、「イヌまたはネコ」は「イヌ、ネコ、または両方」と解釈され、「イヌ、ネコ、またはネズミ」は「イネ、ネコ、ネズミ、これらのうちの２つ、またはこれら３つとも」と解釈されることになる）。本開示および添付の特許請求の範囲においては、「備える（comprising）」・「含む（including）」・「有する（having）」という用語、およびそれらの活用形は、どの場面で使われていても非限定的（open-ended）な専門用語として解釈されるものとし、別段に明示しない限りは、「少なくとも」という用語がそれら各例の後ろに付いていた場合と同じ意味となる。

添付の特許請求の範囲では、米国特許法第１１２条（ｆ）の規定を装置の請求項で発動させたい場合、「手段（means）」という用語をその装置の請求項に記載することになる。同規定を方法の請求項で発動させたい場合は、「するためのステップ（a step for）」という用語をその方法の請求項に記載することになる。逆に、「手段（means）」または「するためのステップ（a step for）」という用語が請求項に存在しない場合、当該請求項に対して米国特許法第１１２条（ｆ）の規定を発動させることを意図してはいない。

１つまたは複数の開示が本明細書に参照により援用され、そのような援用開示が本開示と部分的または全体的に対立するかまたは本開示の範囲とは異なる場合、対立箇所、より広範な開示、またはより広範な用語の定義について本開示の方を優位とする。そのような援用開示同士が部分的また全体的に対立する場合は、対立箇所について、日付が後の方の開示を優位とする。

要約書は、特許文献から特定の主題を調査しようとする人々の役に立つよう要件に従って提出した。しかしながら、要約書に記載した任意の要素、特徴、または限定を、任意の特定の請求項に必ず包含させるということは意図していない。各請求項に包含される主題の範囲は当該請求項の記載事項によってのみ画定されるものである。

Claims

出力周波数ｆ_Ｍを有する出力電気信号を発生させるためのマイクロ波周波数源であって、該マイクロ波周波数源は、
（ａ）（ｉ）第１の光基準周波数ｖ_１を有する第１の光基準信号と、（ｉｉ）第２の光基準周波数ｖ_２＞ｖ_１を有する第２の光基準信号とを発生するように構成されたデュアル光周波数基準源と、
（ｂ）（ｉ）前記第１および第２の光基準信号と前記周波数ｆ_Ｍを有する側波帯発生器入力電気信号とを受信し、（ｉｉ）それら信号から、ｖ_１±ｎ_１ｆ_Ｍおよびｖ_２±ｎ_２ｆ_Ｍ（ｎ_１およびｎ_２は整数）で表わされる側波帯光周波数をそれぞれ有する多数の側波帯光信号を発生するように構成された電気光学側波帯発生器と、
（ｃ）周波数ｖ_１＋Ｎ_１ｆ_Ｍを有する側波帯光信号および周波数ｖ_２−Ｎ_２ｆ_Ｍを有する側波帯光信号（Ｎ_１およびＮ_２は整数）を含む前記多数の側波帯光信号のサブセットを送信するように構成された光帯域フィルタと、
（ｄ）（ｉ）前記送信された側波帯光信号を受信し、（ｉｉ）うなり周波数ｆ_ＢＥＡＴ＝（ｖ_２−Ｎ_２ｆ_Ｍ）−（ｖ_１＋Ｎ_１ｆ_Ｍ）を有する光学検出器電気信号を発生するように構成された光学検出器と、
（ｅ）基準発振器周波数ｆ_Ｒを有する基準発振器電気信号を発生するように構成された基準発振器と、
（ｆ）電気回路であって、（ｉ）前記光学検出器電気信号および前記基準発振器電気信号を受信し、（ｉｉ）それら信号から、前記電気回路の比較器部分を用いて、前記光学検出器電気信号と前記基準発振器電気信号の相対位相に依存する電気誤差信号を発生させ、（ｉｉｉ）前記電気回路のループフィルタ部を用いて前記電気誤差信号を処理するように構成された前記電気回路と、
（ｇ）（ｉ）前記ループフィルタ部で処理された電気誤差信号をＶＣＯ入力電気信号として受信し、（ｉｉ）前記周波数ｆ_Ｍを有するＶＣＯ出力電気信号を発生するように構成された電圧制御電気発振器であって、前記ＶＣＯ出力電気信号の第１の部分は、前記側波帯発生器入力電気信号として前記電気光学側波帯発生器に受信され、前記ＶＣＯ出力電気信号の第２の部分は、前記マイクロ波周波数源の前記出力電気信号となる、前記電圧制御電気発振器と、を備え、
（ｈ）前記電気光学側波帯発生器が前記ＶＣＯ出力電気信号の前記第１の部分を前記側波帯発生器入力電気信号として受信した結果、前記電気回路と前記電圧制御発振器は、位相ロックループとして機能するように負フィードバック構成において接続する、マイクロ波周波数源。
前記マイクロ波周波数源の前記出力電気信号の位相ノイズは、前記デュアル光周波数基準源の、基準差周波数ｖ_２−ｖ_１を有する基準差周波数信号の位相ノイズと比べて、約（Ｎ_１＋Ｎ_２）^２分の１である、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
前記出力周波数ｆ_Ｍは約０．３ＧＨｚ〜約３００ＧＨｚである、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
前記出力周波数ｆ_Ｍは約１ＧＨｚ〜約１００ＧＨｚである、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
前記基準発振器周波数および前記うなり周波数は、約１ＭＨｚ〜約５００ＭＨｚである、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
前記基準発振器周波数および前記うなり周波数は、約５ＭＨｚ〜約１００ＭＨｚである、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
前記基準発振器周波数および前記うなり周波数は、約１０ＭＨｚ〜約５０ＭＨｚである、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
前記基準発振器は水晶発振器を含む、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
前記基準発振器は電気発振器を含む、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
基準差周波数ｖ_２−ｖ_１が約１００ＧＨｚよりも大きい、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
基準差周波数ｖ_２−ｖ_１が約１ＴＨｚよりも大きい、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
基準差周波数ｖ_２−ｖ_１が約１０ＴＨｚよりも大きい、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
基準差周波数ｖ_２−ｖ_１が約１００ＴＨｚよりも大きい、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
Ｎ_１＋Ｎ_２が１０以上である、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
Ｎ_１＋Ｎ_２が５０以上である、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
Ｎ_１＋Ｎ_２が１００以上である、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
Ｎ_１＋Ｎ_２が１０００以上である、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
前記第１および第２の光基準周波数ｖ_１およびｖ_２は、それぞれ、約７５ＴＨｚ〜約７５０ＴＨｚである、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
前記第１および第２の光基準周波数ｖ_１およびｖ_２は、それぞれ、約１２０ＴＨｚ〜約４３０ＴＨｚである、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
前記第１および第２の光基準周波数ｖ_１およびｖ_２は、それぞれ、約１５０ＴＨｚ〜約３００ＴＨｚである、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
前記デュアル光周波数基準源は、（ｉ）基準差周波数ｖ_２−ｖ_１の変動を動作的に許容できる光基準帯域幅内に維持するか、または（ｉｉ）基準差周波数信号の位相ノイズを動作的に許容できる基準位相ノイズレベル内に維持するように安定化される、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
前記動作的に許容できる基準帯域幅は、約１秒の時間尺に対して約１００Ｈｚ未満である、請求項２１に記載のマイクロ波周波数源。
前記動作的に許容できる基準帯域幅は、約１秒の時間尺に対して約１Ｈｚ未満である、請求項２１に記載のマイクロ波周波数源。
前記動作的に許容できる基準位相ノイズレベルは、オフセット周波数１００Ｈｚでは約−４０ｄＢｃ／Ｈｚであり、オフセット周波数１０ｋＨｚでは約−８０ｄＢｃ／Ｈｚである、請求項２１に記載のマイクロ波周波数源。
前記動作的に許容できる基準位相ノイズレベルは、オフセット周波数１００Ｈｚでは約−８０ｄＢｃ／Ｈｚであり、オフセット周波数１０ｋＨｚでは約−１２５ｄＢｃ／Ｈｚである、請求項２１に記載のマイクロ波周波数源。
（ｉ）前記デュアル光周波数基準源は第１および第２のポンプレーザ源と光共振器とを備え、（ｉｉ）前記光共振器の自由スペクトル領域が、前記光共振器のブリルアンシフト周波数の整数分の１と実質的に等しく、（ｉｉｉ）前記第１および第２のポンプレーザ源のそれぞれは、前記光共振器の対応する共振光モードに周波数ロックされ、（ｉｖ）前記第１および第２の光基準信号は、それぞれ、前記第１および第２のポンプレーザ源が前記光共振器を同時に光ポンピングすることによって発生した誘導ブリルアンレーザ出力を含む、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
前記光共振器の前記自由スペクトル領域は、前記光共振器の前記ブリルアンシフト周波数と実質的に等しい、請求項２６に記載のマイクロ波周波数源。
前記光共振器はシリカを含み、前記光共振器のブリルアンシフト周波数は約１０．９ＧＨｚである、請求項２６に記載のマイクロ波周波数源。
前記光共振器はリング光共振器を含む、請求項２６に記載のマイクロ波周波数源。
前記リング光共振器はディスク光共振器を含む、請求項２９に記載のマイクロ波周波数源。
前記光共振器は光ファイバ共振器を含む、請求項２６に記載のマイクロ波周波数源。
前記光共振器はファブリ・ペロー光ファイバ共振器を含む、請求項３１に記載のマイクロ波周波数源。
前記光ファイバ共振器はファイバループ光共振器を含む、請求項３１に記載のマイクロ波周波数源。
前記第１および第２のポンプレーザ源のそれぞれは、Ｐｏｕｎｄ‐Ｄｒｅｖｅｒ‐Ｈａｌｌ法によって前記光共振器の前記対応する共振光モードに周波数ロックされる、請求項２６に記載のマイクロ波周波数源。
前記デュアル光周波数基準源はデュアルモード・レーザ源を備えている、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
前記デュアル光周波数基準源は第１および第２の基準レーザ源を備え、該第１および第２のレーザ源は、それぞれ、共通光基準キャビティの対応する別個の共振光モードに周波数ロックされている、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
前記デュアル光周波数基準源は第１および第２の基準レーザ源を備え、該第１および第２のレーザ源は、それぞれ、対応する別個の原子遷移に周波数ロックされている、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
（ｉ）前記電気光学側波帯発生器は、前記周波数ｆ_Ｍを有する前記側波帯発生器入力電気信号の対応する部分によってそれぞれ駆動される１つまたは複数の電気光学位相変調器を備え、（ｉｉ）前記１つまたは複数の位相変調器は、前記多数の光側波帯信号を発生するように前記第１及び第２の光基準信号を送信するよう構成されている、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
（ｉ）前記電気光学側波帯発生器は、前記周波数ｆ_Ｍを有する前記側波帯発生器入力電気信号の対応する部分によってそれぞれ駆動される２つ以上の電気光学位相変調器を備え、（ｉｉ）前記２つ以上の位相変調器は、前記多数の光幅波帯信号を発生するように前記第１および第２の光基準信号を連続的に送信するよう直列に配置されている、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
複数対の側波帯光信号が、２から少なくとも３０までの範囲のｎ_１＋ｎ_２で発生する、請求項３９に記載のマイクロ波周波数源。
複数対の側波帯光信号が、２から少なくとも１００までの範囲のｎ_１＋ｎ_２で発生する、請求項３９に記載のマイクロ波周波数源。
（ｉ）前記電気光学側波帯発生器は、前記周波数ｆ_Ｍを有する前記側波帯発生器入力電気信号の対応する部分によってそれぞれ駆動される１つまたは複数の電気光学位相変調器と、前記周波数ｆ_Ｍを有する前記側波帯発生器入力電気信号の対応する部分によって駆動される強度変調器と、分散補償器と、光増幅器と、非線形光媒質とをさらに備え、（ｉｉ）前記１つまたは複数の位相変調器、前記強度変調器、前記分散補償器、前記光増幅器、および前記非線形光媒質は、前記多数の光側波帯信号を発生するように前記第１及び第２の光基準信号を連続的に送信するよう順番に直列に配置されている、請求項１に記載のマイクロ波周波数源。
複数対の側波帯光信号が、２から少なくとも１００までの範囲のｎ_１＋ｎ_２で発生する、請求項４２に記載のマイクロ波周波数源。
複数対の側波帯光信号が、２から少なくとも１００００までの範囲のｎ_１＋ｎ_２で発生する、請求項４２に記載のマイクロ波周波数源。
（ｉ）前記強度変調器は電気光学マッハ・ツェンダ変調器を含み、（ｉｉ）前記分散補償器は適切な分散性を有する光ファイバを含み、（ｉｉｉ）前記光増幅器はドープ処理された光ファイバ増幅器を含み、（ｉｖ）前記非線形光媒質は非線形光ファイバを含む、請求項４２に記載のマイクロ波周波数源。
請求項１〜４５のいずれか一項に記載のマイクロ波周波数源を用いて、出力周波数ｆ_Ｍを有するマイクロ波周波数出力電気信号を発生させる方法であって、該方法は、
（ａ）前記デュアル光周波数基準源を用いて、（ｉ）前記第１の光基準周波数ｖ_１を有する前記第１の光基準信号と、（ｉｉ）前記第２の光基準周波数ｖ_２＞ｖ_１を有する前記第２の光基準信号とを発生させることと、
（ｂ）前記電気光学側波帯発生器を用いて、（ｉ）前記第１および第２の光基準信号と、前記周波数ｆ_Ｍを有する前記側波帯発生器入力電気信号とを受信し、（ｉｉ）それら信号から、ｖ_１±ｎ_１ｆ_Ｍおよびｖ_２±ｎ_２ｆ_Ｍ（ｎ_１およびｎ_２は整数）で表わされる側波帯光周波数をそれぞれ有する多数の側波帯光信号を発生させることと、
（ｃ）前記光帯域フィルタを用いて、前記周波数ｖ_１＋Ｎ_１ｆ_Ｍを有する側波帯光信号および前記周波数ｖ_２−Ｎ_２ｆ_Ｍを有する側波帯光信号（Ｎ_１およびＮ_２は整数）を含む前記多数の側波帯光信号の前記サブセットを送信することと、
（ｄ）前記光学検出器を用いて、（ｉ）前記送信された側波帯光信号を受信し、（ｉｉ）前記うなり周波数ｆ_ＢＥＡＴ＝（ｖ_２−Ｎ_２ｆ_Ｍ）−（ｖ_１＋Ｎ_１ｆ_Ｍ）を有する前記光学検出器電気信号を発生させることと、
（ｅ）前記基準発振器を用いて、前記基準発振器周波数ｆ_Ｒを有する前記基準発振器電気信号を発生させることと、
（ｆ）前記電気回路を用いて、（ｉ）前記光学検出器電気信号および前記基準発振器電気信号を受信し、（ｉｉ）前記電気回路の前記比較器部分を用いて、前記光学検出器電気信号および前記基準発振器電気信号から、前記光学検出器電気信号と前記基準発振器電気信号の相対位相に依存する前記電気誤差信号を発生させ、（ｉｉｉ）前記電気回路の前記ループフィルタ部を用いて、前記電気誤差信号を処理することと、
（ｇ）前記電圧制御電気発振器を用いて、（ｉ）前記ループフィルタ部で処理された電気誤差信号を前記ＶＣＯ入力電気信号として受信し、（ｉｉ）前記周波数ｆ_Ｍを有する前記ＶＣＯ出力電気信号を発生させることであって、前記ＶＣＯ出力電気信号の前記第１の部分は、前記側波帯発生器入力電気信号として前記電気光学側波帯発生器に受信され、前記ＶＣＯ出力電気信号の前記第２の部分は、前記マイクロ波周波数出力電気信号となる、前記ＶＣＯ出力電気信号を発生させることとを含み、
（ｈ）前記電気光学側波帯発生器が前記ＶＣＯ出力電気信号の前記第１の部分を前記側波帯発生器入力電気信号として受信した結果、前記電気回路と前記電圧制御発振器は、位相ロックループとして機能するように負フィードバック構成において接続する、マイクロ波周波数出力電気信号を発生させる方法。