JP2017509269A - 振幅−時間変調と位相変調の組合せ - Google Patents

Abstract

少なくとも１つの振幅−時間変調された正弦波及び少なくとも１つの位相変調された波を含む複合ノッチ正弦波形を生成する１つ又は複数の可変位相変化波形と組み合わせられたエンコードされたデジタル情報を収容する１つ又は複数の実質的正弦波形を有する複合信号波を生成する方法。位相内の波の正弦波振幅に対する変更の存在又は不存在がデータ値を示している。これらのデータ値は、データサイクル又はパケット内において変化させることができる。従来の振幅変調技法と比較された際に、振幅−時間変調技法は、低減された変調歪を提示する。この通信信号における低減された歪は、増大した有効送信長、低減された誤り率、相対的に大きなデータレート、及び改善されたデータセキュリティを結果的にもたらす。

Description

関連出願の相互参照
本出願は、２０１４年１月７日付けで出願された「NuSine」という名称の米国仮特許出願第６１／９２４，３０４号及び２０１４年１２月１８日付けで出願された「Combined Amplitude-Time and Phase Modulation」という名称の米国特許出願第１４／５７４，５７７号の優先権を主張するものであり、これらの特許文献は、いずれも、引用により、そのすべてが本明細書に包含される。

発明の分野
本発明は、概して、データ送信に関し、且つ、更に詳しくは、増大したデータ送信レートを提供する正弦波変調技法に関する。

発明の背景
デジタルデータの送信は、通常、波の振幅、周波数、及び位相からなる特徴的特性のうちの１つ又は複数の特性の変調を通じて、搬送波として利用されている正弦波を変調することにより、ポイントツーポイントで実現されている。

正弦波の振幅変調は、従来、送信対象の供給源との関係において搬送波としての正弦波の振幅を直接的に変化させることにより、実装されている。通常の信号正弦波は、その振幅、周波数、及び位相により、特徴付けられている。正弦波は、異なる媒体からなるホスト上においてデータを送信するべく、使用される。振幅変調（ＡＭ：amplitude modulated）されたラジオの場合には、放送される搬送（正弦）波は、音声によって変調されており、且つ、簡単なＡＭ受信機により、ダイオードによって音声を搬送波信号から分離することが可能であり、音声を増幅することが可能であり、且つ、これをスピーカーを通じて再生することができる。ＡＭラジオは、信号のレンジ、品質、及び信頼性を制限する信号ノイズ副産物という問題点を有する。通常、純粋な正弦波に対する変調又はその他の変更は、高調波、側帯波、及び電磁干渉を含む副産物を生成することになる。

搬送波としての正弦波の直接的な変調は、フィルタリングが困難な大きなノイズを生成する。周波数変調技法は、通常、波の瞬間的な周波数を変化させて搬送波としての正弦波内において情報をエンコードすることにより、実装されている。位相変調技法は、通常、搬送波の瞬間的な位相の変動によって搬送波としての正弦波上において情報をエンコードすることにより、実装されている。

ハイブリッド型の変調方式も開発されており、これには、ＱＡＭ、ＳＭ、及びＳＳＢが含まれる。これらの確立されたハイブリッド型変調方式は、データ送信を改善してはいるが、依然として、実際の送信レートを低減する大きなノイズ及びその他の変調副産物という問題点を有しており、且つ、過剰なスペクトルリソースを使用する。

従って、データの波変調エンコーディングにおける改善が求められている。

発明の概要
以下、本発明が従来技術の欠点に対処する方法について更に詳細に説明することとするが、一般に、本発明は、大幅に改善された信号対ノイズ比（即ち、チャネルのノイズエネルギーに対するデータによって生成されるエネルギー）、低減された帯域幅要件、所与のビット誤り率（ＢＥＲ：bit error rate）におけるデータ回復における増大したノイズ耐性、及び変調プロセスの改善された動的制御を提供する新しい変調技法を提供する。

位相−振幅−時間変調は、従来の変調方法／技法との比較において、データ送信レートの大幅な増大を提供する。この新しい技法は、任意の周波数及び大部分の既存の有線及び無線通信インフラストラクチャに対して適用することができる。

本発明の一態様は、いくつかの実施形態において、位相０における送信のために正弦波を生成するステップと、ピーク及びゼロ交差位相からの更なる１つ又は複数の波送信を制限するステップと、可変非制限位相において少なくとも１つの更なる正弦波を生成するステップと、振幅−時間変調の歪を通じて正弦波のうちの１つ又は複数を歪ませてデジタル情報をエンコードするステップと、振幅−時間変調を通じて、正弦波の歪においてビットコンテンツ１〜ｎをエンコードするステップと、を含むデジタルデータをエンコードする方法を提供している。

いくつかの実施形態においては、方法は、１サイクル内において、密度１〜ｎにおいて、位相シフトされた正弦波を送信するステップを含む。

いくつかの実施形態においては、方法は、正弦波振幅の位相変動歪からデジタル情報をデコードするステップを含む。

いくつかの実施形態においては、振幅−時間変調の歪は、短期間にわたって正弦波の振幅を維持するか又は最小限に遅延させるステップのうちの少なくとも１つを介して実現される。

いくつかの実施形態においては、正弦波の振幅−時間変調の歪は、正弦波上におけるステップ（段）を近似している。

いくつかの実施形態においては、方法は、データ値と制御メッセージのうちの１つを正弦波のうちの１つの正弦波の位相シフトとしてエンコードするステップを含む。いくつかの実施形態においては、位相シフトは、変調の向きの反転、最上位ビット（ＭＳＢ：most significant bit）の位置の反転、データビット場所の予め定義されたフォーマッティング、及びシンボル用の更なるデータビットの表現のうちの１つ又は複数を示している。

いくつかの実施形態においては、正弦波のうちの１つ又は複数の正弦波の振幅及び位相成分は、互いに直交した状態において送信されている。

いくつかの実施形態においては、方法は、正弦波を合計するステップと、正弦波を変換するステップと、正弦波を送信するステップと、を含む。いくつかの実施形態においては、方法は、正弦波を受け取るステップと、正弦波からデジタル情報を暗号解読するステップと、を含む。

本発明の別の態様は、いくつかの実施形態においては、正弦波上においてデジタルデータをエンコードするシステムを提供している。システムは、正弦波を生成するように構成された生成器回路と、ピーク及びゼロ交差位相からの可変波送信を制限すると共に、制限されていない位相において可変波送信を生成するように構成されたコントローラ／カウンタ回路と、正弦波の振幅−時間変調を歪ませることにより、１サイクル内において、１〜ｎのビットコンテンツにより、デジタル情報をエンコードするように構成されたコントローラ／遅延回路と、第１正弦波を可変位相シフト正弦波を用いて複合正弦波として合計するように構成された合計回路と、送信のために複合正弦波を変換するように構成されたアップコンバータ回路と、複合正弦波を送信するように構成されたフロントエンド回路と、を含む。

いくつかの実施形態においては、システムは、複合正弦波からデジタルデータをデコードするように構成されたダウンコンバータ回路を含む。

いくつかの実施形態においては、コントローラ／遅延回路は、波の位相を遅延させて正弦波の振幅−時間歪を生成するように構成されている。いくつかの実施形態においては、正弦波の振幅−時間歪は、波シグネチャにおけるステップとして示されている。

いくつかの実施形態においては、コントローラ／カウンタ回路は、正弦波に沿った既定の位相場所期間において複数の正弦波搬送波１〜ｎを生成するように構成されている。

本発明の別の態様は、いくつかの用途において、正弦波の振幅−時間変調と可変位相変調を組み合わせた変調方法を提供している。振幅−時間変調は、正弦波振幅のわずかな位相変動歪を通じてレガシー変調技法が提示するスプリアス放出の大部分を回避する。いくつかの実装形態においては、振幅−時間変調は、振幅−時間変調において正弦波に対するステップ又はポーチ様の位相変化として示されるわずかなビット当たりの変化に基づいたステップ−ポーチ歪として表現されている。

レガシー変調方式は、通常、ノイズ及びその他の変調副産物に起因し、わずかな数の情報ビット／サイクルに制限されている。対照的に、振幅−時間変調は、１〜ｎビット／サイクルの能力を有しており、ｎは、通信ハードウェア装置アーキテクチャ並びにピーク及び交差位相によってのみ制限されている。それぞれのｎ個のビットの集合体は、それぞれの波の設定された位相角において配置されたビットの組を含み得る。更には、振幅−時間変調の低減されたノイズシグネチャにより、相対的に多くのビット／サイクルを送信することができる。通常、「０」値のビットは、正弦波の値の変化がないことにより、表され、且つ、「１」値のビットは、波上の所与の位置における正弦波振幅を（わずかに）増大又は減少させることにより、表される。交互に変化するビットの反転及び適応型の変更などの従来のエンコーディング技法を振幅−時間変調に対して適用してもよい。

低減されたノイズとの間における振幅−時間変調の組合せによれば、可変位相シフト信号の密度を増大させることが可能であり、且つ、複数の正弦波搬送波１〜ｎを正弦波に沿った既定の位相場所期間において配置することができる。配置は、波上の任意の場所におけるものであってもよく、ここで、ｎの値は、例えば、装置ハードウェアアーキテクチャ、ピーク及び交差位相、並びに、クロック速度に依存している。正弦波の可変位相変調の追加を実装することにより、送信におけるデータコンテンツを増大させることができる。可変位相変調データは、更なるデータビット及び／又は制御ビットを促進することにより、所与の帯域幅において送信されるデータの量及びセキュリティを改善することもできる。

通信を目的として、振幅−時間変調された正弦波を１〜ｎ次の１つ又は複数の可変位相変調正弦波と組み合わせることにより、複合信号波を形成する。複合信号波は、ほとんどの任意の形態の通信システム上において、フォーマット、変調、及び送信することができる。次いで、複合信号波は、通常の通信データとして、復調及び暗号解読することができる。有線及び無線通信システムのあらゆる組合せが、位相−振幅−時間変調技法の利益を享受し得る。

位相−振幅−時間変調は、リスト及びルックアップテーブルを利用した従来の電子ハードウェアと共に、且つ、様々な用途におけるカスタム装置又はソフトウェアソリューションと共に、利用することができる。

従って、開示されている位相−振幅−時間変調技法は、大幅に改善された信号対ノイズ比、低減された帯域幅要件、増大したノイズ耐性、及び変調プロセスの改善された制御を提供する。

図面の簡単な説明
添付図面との関連における検討の際に詳細な説明及び請求項を参照することにより、本発明について更に十分に理解することができよう。

振幅−時間変調（ＡＴＭ）を通じてエンコードされたデジタル情報を有する正弦波を示す。 正のサイクルのＡＴＭエンコーディング選択肢を示す。 負のサイクルのＡＴＭエンコーディング選択肢を示す。 ８ビット／シンボルのＡＴＭ信号を示す。 ＡＴＭチャネルと位相変調されたチャネル信号との間の関係を示す。 ＡＴＭ信号と位相変調信号を合成するコンバイナを示す。 変調された正弦波搬送波信号を生成する変調器回路のブロックダイアグラムを示す。 正弦波搬送波信号を伝達する周波数アップコンバータのブロックダイアグラムである。 正弦波搬送波信号を伝達する周波数ダウンコンバータのブロックダイアグラムである。 複合信号波を形成するべく１つに混合される出力を有する個々に変調された正弦波搬送波を特徴とする変調器回路のブロックダイアグラムである。 変調された正弦波からエンコードされた情報を抽出する復調器回路のブロックダイアグラムである。 ｎ個の複数の位相変調ストリームを有する復調器回路のブロックダイアグラムである。 振幅−時間エンコーディングを伴う送信／受信通信システムの図である。 複合信号波を生成するソフトウェアによって構成可能な方法を実装したインターフェイス回路のブロックダイアグラムである。 従来技術のＱＡＭ２５６コンステレーションを示す。 従来技術のＱＡＭ１０２４コンステレーションを示す。 象限値を指定するように構成された位相チャネル及びそれぞれの象限ごとに８ビットデータ値を提供するための振幅−時間チャネルの一実装形態を示す。

詳細な説明
以下の説明は、本発明の例示用の実施形態に関するものに過ぎず、且つ、本発明の範囲、適用可能性、又は構成の限定を意図したものではない。むしろ、以下の説明は、本発明の様々な実施形態を実装するための便利な例示を提供することを意図している。明らかになるように、本明細書において記述されている本発明の範囲を逸脱することなしに、これらの実施形態において記述されている要素の機能及び構成において様々な変更が実施され得る。本明細書における説明は、異なるコンポーネント、変調／復調メカニズム、及びこれらに類似したものを有する代替構成の装置と共に利用されるように適合されてもよく、且つ、依然として本発明の範囲に含まれ得ることを理解されたい。従って、本明細書における詳細な説明は、限定ではなく、例示を目的として提示されるものに過ぎない。

「一実施形態」又は「１つの実施形態」に対する本明細書における参照は、その実施形態との関連において記述されている特定の特徴、構造、又は特性が、本発明の少なくとも１つの実施形態に含まれていることを示すことを意図したものである。本明細書の様々な場所における「一実施形態においては」又は「１つの実施形態」というフレーズの出現は、必ずしも、そのすべてが、その同一の実施形態を参照しているというわけではない。

本発明の様々な態様によれば、正弦波の位相−振幅−時間変調は、低減されたノイズ及び増大したデータ密度を提供する。本発明は、通信システム上における送信のためにデータを効率的にエンコードするべく使用されてもよい。

図１を参照すれば、わずかな歪を有するデジタル的に合成された正弦波が示されており、この正弦波上においては、データストリーム内におけるデータビットの存在又は不存在によって特徴付けられたステップ関数を使用することにより、データが印加又はエンコードされている。デジタル情報は、ステップ−ポーチ型の波の歪として示される振幅−時間変調を通じて、エンコードすることができる。様々な実施形態においては、このステップ関数は、振幅−時間変調（「ＡＴＭ」）又はＡＴＭ成分と呼称される。情報をエンコードするステップ−ポーチ歪は、レガシーＡＭ信号との比較において、信号歪を軽減する。低減された歪の更なる利益には、相対的に大きなワードワイズ（１〜ｎ）、相対的に大きなデータ／サイクル、及び利用可能なスペクトルの効率的な使用が含まれる。

代表的な正弦波は、Ｄ−Ａコンバータ上において印加された正弦ルックアップテーブルを使用することにより、生成することができる。

本明細書において記述されている新しい変調技法は、位相−振幅時間変調と呼称される。位相−振幅−時間変調は、信号上においてインスタンス生成されたデータがユーザープログラム可能となることを許容する可変位相の直交信号（「位相成分」）を更に導入する。従って、位相−振幅−時間変調は、ＡＴＭ成分及び位相成分の観点において記述することができる。

位相−振幅−時間変調における主データチャネルは、ＡＴＭ変調された正弦波又はＡＴＭ成分である。通信においては、それぞれのサイクルは、一般に、「シンボル」と呼称される。このチャネル上においては、ＡＴＭを使用することにより、１６ビット／シンボルのデータレートが実現されているが、技術の更なる発展に伴って、更に大きなデータレートが予想される。ＡＴＭ変調の向き、即ち、データビットがＡＴＭ正弦波上において表現される方法は、完全にユーザープログラム可能である。図２及び図３は、１又は０のデータ値を選択的に表し得る選択肢を示している。この場合にも、ビット／シンボルの数値１〜ｎは、データの場所及び向きと同様に、可変であり、且つ、ユーザー選択可能である。

次いで、受信機において、正弦波から、ｎビットワードの未加工ビットを分離することが可能であり、ピーク及び谷は、プリアンブル又は制御ワード命令によって制御される０及び１のデータビットを表している。向き及びビット／シンボル（サイクル）の数値に加えて、そのサイクルにおけるビットの場所、即ち、ビットが存在している波上における角度も、プログラム可能である。この未加工データは、適宜、正規化、コンディショニング、及び保存することができる。

図４を参照すれば、ＡＴＭビットの向きは、エンコード対象の値を表すように選択され得る。関連する受信機は、意図された値を適切に判定するように、この構成について通知され得る。最後に、それぞれの場所におけるＡＴＭ変調の持続時間も、プログラム可能である。ビット持続時間は、後続のビットの開始点とオーバーラップしない場合があることに留意されたい。

次に位相−振幅−時間変調の位相成分の説明に転じれば、実際のデータ値を収容しているＡＴＭチャネル／成分とは異なり、位相チャネル／成分は、データ値又は制御メッセージの「表現」である。この位相−振幅−時間変調方式におけるチャネルは、２つの波の合計によるＡＴＭチャネルへの位相シフトの導入によって生成されている。この更なるチャネルによれば、更なるデータビットをシンボルに追加するか又はＡＴＭチャネルデータのフォーマットに関して制御信号を送信機と受信機との間において送信する方法として、位相シフトの値を使用することができる。従って、位相チャネル成分は、動的に制御可能な物理層変調を可能にしている。例えば、特定の位相シフトの導入により、変調の向きが更なる通知の時点まで反転されることになり、最上位ビット（ＭＳＢ）の位置が更なる通知の時点まで現時点の構成の反対となり、データビット場所が更なる通知の時点まで予め規定されたフォーマットに変化することになり、ユーザーによって生成されたカスタム構成が更なる通知の時点まで有効となり、又は、更なる位相情報が更なる通知の時点までシンボル用の更なるデータビットを表すことになることを後続のＡＴＭチャネル変調が示すことを受信器に対して通知することができよう。

いくつかの実装形態においては、それぞれのパケット境界における、又はそれぞれのシンボルにおける、変調特性を動的に変更するべく、変調の位相チャネル特性の制御の動的特性を使用することもできよう。

このチャネルによって表されるデータビットの数は、構成に依存することになり、例えば、４５度、９０度、１３５度、及び１８０度のシフトという４つの可能な値への位相チャネルの分割に依存することになる。この使用事例においては、ユーザーは、２つの更なるデータビット／シンボルを、即ち、４５°＝００、９０°＝０１、１３５°＝１０、及び１８０°＝１１を追加することができる。これらのビットは、同一のシンボルにおいて、検出され、且つ、ＡＴＭチャネル上において送信されるデータに追加される。位相値の可能性が高いほど、許容されるデータビットが多くなることが明らかである。

このチャネルは、データバイト、ワード、又はパケットの開始点又は末尾を表す特定のシフトにより、送信されるデータを同期化する手段として使用されてもよい。この結果、その他の変調技法のように、送信を調整するための集約的なプリアンブル制御ビットの送信が不要であることから、相対的に実際的なデータペイロード効率が実現される。これらの様々な特徴の実装形態は、固有の用途要件を充足するためのカスタマイズされたプロプライエタリなプロトコルを生成することができる。この能力は、この技法を利用するシステムの有効データレートにおける更なる利益を生成する。

図５を参照すれば、ＡＴＭチャネルと位相チャネルの関係が示されており、この場合に、位相チャネルは、ＡＴＭチャネルとの間において直交した状態にある（９０度だけ位相がずれている）。これらの２つの波の値は、独立的にエンコードされる。位相チャネルの位相特性及び振幅特性の組合せは、所与のシンボルのデータ／制御情報を反映している。

図６を参照すれば、シンボルエンコーディングの合成されたデータ値は、複合変調信号と呼称される。図４は、この技法によって生成される２つのチャネルを表している。上部のチャネルは、ＡＴＭ（振幅時間変調）チャネルである。これは、主データチャネルである。これは、図１、図２、及び図３において記述されている変調の存在又は不存在を使用することにより、このデータチャネル上において、１〜ｎ個のデータビット／シンボルをエンコードしている。

下部のチャネルは、位相チャネルである。このチャネルは、更なるビット及び／又は制御ビットを本技術に追加している。位相チャネルの位相及び／又は振幅は、信号上においてエンコードされる望ましい情報又はデータビットを表すべく、変調される。この位相変調と振幅変調の組合せを使用することにより、このチャネル上においてｎ個の値を表している。このチャネル上におけるビット／シンボルの数値は、エンコード／デコードされるデータ値を生成及び認識するべく十分迅速に応答する送信及び受信回路の能力によって制限されている。

２つのチャネルは、互いに直交した状態にあり、即ち、換言すれば、互いに９０度だけ位相がずれている。これらの２つの信号を組み合わせることにより、送信装置から受信装置に送信されるデータ及び／又は制御を収容する複合信号が生成される。

いくつかの実装形態においては、データは、ＡＴＭチャネル内においてのみエンコードされてもよく、即ち、位相チャネル上において、位相シフトが００であってもよく、又は、データビットが０であってもよい。

次に位相−振幅−時間変調された信号の送信の実装形態の説明に転じれば、変調された正弦波は、例えば、３ｄＢ圧縮点において、高調波成分を生成するべく、利得ブロックに送信される。このブロックは、ソフトミキサとして機能し、これにより、データレートと正弦波搬送波レートを混合して搬送波の第３、第５、及び第７高調波においてエネルギーを生成する。

位相−振幅−時間変調技術の別の固有の特徴は、信号が、主には、高調波及びそのＡＭ及びＰＭ成分を使用することにより、送信され得るという点にある。生成された信号エネルギーは、高調波成分周波数においてセンタリングされた帯域通過フィルタを通過する。これは、送信された情報を回復するために必要なＡＭ及びＰＭ鋸歯エネルギー成分を有するスペクトルであることから、高調波以外のすべてがフィルタリングによって除去される。これらの成分は、互いに相補的であり、且つ、同一の時間スロット内において、互いに対称的に反対である。

現在使用されている従来の変調の形態は、通常、帯域内又は側帯波エネルギー生成型であり、即ち、生成されるエネルギーは、生成されるノイズ及びその他の副産物と共に、チャネル内において存在している。これは、通常、ＳＮＲ又はＥｂ／Ｎｏの低減をもたらす。

対照的に、位相−振幅−時間変調は、ほとんど又はまったく帯域内ノイズ生成物を生成せず、その理由は、位相−振幅−時間変調は、スペクトルの高調波部分内のエネルギーを主に使用しているからである。側帯波及び搬送波エネルギーは、すべて、高調波周波数においてセンタリングされた帯域通過フィルタにより、除去される。例えば、搬送波周波数が、１００ｋＨｚであり、且つ、垂直方向スロープ当たりに９個のビット（又は、ステップ）を有する場合には、データレートは、搬送波レートの１８倍、即ち、１．８Ｍｂ／ｓとなる。エネルギーのガウス分布濃縮が、高調波周波数において生成され、且つ、ビットレートにおいて交差する単位値の振幅及び位相を有する。次いで、このエネルギーは、ＡＴＭ及び位相チャネルの両方の位相及び振幅検出器として機能するように構成されたＤＳＰ（digital signal processing：デジタル信号処理）エンジン又は等価な回路実装によって復調される。

ｋＴＢと呼称される理論的ノイズフロア限度は、１００ｋＨｚの場合に、室温で−１２４ｄＢｍであるが、データのピークパワーは、実際には、−７０ｄＢｍである。この結果、５０ｄＢのＲＭＳを上回るＳＮＲが生成される。

注記：このデータレートは、通常、１０ｅ−８のＢＥＲの場合に、約１００ｄＢのＥｂ／Ｎｏを必要とすることになろう。但し、位相−振幅−時間変調は、チャネル内ノイズ又はアーチファクトを生成せず、且つ、差分データビットのみを送信することから、位相−振幅−時間変調は、７０ｄＢ未満のＥｂ／Ｎｏを取得する。

位相−振幅−時間変調された信号の受信の説明に転じれば、高調波搬送波、即ち、高調波自体、プラス搬送波の周りの関連するエネルギーが、直交検出器に入力される。これは、ＩＱ復調器を生成する、局部発振器において９０度の位相シフトを有する二重平衡ミキサのペアを使用することにより、実行することができる。高調波の値によって除算された高調波に局部発振器をロックすることにより、いまや、二重平衡ミキサの、即ち、ＩＱ復調器の、直交及びインシデントポートから到来する時間スロットデータ情報が得られる。位相及び振幅成分が互いに交差している際に、データが反転されているかどうかに応じて、「１」又は「０」が出力される。

検出器を構成するための別の方法は、搬送波のオリジナルの周波数を取得し、これを二重平衡ミキサに入力し、且つ、同一の周波数において局部発振器ポートにおいてデータを伴わない別の正弦波を入力するというものである。この構成は、差分検出器として機能し、その理由は、二重平衡ミキサのデータ出力は、これら２つの搬送波の差分であるからである。従って、これらの搬送波のいずれか１つにおける任意の位相シフト又は振幅シフトを使用し、データストリームを生成することができる。搬送波及び側帯波成分を破棄し、これにより、ノイズ及びスペクトル要件を低減することができる。この実装形態においては、搬送波の第１グループの高調波歪成分のみが使用されている。複数の正弦波がストリームを通じて伝達される場合には、例えば、通常は上部又は下部正弦波である１つのみが、クロックとして使用される。

マルチチャネル環境においては、高調波のうちの１つのみが送信される。本明細書においては、第３高調波の観点において、いくつかの例が記述されているが、任意の適切な高調波が使用されてもよい。すべての信号が同一位相において始まっている限り、この場合にも、信号が位相コヒーレントである際には、ＡＴＭモードと同様に、すべてのチャネルのフレームクロック用に１つの信号を使用することができる。従って、位相−振幅−時間変調においては、使用形態が、単一チャネルから複数チャネルに変化することにより、効率性が向上する。

位相−振幅−時間変調技術の主要な利点の１つは、所与の帯域幅において、現時点の技術よりも多くの情報を通信する能力である。現時点においては、商用の変調形態は、既存の産業標準インフラストラクチャにおいて、約１０ビット／ヘルツを実現することができる。レガシー変調技術は、しばしば、情報レート／ヘルツを増大させるために、ビット誤り率を犠牲にしており、産業規格は、約１０ｅ−８のビット誤り率（ＢＥＲ １０ｅ−８）を必要としている。

図７は、変調された正弦波搬送波信号を生成するコントローラ／遅延回路又は復調器回路のブロックダイアグラムである。表示されているブロックダイアグラムは、振幅−時間変調を実装するための機能的な基礎である。従来のブロック機能が示されているが、プログラムされたマイクロプロセッサ、デジタル信号プロセッサ、状態機械などのその他の信号処理技法も、このタスクに適している。正弦波ルックアップテーブル（ＬＵＴ：look up table）がＤ／Ａコンバータを駆動している。位相角０〜３６０度が、ｎ個の個別の値に量子化されている。マルチビットカウンタが、クロックレートにおいて、これらの個別の値を通じて継続的にカウントしている。マルチビットカウンタの出力は、正弦波関数ルックアップテーブルをアドレス指定しており、正弦波関数ルックアップテーブルは、それぞれの量子化された位相角ごとのデジタルエンコードされた正弦波関数値を提供する。Ｄ／Ａコンバータが、個別の位相角の正弦波に比例した電圧をルックアップテーブルの入力において出力している。クロック生成器が、遅延要素及びラッチと共に、マルチビットカウンタを駆動するものとして示されており、Ｈｉｇｈの際の値は、値がＬｏｗである際に、トランスペアレントである。この出力がルックアップテーブルを駆動している。ルックアップテーブルは、Ｄ／Ａコンバータを駆動している。望ましい位相周期を実装する時間インターバルに等しい望ましい数のクロックパルスにわたってルックアップテーブルへの入力を保持することにより、ステップ−ポーチ振幅−時間変調技法を実装した変調。

エンコード対象である情報が、データ入力レジスタに導入されている。データ入力サイズは、装置ハードウェア及びクロック速度に依存したｎである。データ入力レジスタは、メモリによってクロッキングされている。データは、予め読み込まれ、且つ、初期データビットが、データ入力レジスタの出力（シリアル）上において出現する。ＡＮＤ関数において出現するのに伴って、カウンタ及びデータ入力レジスタの両方が１の値を収容している場合には、Ｄ／Ａコンバータの出力は、一定に留まることになる。動作の際に、カウンタは、継続し、且つ、出力は、メモリのコンテンツを順番にアドレス指定する。Ｄ／Ａ出力は、カウンタとレジスタの間の値の差が検出された際にのみ、変化することになる。多くの変動を利用することにより、データスループットを極大化させつつ、信号歪を極小化するデジタル情報のエンコーディングを実装することができる。ビットレートコントローラを適応的に構成することにより、通信チャネル状態に適合するようにビットレート又は位相インターバルを変更することができる。更には、ビットレートコントローラは、データ送信用のセキュリティ及び制御機能を実装するように、適合させることもできる。

図８は、正弦波搬送波信号を通信するための周波数アップコンバータのブロックダイアグラムである。局部発振器が、平衡ミキサの一方の入力を駆動している。変調された正弦波搬送波の組が、平衡ミキサの他方の入力から混合されている。平衡ミキサの出力は、帯域通過フィルタに接続されている。帯域通過フィルタの出力は、適切なドライバ回路を通じて送信される準備が完了した状態にある。

図９は、正弦波搬送波信号を伝達するための周波数ダウンコンバータのブロックダイアグラムである。局部発振器が、平衡ミキサの一方の入力を駆動している。受信されたＲＦ入力が、平衡ミキサの他方の入力に混合されている。平衡ミキサの出力は、暗号解読及びコンディショニングのために検出器に対して伝達されている。

図１０は、複合信号波を形成するべく１つに混合される出力を有する個別に変調された正弦波搬送波を特徴とする変調器回路のブロックダイアグラムである。図示のように、１つ又は複数のモジュラー回路（ＭＯＤ．１、ＭＯＤ．２、ＭＯＤ．３、及びＭＯＤ．４）は、振幅−時間変調された正弦波搬送波を表している。これらのモジュラー回路は、コンディショニング、送信、及び受信／暗号解読のために、複合波形として混合する加算器／コンバイナに供給されている。加算器／コンバイナの出力は、送信のために、直列又は並列に、データコンボリュータに対して接続されている。可変正弦波搬送波の位置決めは、図４及び図１１に示されているように、リスト、ルックアップテーブル、又はソフトウェア制御により、変更することができる。４つのモジュラー回路が示されているが、ハードウェア装置アーキテクチャ及びクロック速度によってのみ制限された状態において、最大でｎ個の回路を利用し得る。

図１１は、変調された正弦波から、エンコードされた情報を抽出する復調器回路のブロックダイアグラムである。まず、到来した変調された正弦波搬送波が、入力信号コンディショニングブロックに入力されている。送信のタイプに対して、適宜、様々な信号コンディショニング機能が信号コンディショニングブロック内において使用されることになる。送信のタイプは、限定を伴うことなしに、ツイストペア、無線、マイクロ波、又は差分ラインを含む。信号コンディショニングブロックの出力は、帯域通過フィルタに接続されている。帯域通過フィルタは、通常、１００超のＱを伴って、搬送波周波数上においてセンタリングされている。帯域通過フィルタからの信号は、Ａｍｐブロックによって増幅され、且つ、平衡ミキサブロックに挿入されている。ミキサブロックは、増幅された信号を数値制御発振器であるＮＣＯ（numerically controlled oscillator）ブロックと混合している。数値制御発振器の周波数及び位相は、帯域通過フィルタの通過帯域内の振幅−時間変調された正弦波のうちの１つの正弦波の周波数及び位相に対して設定されている。

図１２は、ｎ個の複数の位相変調ストリームを有する復調器回路のブロックダイアグラムである。図示されているのは、通信チャネル内の複数の変調された搬送波であり、エンコードされたデータを暗号解読するべく、それぞれの搬送波の別個の復調が伴っている。６個の平衡ミキサの集合体が示されているが、ハードウェア装置アーキテクチャ及びクロック速度の制限を伴って、ｎ個のミキサを実装することができる。１つ又は複数の入力ラインが、すべての平衡ミキサに供給している。それぞれの平衡ミキサは、数値制御発振器のマルチ周波数正弦波生成器に対する固有の接続を有する。生成器の出力ラインは、搬送波の特定の周波数において、それから抽出されるべき波データを送信する。１つ又は複数のミキサの出力は、搬送波からの情報であり、且つ、こちらも、データコンボリュータに接続されている。データコンボリュータが、１つ又は複数の個々の振幅−時間変調された正弦波信号からのデジタルデータを再アセンブルしている。到来する搬送波は、適合可能な制御情報を利用することにより、異なる周波数及びデータレートを有してもよい。

図１３は、振幅−時間エンコーディングを伴う送信／受信通信システムの図である。一例として、ＲＦ無線通信のエンドツーエンドのブロックダイアグラムが示されている。それぞれの通信局は、通信機能を制御するためのユーザーインターフェイスを有する。更には、それぞれは、信号のエンコーディング／デコーディングのための変調器／復調器機能を有する。それぞれは、送信／受信される搬送波信号を変調／復調するためのトランシーバも有する。これらの変調通信技法にとっては、任意の最終段のコンディショニング及びトランシーバ機能が適している。

図１４は、複合信号波を生成するソフトウェアによって構成可能な方法を実装したインターフェイス回路のブロックダイアグラムである。本ブロックダイアグラムは、ハードウェア機能であり、このハードウェア機能は、大部分の任意の通信システムに適合されるように構成されたソフトウェアであってもよい。インターフェイス回路は、制御プレーンを有するように実装されており、制御プレーンは、ＧＰＵによって制御されるＩＦ信号とインターフェイスしたＣＰＵ（ｎ個）の集合体である。ＧＰＵは、データプレーンを表し、且つ、変換受信及び送信機能を稼働させる。制御プレーン及びデータプレーンは、カスタムＩ／Ｏロジック及びバッファを収容したＦＰＧＡに対してインターフェイスしている。ＦＰＧＡも、システムインターフェイスを促進している。ＦＰＧＡは、信号送信の準備のために、変調器／復調器にもインターフェイスしている。変調器／復調器も、信号送信及び受信機能のために、ＲＦインターフェイスにインターフェイスしている。図示のＣＰＵ／ＧＰＵ実装は、同一機能を実行するようにプログラムされたデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）によって置換されてもよい。

あらゆる変調技術における重要な仕様の１つは、信号対ノイズ比（ＳＮＲ：signal-to-noise ratio）である。これは、周辺ノイズを上回る、且つ、そのレベルにおいて実現されるＢＥＲとの関係においてしばしば表現される、デシベル（ＤＢ）を単位として計測された必要とされる信号強度である。換言すれば、ノイズを上回る所与の信号強度の場合に、変調技術は、特定のＢＥＲを確実に生成することができる。

シンボル誤り率（ＳＥＲ：symbol error rate）は、ビット／シンボルの数値を考慮している。相対的に低いＢＥＲを生成するには、相対的に強い信号が必要とされ得る。２５６ＱＡＭのケースにおいては、これは、８ビット／シンボルとなり、従って、ＳＥＲは、ＢＥＲを８ビット／シンボルによって除算することによって算出される。相対的に複雑な変調方式は、通常、ノイズの影響を相対的に受けやすい。従って、確実に検出され、且つ、正しく解釈されるためには、信号は、ノイズよりも更に大きくなければならない。受信機が送信された信号を誤って解釈した際には、受信機は、使用されている誤り検出及び補正方式に基づいて、ソフトウェアにおいて、前進型誤り訂正アルゴリズムを実装する可能性があり、且つ、受信機は、送信機によるデータの再送を要求する可能性がある。これらの選択肢は、そのいずれもが、この技術に依存したネットワークの性能に対して悪影響を及ぼす可能性がある。従って、可能な最小のＳＮＲにおいて最小のＢＥＲを生成することが有利である。

ＱＡＭ（ＱＡＭ１６、ＱＡＭ６４、最大でＱＡＭ１０２４）は、現時点においては、最良の従来型の変調であると見なされているが、その固有の制限は、ＱＡＭがアーチファクト及びノイズをチャネル内において生成するという点にある。ＱＡＭの場合には、信号を増幅することによって信号対ノイズ比を増大させようとするあらゆる試みは、同一の倍率により、ノイズも増幅する。従って、シャノン限界に常に到達する。従って、最小のＱＡＭステップは、一般に、チャネル内のノイズよりも６ｄＢだけ大きくなければならない。チャネル内にノイズが存在する場合には、ノイズに遭遇する前に、信号を増幅する必要がある。又、実際には、ＱＡＭの制限は、その他の既存の形態の変調にも適用されるものであり、その理由は、これらも、帯域内、側帯波、又は関係するコンポーネントタイプの変調を使用しているからである。

振幅変調（ＡＭ）は、帯域内型であり、且つ、２つの側帯波を有するが、搬送波は不要であり、従って、搬送波と、側帯波のうちの１つと、が、受信機内においてフィルタリングによって除去され、これにより、送信された情報を提供するべく単一の側帯波のみが残される。周波数変調（ＦＭ）は、ノイズに対する耐性の観点において、いくつかの利点を有しているが、これは、スペクトルを温存しない。

ＱＡＭは、一般に、ＰＣＭ、ＢＰＳＫ、ＡＦＳＫ、及びその他の形態の変調よりも優れていると見なされている。ＱＡＭは、正弦波の直交運動と、それぞれの正弦波の振幅ステップと、を利用している。正弦波のレートに応じて、帯域内ノイズ生成効果を伴って、同相において前方又は後方にシフトされたＡＭ成分が存在している。ＦＭ又はＰＭを生成する正弦波の運動に加えて、ＱＡＭは、その独自のアーチファクトを有する振幅ステップを利用している。組み合わせられたこれら２つの要素は、チャネルの内部においてランダムノイズを生成する。従って、従来の変調方式は、側帯波又はその他のアーチファクトを生成するデータ搬送方法を利用している。

例えば、音楽を送信する１ＭＨｚのＡＭラジオ周波数の場合には、ナイキスト限界を破ることなしに、最大で１ＭＨｚの半分を、即ち、５００ＫＨｚを、使用することができる。これを超過した場合には、送信している情報と、情報をその上部において送信している搬送波との間には、スペクトルの差が存在しないことになろう。この限界を超過した場合には、側帯波生成物が生成される。

対照的に、位相−振幅−時間変調は、搬送波、側帯波、及びチャネル内外来要素を送信の前に破棄するか又はフィルタリングによって除去している。従って、位相−振幅−時間変調は、１６超の数のステップが正弦波上に変調された際に、ナイキスト限界を破る可能性がある。位相−振幅−時間変調の場合には、同一の１ＭＨｚの搬送波を使用することにより、１６メガビット／秒の第２データレートをサポートし、これにより、ナイキスト限界を抑圧する（例えば、１ＭＨｚ内において１６ＭＨｚの搬送波を変調する）ことが可能である。但し、これは、１６ＭＨｚを有する搬送波ではなく、データストリームである。データストリームは、例えば、１０１、００１、及び０１０などのいくつかのタイプの周波数のうちの１つであってもよく、最大でチャネル幅限度である更なる組合せを有する。

特定の一実施形態においては、位相−振幅−時間変調された正弦波は、１００ＫＨｚの搬送波及び数値制御発振器（ＮＣＯ）を使用することにより、合成されている。例えば、最下位ビット又は最下位ビットの次などに、ビットステップサイズを設定するべく、Ｄ−Ａコンバータが使用される。「１」、「０」の選択的なトグリングは、ＡＴＭと呼称されるステップ又はポーチを正弦波内において生成する。従って、ステップ又はポーチは、１つおきのビット場所及び１つおきの時間スロット場所において生成された「１」又は「０」を表し、従って、それぞれの時間スロットは異なっている。これらのステップ又はポーチは、通常、正弦波の相対的に垂直方向の部分上においてのみ、生成される。例えば、１ＭＨｚの正弦波のケースにおいては、垂直方向スロープの相対的に線形の部分のそれぞれごとに８ビットずつ、１６個のステップが存在し得る。

８ビット／シンボルのみを有する位相−振幅−時間変調ＡＴＭチャネルは、データスループットにおいて、ＱＡＭ２５６と等価である。この場合にも、ＡＴＭチャネルを使用して送信されるデータは、データの実際の値であり、これは、同一のデータ値を搬送するために２つの変調された波を必要としているＱＡＭ２５６におけるようなデータの表現ではなく、１つの変調された波のみを必要としている。図１５は、コンステレーション内のそれぞれのポイントが０〜２５５の８ビットバイナリ値を表しているＱＡＭ２５６「コンステレーション」を示している。

図１６を参照すれば、ＱＡＭ１０２４コンステレーションマップのそれぞれの象限は、２５６個の点を収容している。ＱＡＭ１０２４の場合には、ＱＡＭ２５６に伴って存在している課題が更に顕著になる。例えば、コンステレーション上において、意図された地点を正確に識別し、且つ、その正確なデータ値を判定するには、２つの波が、シンボル周波数において、正確に計測され、且つ、解釈されることを要する。正確性は、システムのＢＥ又はＳＥＲを維持するために、受信機の処理を低減するために、又は、更に劣悪なケースにおいては、データ再送信に対するニーズを回避するために、重要である。

特定の位相−振幅−時間変調の使用事例においては、位相チャネルは、増大したデータスループットを提供するべく、４つの値のうちの１つを指定するために使用されている。この使用事例は、ＡＴＭチャネルの信頼性の高いデータ送信特性を活用したものであり、且つ、位相チャネルデータを実装して有効データスループットを４倍（４×）にしている。ＱＡＭ１０２４と同様に、位相チャネルが「コンステレーション」上の「象限」の位置を指定している一方で、実際のデータ値がＡＴＭチャネル波上においてエンコードされていることを除いて、位相チャネル上の値は、１つの象限と関連付けられている。

図１７を参照すれば、位相−振幅−時間変調のＱＡＭ１０２４と等価なスループットの実装形態は、相対的に優れたソリューションとして想定され得るであろう。これは、ＱＡＭ１０２４に類似しているが、位相−振幅−時間変調の利益を有する。この使用事例は、位相チャネル上において２つのデータビットのみをエンコードし、且つ、ＡＴＭチャネル上において８ビット／シンボルのみをエンコードすることによって位相チャネルがＡＴＭチャネルにもたらすパワーを強調しており、即ち、ＱＡＭ１０２４に等価なデータレートを位相−振幅−時間変調によって実現することができる。更には、位相−振幅−時間変調の改善されたＳＮ及びスペクトル利用も維持される。更なるビットを位相チャネルに追加することにより、位相−振幅−時間変調のスループットを比例した方式で増大させることができる。

又、これらの位相チャネルの値は、ＡＴＭデータ用の「チャネル」と見なすこともできる。換言すれば、位相チャネルデータの３つのビットは、ＡＴＭデータ用の８個の一意の「チャネル」を結果的にもたらしている。

ＡＴＭチャネル信号は、利得ブロックに送信され、且つ、利得ブロックに対する入力は、正弦波のピークツーピーク値の圧縮点を実現するように、調節される。圧縮点は、増幅器の非線形部分であり、この部分においては、入力信号の増大に伴って、出力が入力レベルに追随していない。位相−振幅−時間変調技術は、現時点において、３２個の高調波のうちの任意のものを使用する能力を有しているが、本明細書においては、第３高調波に合焦することにより、この技術について説明している。特定の選択された高調波の使用は、使用事例及び用途の要件に応じたプログラム可能な特徴である。対象の圧縮点は、第３高調波搬送波及び成分情報の全体が位置している地点である。従って、ステップの数が、正弦波を３０〜４０ｄＢだけ歪ませている場合には、基本的周波数の搬送波振幅から３０ｄＢだけ低減された第３高調波搬送波が結果的に得られることになる。利得ブロックに対する入力は、関連するステップ成分が搬送波レートの３倍の正弦波と等しくなるように、更に調節される。

増幅器内において上述の圧縮点を（例えば、線形圧縮の約２又は３ｄＢに）調節することにより、第３高調波をクロックとして使用することができる。第３高調波の周りの成分は、結果的に得られるデータシンボルである。エネルギー（又は、このケースにおいては、データ）のガウス分布濃縮は、振幅において等しく、これは、有利には、Ｅｂ／Ｎｏ比率を、即ち、ノイズフロアを上回るビットの信号エネルギーを、最適化するべく使用することができる。位相−振幅−時間変調された正弦波のステップは、振幅及び位相という２つの成分を表している。これらの２つの成分が交差している際には、これらは、ガウス分布を有する第３高調波の周りのフーリエ成分として出現する。

従来の変調においては、ＦＭ送信と同様に、信号の変調レートは、送信されている搬送波の周波数オフセットである。周波数の逸脱の量は、変調する信号のボリュームである。位相変調においては、搬送波は、変調信号に基づいて位相において逸脱している。高調波を使用した位相−振幅−時間変調の場合には、ボリューム成分は存在してはおらず、チャネルスペクトル内にもはや存在していないレートのみであり、この結果、変調によって生成されたノイズが存在しないチャネルが得られる。

フーリエ成分のエネルギーの部分である位相成分は、送信されてはおらず、且つ、従って、スペクトルを必要としてはいない。位相−振幅−時間変調方式においては、振幅ステップのみが、高調波の周りのスペクトルを必要としている。位相は、２つの方法によって回復することができる。第１の方法は、振幅成分の直交検出によるものである。又、高調波にロックすることにより、ロックのための補正も、位相成分を生成する。振幅及び位相が交差している際に、データビットが検出器において出力される。

位相−振幅−時間変調の場合には、ノイズフロアに至るエネルギーを生成する部分的成分を伴うことなしに、１つの振幅ステップのみが存在している。例えば、１６ステップ／正弦波を有する１００ＫＨｚの信号は、８５ＫＨｚのチャネルを通じて稼働する１．６Ｍｂ／ｓのデータを結果的にもたらすことになろう（８５ＫＨｚにおけるＫＴＢは、負の１２５ｄＢｍである）。従って、この信号を「０」ｄＢｍにおいて送信することにより、１２５ｄＢという信号対ノイズ比が得られる。

位相−振幅−時間変調をその他の変調方式と比較すれば、シャノン限界を使用することにより、位相−振幅−時間変調は、先程の８５ＫＨｚチャネルにおける１．６Ｍｂなどのように、通常送信されるものよりも格段に大きなデータ能力を有する帯域内アーチファクトを有していないチャネルを生成する。この結果、位相−振幅−時間変調は、任意のその他の形態の変調よりも格段に大きな信号対ノイズ比を有する。

位相−振幅−時間変調は、所定のレベルのノイズに対する耐性を提供し、その理由は、振幅及び位相成分が、互いに直交する状態において送信されているからである。ＡＴＭチャネルにおいてデータについて検出されるのは、これらの２つの成分のクロスオーバー地点である。ノイズは、位相においてシフトしないことから、通常、約２ｄＢの信号対ノイズ比を伴って、ノイズ閾値自体に接近することが可能であり、且つ、依然としてデータを検出することができる。その他の従来の形態の変調は、等価なビット誤り率（ＢＥＲ）の場合に、１２ｄＢのＳＩＮＡＤ又は６ｄＢの信号対ノイズを上回るものを必要とし得る。大規模なデータ破壊は、１０ｅ−８などの使用可能なＢＥＲを実現するために、データを複数回にわたって再送信するステップを必要とする。チャネル内のノイズは、通常、信号対ノイズ比を低減し、これには、ノイズフロアのファクタｋＴＢ、挿入損失、増幅器ノイズ、及び生成される様々なアーチファクトが含まれる。従って、チャネル内のノイズを増大させることなしには、使用可能な信号パワーを増大させることができない。

但し、位相−振幅−時間変調は、一時的な成分のみを送信していることから、これらを非常に高いレベルにおいて送信することにより、大きなＥｂ／Ｎｏ比を結果的にもたらすことが可能であり、例えば、データは、ＳＮＲが、わずかに２ｄＢのＥｂ／Ｎｏである際にも、容易に検出することができる。

第３高調波は、基本周波数においてデジタル合成された発振器として生成される位相データの３倍を搬送することができる。発振器は、例えば、クロックの周波数、ステップサイズ、及びＤ−Ａコンバータがどのように単調であるのか（Ｒ２Ｒラダーであるのか又はその他のタイプであるのか）に応じて、正弦波を生成している間に、歪を生成することになる。８ビットのＲ２Ｒラダー又はＤ−Ａコンバータの場合には、第３高調波搬送波周波数からの１０ｋＨｚにおいて、発振器からの１６０ｄＢ／ヘルツを実現することができる。

通常のケースにおいては、第３高調波は、ある程度のランダムな側帯波及び数値ノイズを有するが、これは、第３高調波搬送波周波数から１０ＫＨｚにおいて、１６０ｄＢだけ低下する。これは、３次インターセプトポイント（ＩＰ３）におけるフーリエ成分の振幅の閾値未満である。この結果、第３高調波ノイズは、考慮する必要がない。

次にマルチ搬送波の影響の説明に転じれば、大部分の高度な変調方式は、マルチ搬送波環境において使用されており、この場合に、ノイズは、多くの供給源から生成される。それにも拘らず、位相−振幅−時間変調は、実質的に、その独自のデータの送信からであるのか又はその他の搬送波によって生成されるクロスオーバーノイズからであるのかを問わず、ノイズ耐性を維持している。但し、パルスコード変調（ＰＣＭ：pulse code modulation）、ＰＳＫ３１、ＡＦＳＫ、及び様々なその他のもののようないくつかの形態の変調は、位相−振幅−時間変調が受信を試みる時間スロットとしばしば干渉し得る非ゼロ復帰成分を有する。例えば、多くの上部空間成分及びチャネル内のその他のアーチファクトを有するテレビ周波数のケースにおいては、位相−振幅−時間変調の位相のレートにおいて遭遇する干渉が存在しており、これにより、ビット誤り率の劣化が生じ得る。但し、これらのイベントの最大発生率は、約１６％であると推定され、その理由は、位相−振幅−時間変調のエネルギーのガウス濃縮が合計エネルギーの６８％であるからである。残りの１６％は、このエネルギーのガウス濃縮の部分の相補的なエリア外である。統計的に、位相−振幅−時間変調が遭遇することになる大部分の干渉は、合計時間の１６％となろう。従って、位相−振幅−時間変調は、ノイズに対するかなりの耐性を有している。

使用されている成分エネルギーは、所与の高調波の周りのスペクトルの部分内において更なるノイズを生成しない。又、チャネル帯域通過フィルタによって除去される変調間歪成分及びその他の側帯波生成ノイズ要素も存在している。

特定の例においては、帯域通過フィルタが、１００ＫＨｚのチャネルにおける１．６メガビットの送信のために１００ＫＨｚの通過帯域を有する場合には、シャノン限界に基づいて、約８０ｄＢの信号対ノイズ（ＳＮ）比が必要とされる。−１２４ｄＢｍという理論的ノイズフロアにより、最小限の信号パワーは、位相−振幅−時間変調によれば、わずかに−４４ｄＢｍとなろう。必要な場合には、１００ＫＨｚのチャネル帯域幅を低減することも可能であり、且つ、信号対ノイズ比を１０ｄＢから２０ｄＢに増大させることにより、結果的に、チャネル内において使用可能なデータレートが倍増する。

この場合にも、第３高調波を使用する際には、位相−振幅−時間変調は、基本的に、第５及び第７高調波データ、並びに、データが存在し得る３つの周波数プラス又はマイナス使用されている搬送波周波数のうちの１つにおいて生成された２つの側帯波を破棄する。エネルギーの２つの濃縮が存在しているが、これらは、送信されず、その理由は、これらは、送信機内においてフィルタリングされるからである。これらは、不必要なエネルギーをチャネルに単純に追加することになり、従って、必要とされない。

位相−振幅−時間変調された信号は、任意の望ましいパワーレベルにおいて送信され得る単一の振幅である。これは、高調波と関連付けられたエネルギーである。ランダムデータが送信される場合には、これは、側帯波上において又は第３高調波の中心において配置され得るエネルギーのガウス濃縮である（ｓｉｎｅ ｘ／ｘ）。これは、正弦波の生成の際のポーチ又はステップの対称性によって実現される。好ましくは、エネルギー濃縮は、高調波搬送波の高周波数側において配置され、エネルギー、振幅、及び搬送波の間における時間コヒーレンスが送信される。高調波搬送波の振幅は、正弦波自体の合計歪の関数であり、従って、受信機内における検出のために、これを送信する必要はない。

位相−振幅−時間変調は、正弦波上においてステップサイズを生成するために、最下位ビット、最下位の次、又はその他の組合せを使用するという柔軟性を提供する。波は、休止させることが可能であり、且つ、選択されたビットは、必要に応じて、トグルすることができる。更には、ステップ又はポーチが生成されるように、現時点の場所に先立って、以前の場所からのビットをルックアップテーブル内においてトグルすることもできる。これは、多くの可能な組合せに対応している。

従って、エネルギーの関連する濃縮が高調波の周りにおいて極大化され得るのみならず、データの組合せの間において交互に変化すると共にエネルギーの２つの更なる濃縮を生成することもできる。ビットの複数のチャネル組合せを送信することができる。又、トリナリ、デュアルバイナリ、及び多数のその他の組合せも可能である。追加されたセキュリティ利益として、これらの組合せを非常に複雑化させることが可能であり、従って、これらは、適切なキーシーケンスなしには、デコードすることができない。

位相−振幅−時間変調の重要な側面の１つが、スペクトルの温存である。位相−振幅−時間変調は、データ値の変化を送信する際に、スペクトルを使用し、これは、高調波において、変調間歪生成物として出現する。これらは、送信エネルギーを結果的にもたらすフーリエ成分である。データの変化のみが送信され、且つ、通常のデータは、ランダムであることから、通常必要とされるエネルギーの５０％のみが、送信のために必要とされる。従って、必要とされる合計パワースペクトル密度は、半分である。すべてのビットを送信することが望ましい場合には、１つおきのビットが反転されてもよい。この結果、このデータのほぼすべてが、対称的であり、且つ、これは、高調波を中心としたエネルギーの古典的なガウス分布となる。但し、これは、通常必要とされる帯域幅の半分のみを含む。

本発明の諸側面は、衛星通信に適用可能であり、これにより、減少したノイズの影響を有する相対的に大きなデータスループットが得られる。一試験例として、３００ＫＨｚのデータ第３高調波を有する１００ＫＨｚ正弦波を使用することにより、８５ＫＨｚにおける１．６Ｍｂのデータを送信した。シャノン限界は、「ＳＮＲの２を底とした対数は、ｄＢを単位として表現されたＳＲＮ値の０．３３２倍である」により、推定することができる。ＳＮＲが１２０ｄＢであると仮定し、且つ、プラス１及び数値を無視することにより、搬送波のパワーレベルが＋３０ｄＢｍ又は１ワットである場合には、この値を考慮することが可能であり、その理由は、結果的に得られる第３高調波搬送波が約０ｄＢｍとなり、且つ、理論的ノイズフロアが−１２５ｄＢｍとなるからである。ｄＢを単位とするパワー比率を数値に変換し、且つ、プラス１を加算することにより、結果は、ｄＢを単位とするＳＮＲ×０．３３２×８５ＫＨｚであり、これは、これらのパラメータがＭｂ／秒を単位として付与された場合に、合計シャノン限界を表している。このケースにおいては、これは、３．０１０１Ｍｂｐｓを結果的にもたらすことになろう。８５ＫＨｚによって除算することにより、シャノンによれば、可能な最大の理論的スループットは、３５．４１ビット／ヘルツとして表れることになろう。

３０ｄＢの増幅器によれば、チャネルは、ノイズフロアの上方における１２０ｄＢのフリーダイナミックレンジを有し、且つ、チャネル内のノイズは、３０ｄＢだけ、増幅される。１２０ｄＢから３０ｄＢを減算することにより、合計ＳＮＲは、９０ｄＢに低減される。このような要因は、３９．８４ビット／ＨＺを、例えば、実際的な限界である、約３０ビット／Ｈｚに悪化及び劣化させる。変調の標準的形態は、これらの要因によって深刻な影響を受けるが、位相−振幅−時間変調は、これらの制限要因のいくつかが大きな影響を及ぼすことなしに、データ搬送を許容する。

本発明の諸態様は、地下における掘削及び探査の際の坑井データの送信に、即ち、様々なセンサデータや撮像データなどの送信に、更に適用可能である。位相−振幅−時間変調のノイズ耐性、データ速度、及びセキュリティの側面は、この用途において、特に有利であり得るであろう。

位相−振幅−時間変調受信機の実装形態
受信機構造の一実施形態は、受信機が、高調波及びその成分のみを受け取るべくフィルタリングされる場合の直接的変換又はゼロである。３００ＫＨｚの例においては、このような受信機は、位相の実際の及び直交の想像成分を探すことになろう。受信機は、第３高調波においてロックし、３によって除算し、２つの出力を取得し、且つ、これらが交差している位相及び振幅についてこれらをチェックすることになろう。１つの振幅ステップサイズしか存在していないことから、振幅は、合計エネルギー濃縮内のパワーの関数である。これが、０ｄＢｍである場合には、２００ミリボルトを検出することになろう。ノイズは、データ検出と干渉することになる前に、１９０ミリボルトに増大しなければならなくなろう。又、ノイズがデータとの間においてコヒーレントではないという事実も、位相−振幅−時間変調にとって固有のものである。

必須ではないが、費用効率の優れた検出方法は、デジタル信号処理（ＤＳＰ）エンジンであり、これは、位相−振幅−時間変調／復調に伴って、相対的に複雑な機能を提供することができる。位相−振幅−時間変調用のユニバーサルなＤＳＰエンジンは、様々な用途について実証されている。

ＩＱ復調器の実装形態
いくつかの実装形態においては、受信機は、セル電話機内において使用されているものに類似したＩＱ復調器を含む。ＩＱ復調器は、データを探す時点及びデータを探さない時点を判定するように、クロック３分周器及び暗号解読時間スロットを設定するべく、使用することができる。ＤＳＰは、クロックサイクルを浪費することなしに、データを効率的に暗号解読するために、数学モデルを必要としている。ＩＱ復調器は、２つの二重平衡ミキサの間に９０度の位相シフトを有するインシデント及び直交検出器である。入力信号が二重平衡ミキサのＲポートを駆動している。局部発振器が、第３高調波の搬送波レートにおいて生成される。ポートは、互いに直交した状態にある。

この結果、出力が、一方のポートにおいて出現した際に、直交画像が、他方のポートにおいて出現する。一方の出力は、位相を表し、且つ、他方は、振幅を表している。これらは、反対の鋸歯波として出現し、この場合に、これらは互いに交差していることから、相補的な値は、明瞭に定義された振幅又はエネルギーパルスの形態を有する１を結果的にもたらす。これは、通常はチャネル内におけるものであるノイズ、エイリアシング、又はその他のアーチファクトなどの劣化と組み合わせられた場合にも、容易に検出可能である。

受信機の帯域通過フィルタ要件
一実装形態においては、位相−振幅−時間変調技法のＡＴＭチャネルは、楕円フィルタを利用している。楕円フィルタは、鋭い周波数カットオフを提供するが、これらは、群遅延によっても特徴付けられている。これは、すべての周波数が、同一の時間遅延を伴って、フィルタを通過するわけではないことを意味している。この群遅延は、周波数との間において線形である（対数的線形である）周波数に依存した位相の変化である。従って、フィルタは、検出対象の位相成分の無効化を回避するべく、群遅延を極小化するように構成される。受信されるビットの数が増大するのに伴って、群遅延は、フィルタの上部コーナー周波数において、益々重要になる。

上部コーナー周波数においては、フィルタは、カットオフ周波数超の周波数を拒絶し、且つ、カットオフ周波数未満の周波数を受け入れる。この結果、反射損失として計測される反射を生成するインピーダンスの不連続性が生成される。反射損失は、コーナー周波数が、転送スロープがどのようなものであっても、位相成分を歪ませるように、反射されるパワーと受け入れられるパワーの電圧比である。この条件は、データ成分の検出を要する位相−振幅−時間のエリア内において歪を生成する。従って、群遅延と群遅延の位相補償とは、いずれも、重要な考慮事項である。良好に構築された楕円フィルタは、事実上、位相−振幅−時間変調用途について先程概説された問題を処理することができる。

適切な通信システムの背景については、発明者であるForrest J. Brownらに対して２００６年５月１６日付けで発行された米国特許第７，０４６，７４１号（現在は、失効している）の図面において、更に詳細に開示されている。この文献の主題は、引用により、そのすべてが、本開示に包含される。

振幅−時間変調された複合信号波変調器／復調器は、通常、従来の通信送信／受信システムとして構成されることになる。又、振幅−時間変調技法は、専用のスタンドアロン通信送信／受信システムであってもよい。

理解されるように、位相−振幅−時間変調は、従来の変調方法の課題の多くを克服する情報通信用の新しい方法を提供する。この新しい変調技術によれば、大きなチャネル帯域幅及びノイズの課題に対処することができる。位相−振幅−時間変調は、相対的に大きなデータレート、相対的に効率的な周波数利用、及びノイズの影響に対する相対的に大きな耐性を提供することが実証されている。

様々な代替実施形態は、衛星データモデム、オイル／ガス産業用の坑井センサ通信、セルラークライアント及びインフラストラクチャ通信、電話機及びｘＤＳＬ、並びに、多数の無線及びケーブル通信用の使用事例を含み得る。

同様に、本発明は、本明細書においては、信号変調装置及びデータ通信用の手段として記述されているが、本発明は、現在既知の又は今後開発される任意の数の通信システム又はその他の類似の装置と共に容易に使用され得る。

最後に、様々な例示用の実施形態を参照し、本発明について上述したが、本発明の範囲を逸脱することなしに、多くの変更、組合せ、及び変形が例示用の実施形態に対して実施されてもよい。例えば、様々なコンポーネントは、代替方法により、実装されてもよい。これらの代替案は、特定の用途に応じて、又は、装置の動作と関連する任意の数の要因に鑑み、適切に選択することができる。更には、本明細書において記述されている技法は、その他のタイプの装置と共に使用されるべく、拡張又は変更されてもよい。これらの及びその他の変更又は変形は、本発明の範囲に含まれるものと解釈されたい。

Claims (15)

1. デジタルデータをエンコードする方法であって、
   位相０において送信用の正弦波を生成するステップと、
   ピーク及びゼロ交差位相からの１つ又は複数の更なる波送信を制限するステップと、
   可変非制限位相において少なくとも１つの更なる正弦波を生成するステップと、
   振幅−時間変調の歪を通じて前記正弦波のうちの１つ又は複数を歪ませてデジタル情報をエンコードするステップと、
   振幅−時間変調を通じて前記正弦波の歪においてビットコンテンツ１〜ｎをエンコードするステップと、
   を含む方法。
2. １サイクル内において、密度１〜ｎにおいて、位相シフトされた正弦波を送信するステップを更に含む請求項１に記載の方法。
3. 前記正弦波振幅の位相変動歪から前記デジタル情報をデコードするステップを更に含む請求項１に記載の方法。
4. 振幅−時間変調の前記歪は、短期間にわたって正弦波の振幅を維持するか又は最小限に遅延させるステップのうちの少なくとも１つを介して実現される請求項１に記載の方法。
5. 前記正弦波の振幅−時間変調の前記歪は、前記正弦波上におけるステップを近似している請求項１に記載の方法。
6. データ値と制御メッセージのうちの１つを前記正弦波のうちの１つの正弦波の位相シフトとしてエンコードするステップを更に含む請求項１に記載の方法。
7. 前記位相シフトは、変調の向きの反転、最上位ビット（ＭＳＢ）の位置の反転、データビット場所の予め定義されたフォーマッティング、及びシンボル用の追加データビットの表現のうちの１つ又は複数を示す請求項６に記載の方法。
8. 前記正弦波のうちの１つ又は複数の正弦波の振幅及び位相成分は、互いに直交した状態において送信される請求項１に記載の方法。
9. 前記正弦波を合計するステップと、前記正弦波を変換するステップと、前記正弦波を送信するステップと、を更に含む請求項１に記載の方法。
10. 前記正弦波を受信するステップと、前記正弦波から前記デジタル情報を暗号解読するステップと、を更に含む請求項９に記載の方法。
11. 正弦波上においてデジタルデータをエンコードするシステムであって、
    正弦波を生成するように構成された生成器回路と、
    ピーク及びゼロ交差位相からの可変波送信を制限すると共に、制限されていない位相において可変波送信を生成するように構成されたコントローラ／カウンタ回路と、
    前記正弦波の振幅−時間変調を歪ませることにより、１サイクル内において、１〜ｎのビットコンテンツによってデジタル情報をエンコードするように構成されたコントローラ／遅延回路と、
    前記可変位相シフト正弦波を用いて第１正弦波を複合正弦波として合計するように構成された合計回路と、
    送信のために前記複合正弦波を変換するように構成されたアップコンバータ回路と、
    前記複合正弦波を送信するように構成されたフロントエンド回路と、
    を含むシステム。
12. 前記複合正弦波から前記デジタルデータをデコードするように構成されたダウンコンバータ回路を更に含む請求項１１に記載のシステム。
13. 前記コントローラ／遅延回路は、波位相を遅延させることにより、前記正弦波の振幅−時間歪を生成するように構成されている請求項１１に記載のシステム。
14. 前記正弦波の振幅−時間歪は、波シグネチャ内のステップとして示される請求項１３に記載のシステム。
15. 前記コントローラ／カウンタ回路は、前記正弦波に沿った既定の位相場所期間において複数の正弦波搬送波１〜ｎを生成するように構成されている請求項１１に記載のシステム。

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