JP2017519476A - 無線誘導電力伝送 - Google Patents

Abstract

電力を受電体へ伝送する送電機（２）は、電力を供給する第１インダクタ（３０７）と、受電体からデータ信号を受信する第２インダクタ（４０７）とを有する。第１インダクタ（３０７）及び第２インダクタ（４０７）は、データ伝送回路（７０１）及びデータ信号受信回路（７０２）における別個のインダクタである。データ信号受信回路（７０２）は、第２インダクタ（４０７）によって受信されたデータ信号を取り出すデータ抽出回路（１００７）を有する。送電機は、データ信号に応じて電力を制御する制御回路（４０１）を有する。送電機は、電力伝送期間の間に電力を伝送し、電力がローである期間に対応する通信期間の間にデータを受信する。制御回路（４０１）は、通信期間の間にデータ抽出回路（１００７）及び第２インダクタ（４０７）を互いに電気的に結合し、電力伝送期間の少なくとも一部の間にそれらを電気的に分離する。

Description

本発明は、誘導電力伝送に関係があり、特に、排他的ではないが、Ｑｉ無線電力伝送標準に従う誘導電力伝送システム、及び送電機に関係がある。

多くのシステムは、電力をデバイスへ供給するために、配線及び／又は電気接点を必要とする。それらの配線及び接点を削除することは、改善されたユーザ経験を提供する。従来、これは、デバイスに設置されたバッテリを用いて達成されていたが、このアプローチは、余分の重量、体積、及びバッテリを頻繁に交換又は充電する必要性を含む多数の欠点を伴う。近年、無線誘導電力伝送を使用するアプローチが、ますます関心を持たれるようになっている。

この関心の高まりの部分は、多種多様なポータブル及びモバイルデバイスがこの１０年間で爆発的に増えていることによる。例えば、携帯電話機、タブレット、メディアプレイヤーなどの使用は普遍的になっている。そのようなデバイスは、一般的に、内蔵バッテリによって給電され、典型的な使用シナリオは、バッテリの再充電、又は外部電源からのデバイスの直接の有線給電をしばしば必要とする。

述べられたように、最新のデバイスは、外部電源から給電されるよう配線又は明らかな電気接点を必要とする。しかし、これは、実際的でない傾向があり、ユーザに、物理的にコネクタを挿入すること、又は別なふうに物理的な電気接触を確立することを要求する。それはまた、配線の長さを導入することによってユーザにとって不便である傾向がある。通常は、電力要求も相当に異なり、現在ほとんどのデバイスは、それ自身の専用の電源を供給されており、結果として、典型的なユーザは多数の異なった電力供給を有することとなる。夫々の電力供給は特定のデバイスに専用である。内蔵バッテリは、外部電源への有線接続の必要性を阻止することができるが、このアプローチは、バッテリが再充電する（又は交換する（高価である。））必要があるので、部分的な解決法しか提供しない。バッテリの使用はまた、デバイスの重量並びに場合により費用及びサイズを実質的に増大させうる。

有意に改善されたユーザ経験を提供するために、電力が送電デバイスにおける送電コイルから個々のデバイスにおける受電コイルへ誘導的に伝送される無線電力供給を使用することが提案されている。

磁気誘導を介した送電は、よく知られた概念であり、一次送電コイルと二次受電コイルとの間の密結合を有する変圧器においてたいていは適用される。２つのデバイスの間で一次送電コイルと二次受電コイルとを分離することによって、デバイス間の無線電力伝送は、疎結合変圧器の原理に基づき可能になる。

そのような配置は、如何なる配線又は物理的な電気接触も必要とすることなしに、デバイスへの無線電力伝送を可能にする。実際に、それは、デバイスが、外部から充電又は給電されるために、送電コイルに隣接して又はその上に置かれることを単に可能にしてよい。例えば、送電デバイスは、デバイスが給電されるために単に置かれ得る水平面に並べられてよい。

更には、そのような無線電力伝送配置は、有利なことに、送電デバイスが一連の受電デバイスとともに使用され得るように設計されてよい。特に、Ｑｉ標準として知られている無線電力伝送標準が定義されており、現在更に開発されている。この標準は、Ｑｉ標準を満足する送電デバイスが、やはりＱｉ標準を満足する受電デバイスとともに、それらが同じ製造者によるものであること又は互いに対して専用であることを必要とせずに、使用されることを可能にする。Ｑｉ標準は、動作が（特定の電力ドレインに依存する）特定の受電デバイスに適応されることを可能にするいくつかの機能性を更に含んでよい。

Ｑｉ標準は、Wireless Power Consortiumによって整備され、更なる情報は、例えば、彼らのウェブサイト：http://www.wirelesspowerconsortium.com/index.htmlにおいて見つけられ得る。そのウェブサイトでは、特に、定義された標準の文書が見つけられ得る。

例として、図１は、テーブルトップに組み込まれた電力伝送システムの一部分を表し、図２は、給電される様々な器具とともに電力伝送システムを表す。

本発明に従うシステムのための誘導電源は、コードレス器具に給電するよう、スタンドアローンであるか、又はキッチンカウンターに組み込まれてよい。図１は、テーブルトップ１において、電源コード３を設けられた送電機２がテーブルトップにおける穴４に設置されるシステムを表す。送電機の組み込みは、カウンタートップ及び電磁調理台（induction cooktops）に制限されない。それらはまた、キッチン又はダイニングテーブルに組み込まれてよく、このようにして、以前は不可能であった全く新しい機能を可能にする。例は、食べ物又は飲み物を温かく保つこと、パンを焼くこと、コーヒーを煎れること、又はワインを冷やすことである。それはまた、家庭において又はレストランにおいてテーブルトップでのあらゆる調理可能性を可能にする。図２は、表面１の下に送電機２が位置付けられているシステムを表す。パン焼き器５、鍋及びスチールパンのような様々な器具５が送電機２によって給電されてよい。

送電機と受電体との相互作用及び相互接続をサポートするために、それらのデバイスは互いと通信することができることが好ましい。すなわち、それは、送電機と受電体との間の通信がサポートされる場合に、及び望ましくは、通信が双方向においてサポートされる場合に好ましい。受電体と送電機との間の通信を可能にする無線電力伝送システムの例は、米国特許出願公開第２０１２／３１４７４５（Ａ１）号明細書（特許文献１）において与えられる。

Ｑｉ標準は、受電体から送電機への通信をサポートして、送電機が特定の受電体に適応することを可能にし得る情報を受電体が提供することを可能にする。現在の標準では、受電体から送電機への単方向の通信リンクが定義されており、アプローチは、制御側要素である受電体の理念に基づく。送電機と受電体との間の電力伝送を準備し制御するよう、受電体は、具体的に、情報を送電機へ送る。

単方向通信は、負荷変調を実施する送電体によって達成され、このとき、受電体によって二次受電コイルへ加えられる負荷は、電力信号の変調を提供するよう変更される。電気的特性における結果として現れる変化（例えば、電流引き込みの変化）は、送電機によって検出され復号（復調）される。

低電力のためのＱｉ無線電力仕様において、受電側は、電力信号の振幅を変調することによって送電側と通信する。この場合に、電力信号は、通信信号のための搬送波信号として使用される。

しかし、Ｑｉシステムの制限は、それが送電機から受電体への通信をサポートしないことである。更に、Ｑｉのために開発された負荷変調は、いくつかの器具では次善でありうる。

例として、図３は、典型的な誘導加熱器具のための電力供給経路を表す。電力供給は、入力ＡＣ電圧（例えば、本線）を整流するＡＣ／ＤＣコンバータ３０１を有する。整流された本線信号はＤＣ／ＡＣコンバータ３０３（インバータ）へ供給される。ＤＣ／ＡＣコンバータ３０３は高周波駆動信号を生成する。生成された高周波駆動信号は、共振タンク３０５（同調されたＬ−Ｃ回路）へ、そしてこれを介して送電コイル３０７へ供給される。システムは受電体、この例では加熱パンを含む。加熱パンは、受電コイル３０９及び負荷Ｒ＿Ｓｏｌｅ３１１（パン単独での渦電流損失に相当する。）によって表され得る。

図４は、図３の電力経路の電圧波形を表す。本線電圧Umainsは、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０１によって電圧Udc_absに整流される。整流された本線電圧をバッファリングするために使用される大容量保持キャパシタは、この種の用途においては通常は適用されない。これは、それがこの用途の全体の本線高調波歪みを増大させるからである。結果として、変化するＤＣ電圧がＡＣ／ＤＣコンバータ３０１によって生成される。

整流された電圧Udc_absの特性により、ＤＣ／ＡＣコンバータ３０３の出力電圧Uac_HFは、図４に示されるように成形される。インバータの通常の動作周波数は、２０ｋＨｚから１００ｋＨｚ程度である。

送電コイル３０７は、受電コイル３０９及び抵抗Ｒ＿Ｓｏｌｅ３１１とともに、基本的にはＤＣ／ＡＣコンバータ３０３の負荷である。しかし、この負荷の性質（誘導性及び抵抗性の両方）により、共振回路３０５は、負荷の誘導部分をキャンセルするために、ＤＣ／ＡＣコンバータ３０３とこの負荷との間で通常は使用される。更に、共振ネットワーク３０５は、ＤＣ／ＡＣコンバータ３０３において通常は使用されるインバータのスイッチング損失の低減を通常はもたらす。

図２のようなシステムにおける受電側と送電側との間の通信は、多数の課題及び困難に直面している。特に、電力信号の要件及び特性と通信の要望との間には通常はコンフリクトが存在する。通常、システムは、電力伝送機能と通信機能との間の密接な相互作用を必要とする。例えば、システムは、送電側と受電側との間で誘導結合されるただ１つの信号、すなわち、電力信号自体、の概念に基づき設計される。しかし、電力伝送を実施するだけでなく情報も搬送するための電力信号自体は、電力信号振幅の変化する性質により問題をもたらす。例えば、電力信号上に信号を変調するために、又は負荷変調を使用するために、電力信号は十分な振幅を有されなければならない。しかし、これは、図４で示されるように、電力信号について保証され得ない。

具体例として、受電体が（例えば、Ｑｉシステムにおいて）負荷変調によってデータを送る負荷変調アプローチを使用することは、常用負荷が比較的一定であることを必要とする。しかし、これは、多くの用途において保証され得ない。

例えば、無線電力伝送がモーター駆動器具（例えば、ブレンダー）に給電するために使用されるべき場合に、図３のような電力経路が使用され得るが、負荷（加熱パンに対応）は、別個の受電インダクタ３１３（Ｒｘ＿ｃｏｉｌ）、ＡＣ／ＤＣコンバータ３１５及びＤＣモーター３１７自体によって置換される。そのような電力経路は図５に表されている。

そのような無線モーター駆動器具の典型的な電圧及び電流波形は、図６に示されている。図示されるように、モーター電流Idc_motは、極めて不規則且つ不連続である傾向がある。これは、モーターの回転電圧によって引き起こされる。ＤＣ／ＡＣコンバータ（インバータ）は、電圧Uac_Rxがモーターで引き起こされる回転電圧Udc_motよりも高い場合のみ、電流をモーターへ供給することができる。

モーターの速度（又はトルク）を制御するよう、速度センサ（又は電流センサ）が、速度センサから送電機へのフィードバックループとともに、システムに加えられてよい。インバータの性質（電圧又は電流源でありうる。）により、ＤＣ／ＡＣコンバータ（インバータ）は、望ましくは、このフィードバックループに組み込まれる。従って、器具部分（受電体）と送電部分との間には通信が必要とされる。これは、器具側で負荷変調技術を適用することによって達成されてよい。それにより、負荷の変化は、送電機側で検出され復調され得る。この復調されたデータは、その場合に、モーター速度（若しくはトルク）の情報、又は、実際には、例えば、送電機を制御するために使用され得る如何なる他の情報も含むことができる。

しかし、モーター駆動器具が電流を引き込む場合に、この電流の振幅は、モーターの負荷と強く関係している。モーター負荷が変化している場合には、モーター電流も変化している。これは、インバータ電流の振幅も負荷とともに変化することをもたらす。この負荷変動は、負荷変調を妨げ、通信の劣化をもたらす。確かに、実際上、負荷の部分としてモーターを含む負荷について負荷変調を検出することは、通常は非常に難しい。従って、そのようなシナリオでは、通信エラーの数は比較的高く、あるいは、通信は、非常に高いデータシンボルエネルギを利用して、可能なデータレートを大いに低下させうる。

キッチン器具に関して、この通信方法は、次の特性に悩まされる：
● 数十ｋＨｚから約１００ｋＨｚの範囲に通常はある電力信号は、一定でない。更には、その振幅は、送電機において存在するＤＣ／ＡＣコンバータが整流された正弦波を供給されるので、本線周波数（例えば、５０又は６０Ｈｚ）とともに変化する。
● 整流された正弦波のゼロ交差の間に、インバータ電流はゼロであるから、振幅変調に利用可能な搬送波は存在しない。
● 器具の負荷は変化し、このことは振幅変調を妨げる。

１つの可能な解決法は、ＲＦＩＤ、ＮＦＣ、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）、ＺｉｇＢｅｅ（登録商標）のような他の通信手段を使用することである。

１つの他の可能な解決法は、送電側又は受電側で別個の搬送波信号を生成することである。インバータが無効にされる、本線電圧のゼロ交差の近くにある期間は、通信目的のために使用される。よって、受電側と送電側との間の通信は、電力信号によって又は負荷変動によって影響を及ぼされない。

全ての可能な解決法に関して、安全性が最大の関心事であると考えられる。安全性の１つの側面は、通信が安全であるべきことである。ブレンダー、コーヒーマシンなどのような様々な装置は、受電体として使用されてよく、キッチンは、１つよりも多い送電機を備えてよい。送電機の上に実際に置かれておらずキッチン内のどこかにある受電体の通信信号に反応する送電機は、深刻な安全性の問題を引き起こす。従って、通信チャネルと電力チャネルとの間の非常に近い関係、望ましくは一対一の関係が好ましい。更には、送電機及び受電体は、望ましくは、コンパクト設計である。更には、通信システムは、望ましくはロバスト且つセンシティブであるべきである。

更には、有効な通信を提供するために、通信に関連したオーバーヘッド（例えば、通信したいと望むことによって引き起こされる電力伝送の中断又は劣化）は、可能な限り低減されることが望ましい。

従って、改善された電力伝送システムが有利であり、特に、通信サポートの改善、信頼性の向上、フレキシビリティの向上、実施の容易化、負荷変動に対する感度の低減、及び／又は性能の改善を可能にするシステムが有利である。

米国特許出願公開第２０１２／３１４７４５（Ａ１）号明細書

然るに、本発明は、上記の欠点のうちの１つ以上を単独で又は如何なる組み合わせにおいても望ましくは軽減、緩和又は排除しようとする。

本発明の第１の態様に従って、誘導電力信号を用いて電力を受電体へ伝える送電機であって、
第１インダクタを介して誘導電力信号を前記受電体へ供給する前記第１インダクタと、
前記受電体からデータ信号を受信する第２インダクタと、
前記第２インダクタと直列結合するキャパシタと
を有し、
前記第１インダクタ及び前記第２インダクタは、電力伝送回路及びデータ信号受信回路における別個のインダクタであり、
前記データ信号受信回路は、前記第２インダクタによって受信される前記データ信号を取り出すデータ抽出回路と、通信期間を含む駆動時間インターバルの間に前記第２インダクタ及び前記キャパシタの直列結合のための駆動信号を生成するドライバとを有し、
当該送電機は、受信された前記データ信号に応じて、前記第１インダクタを介して前記受電体へ供給される前記誘導電力信号を制御する制御ユニットを有し、
当該送電機は、繰り返し時間フレームの電力伝送期間の間に前記第１インダクタを介して電力を伝送し、繰り返し時間フレームの通信期間の間に前記第２インダクタを介してデータ信号を受信するよう構成され、前記誘導電力信号の電力は、前記電力伝送期間に対して前記通信期間について低減され、
前記制御ユニットは、通信期間の間の前記第２インダクタへの前記データ抽出回路の制御された電気結合と、電力伝送期間の少なくとも一部の間の前記第２インダクタからの前記データ抽出回路の電気分断との適用のために構成され、
前記データ信号受信回路は、少なくとも部分的に先行する前記通信期間における時間フレームの放電時間インターバルの間に前記キャパシタを放電する放電回路を更に有する、
送電機が提供される。

本発明は、多くの実施形態において、改善された動作を提供することができ、特に、容易にされた及び／又は改善された通信及び／又は電力伝送を提供することができる。多くのシナリオにおいて、アプローチは、改善された信頼性を提供することができ、例えば、部品損傷の危険性を減らすことができる。

アプローチは、通信期間より前に、第１インダクタと直列に結合されたキャパシタを放電する機能を更に有する。これは、例えば、送電機のコンポーネントへの損傷の危険性を減らすことができる。更には、それは、より効率的な動作を可能にし、且つ、例えば、通信が実施され得る前の遅延又は待機時間を削減することができる。例えば、それは、例えば、負荷変調され得る搬送波を生成するために、第２インダクタのより高速な駆動を可能にすることができる。

第１インダクタ及び第２インダクタは、別個のインダクタである。これは、送電機から受電体へ電力を供給する送電チャネルと、受電体から送電機へデータを供給する通信チャネルとが、実質的に電気的に別個の回路であることを可能にする。それらの別個のチャネルは、ここでは「電力伝送回路」及び「データ受信回路」と呼ばれる。このアプローチは、２つのチャネル、すなわち、電力チャネル及び通信チャネルが独立して最適化され得るという利点を提供する。例えば、送電コイル及びその共振回路は、最適な電力伝送性能のために設計される。例えば、それらは、電力信号周波数（通常は、２０〜１００ｋＨｚの範囲）よりも大きい周波数（１００ｋＨ〜２０ＭＨｚ）を有すると通常は期待される通信信号のためには最適化されない。本アプローチは、代わりに、別個の通信コイルを設ける。送電機は、第２インダクタからデータ信号を取り出すデータ抽出回路、例えば、復調回路と、取り出されたデータ信号に応じて、第１インダクタを介して受電体へ供給される電力を制御する制御ユニットとをデータ受信回路において有する。受電体によって送信された受信されたデータ信号は、電力信号、それによって、前記受電体へ供給されるべき電力を制御するために使用される。

時間フレームは、周期的に繰り返す電力伝送信号時間フレームであってよく、５Ｈｚ以上２００Ｈｚ以下の繰り返し周波数を有してよい。キャパシタ及び第２インダクタは共振回路を形成してよい。

送電機は、電力期間の間に第１インダクタを介して電力を伝送し、通信期間の間に第２インダクタを介して信号を受信するよう構成される。それらの期間は、少なくとも部分的に重なり合ってよいが、望ましくは重なり合わない。このようにして、少なくとも通信及び電力伝送期間を有する繰り返し時間フレームが提供される。誘導電力信号の電力は、電力伝送期間と比べて、通信期間の間に低減される。多くの実施形態において、通信期間の最大電力レベルは、電力伝送期間の最小電力レベルよりも低い。多くの実施形態において、電力伝送期間の間の平均電力レベルは、通信期間の間の平均電力レベルの少なくとも２倍、しばしば少なくとも５倍である。

通信期間は、このように、電源信号がロー（low）である期間に対応してよい。ここで、「ロー」とは、平均電力信号に対して低いことを意味する。通信信号は、電力信号レベルが相対的にローである期間の間に受信される。そのような期間において、電力信号は、通信信号に対して無視できるほどの（又はほんのわずかな）影響をしばしば有する。これは、データ信号伝送の効率を高める。データ信号は、電力信号がローである期間に送信される。電力信号自体は、その場合に、データ信号に対して無視できるほどの影響を有する。

なお、コンパクト設計のために、且つ、駆動されるもの以外の受電体からの信号が使用される可能性を可能な限り減らすよう、通信及び電力チャネルは、望ましくは、非常に近い関係、しばしばほぼ一対一の関係を有する。例えば、通信コイルは、電力コイルと同じ磁気平面を共有する（例えば、送信通信コイル及び送電コイルは同じ磁気平面にあるべきであり、受信通信コイル及び受電コイルは同じ磁気平面にあるべきである。）。よって、送電インダクタ（通常は、コイルの形をとる。）と送信インダクタとの間の磁気結合は、比較的大きい値を有することができる。

０．３乃至０．５の結合係数が通常は期待され得る。そのような状況では、電力信号は、電力信号のゼロ交差周囲の通信期間の間に通信信号に対して無視できるほどの（又はほんのわずかな）影響を有すると期待される（電力信号の振幅は送信期間の間に非常に小さいか又はゼロであるので。）が、送信コイルにかかる大きい電圧が電力伝送期間の間にしばしば生成され得る。通信コイルのインダクタンス値に応じて、それにかかる電圧は数百ボルトに達し得る。通信コイルにかかる電圧は、コイルのインダクタンス値を下げることによって低減され得るが、それにかかる電圧は、１又は２巻を有するコイルを用いてさえ、依然として１００Ｖ以上に達し得る。例えば、２巻を有する２１．４ｃｍのコイルに対応する３μＨのインダクタンス値によれば、それにかかる電圧は依然として１２０Ｖに達する。

送信コイルの両端で生成される大きい電圧（及び電流）レベルは、通信エレクトロニクス、特に、復調回路に潜在的にダメージを与え、恒久的に破壊することさえありうる。これは、深刻な安全性の問題を生じさせうる。簡単な解決法は、そのような大きい電圧に耐える電子部品を実装することである。しかし、このアプローチは、エレクトロニクスのコスト、サイズ、複雑さなどが許容できないレベルまで高まるので、望まれていない。

記載されるアプローチは、制御ユニットが、通信期間の間の第２インダクタへのデータ抽出回路の制御された電気的結合、及び電力伝送期間の少なくとも一部の間の第２インダクタからのデータ抽出回路の電気的分離の適用のために構成される簡単な解決法を可能にする。

通信期間の外側で起こる分離は、通信回路を流れる電流を制限する。

送信コイル、すなわち第２インダクタにかかる電圧は、多くの実施形態において、電力伝送期間の間に数百ボルトに達し得るので、通信回路を流れる電流は、非常に大きい値、通常は数アンペアに達し得る。制御可能な分断器（decoupler）、例えば、送信コイルと直列なスイッチが実装される。このスイッチは、通信コイルにかかる電圧が、データ抽出回路に損傷を与えうる電流を生成する場合（すなわち、電力伝送期間の少なくとも一部の間）に開かれるよう制御される。制御回路は、第２インダクタからのデータ抽出回路の電気的分断のためにスイッチを開く。様々な制御方法は、例えば：
電力信号に対してタイミングを取ること、及び／又は回路を流れる電流を測定して、ある閾値の下で若しくは上でスイッチを開放若しくは閉成すること
である。

通信期間の間、第２インダクタは、データ信号を受け取るために、データ抽出回路に電気的に結合される。

任意に、送電機は、抵抗と、前記データ抽出回路を通る最大電流を低減するよう前記データ抽出回路に対して前記抵抗を結合又は分離する制御可能スイッチとを有する。

通信コイルを流れる大きい電流は、スイッチが閉じられる場合に依然として起こり得るので、ダンピング抵抗（通常は、約１００オーム）が、例えば、スイッチと直列に、設けられてよい。この抵抗は、データ抽出回路を流れる電流を制限して、データ抽出回路を通る最大電流を低減する。

上記のダンピング抵抗は、通信期間の少なくとも大部分の間、データ受信回路から分離されてよい。ダンピング抵抗の機能は、データ抽出回路を流れる高すぎる電流に起因したデータ抽出回路への起こり得る損傷を防止又は回避するよう、データ抽出回路を流れる電流を制限することである。データ抽出回路を通る電流を制限することは、しかしながら、感度を低下させる。通信期間の少なくとも大部分の間にダンピング抵抗を分離することによって、感度又はデータ伝送の効率を下げることなしに又はそれほど下げることなし、安全対策（通信期間の外側でデータ抽出回路を通る最大電流を低減すること）が提供される。このことは、通信期間の少なくとも一部の間にダンピング抵抗が分離されることで、通信期間の間の如何なる影響も、もしあったとしてもほとんどないからである。

本発明の他の態様に従って、上記の送電機を有する電力伝送システムが提供される。本発明の他の態様に従って、誘導電力信号を用いて電力を受電体へ伝える送電機の作動方法であって、当該送電機は、第１インダクタを介して誘導電力信号を前記受電体へ供給する前記第１インダクタと、前記受電体からデータ信号を受信する第２インダクタと、該第２インダクタと直列結合するキャパシタとを有し、前記第１インダクタ及び前記第２インダクタは、電力伝送回路及びデータ信号受信回路における別個のインダクタである、作動方法において、
前記データ信号受信回路のデータ抽出回路が、前記第２インダクタによって受信される前記データ信号を取り出すステップと、
ドライバが、通信期間を含む駆動時間インターバルの間に前記第２インダクタ及び前記キャパシタの直列結合のための駆動信号を生成するステップと、
制御ユニットが、受信された前記データ信号に応じて、前記第１インダクタを介して前記受電体へ供給される前記誘導電力信号を制御するステップと、
繰り返し時間フレームの電力伝送期間の間に前記第１インダクタを介して電力を伝送し、繰り返し時間フレームの通信期間の間に前記第２インダクタを介してデータ信号を受信するステップであり、前記誘導電力信号の電力は、前記電力伝送期間に対して前記通信期間について低減される、ステップと、
通信期間の間の前記第２インダクタへの前記データ抽出回路の制御された電気結合と、電力伝送期間の少なくとも一部の間の前記第２インダクタからの前記データ抽出回路の電気分断とを適用するステップと、
前記データ信号受信回路の放電回路が、少なくとも部分的に先行する前記通信期間における時間フレームの放電時間インターバルの間に前記キャパシタを放電するステップと
を有する作動方法が提供される。

本発明のそれら及び他の態様、特徴及び利点は、以降で記載される実施形態から明らかであり、それらを参照して説明される。

本発明の実施形態は、単なる一例として、図面を参照して記載される。
テーブルトップに組み込まれている電力伝送システムの部分を表す。 給電される様々な器具とともに電力伝送システムを表す。 先行技術に従う電力伝送システムの例を表す。 電力伝送システムのいくつかの信号の例を表す。 送電機及び受電体を有する電力伝送システムの例を表す。 電力伝送システムのいくつかの信号の例を表す。 本発明のいくつかの実施形態に従って、送電機及び受電体を有する電力伝送システムの例を表す。 インバータ駆動回路の例を表す。 インバータ駆動回路の例を表す。 電力伝送システムの信号の例を表す。 送電機における電力及び導電コイルの配置を表す。 電力伝送フェーズの間に期待され得る電力及ぶ通信コイルにかかる典型的な電圧信号を示す。 本発明のいくつかの実施形態に従う電力伝送システムの要素の例を表す。 本発明のいくつかの実施形態に従う電力伝送システムの要素の例を表す。 好適な実施形態の詳細を示す。 様々な期間及びスイッチの開閉を表す。 図１５のスキームに対する変形を表す。 データ抽出回路を通る電流を制限するためのわずかに異なった配置を表す。 電力伝送期間の間にＤＣ／ＡＣコンバータの入力ノードでの電圧を制限する保護回路を有する本発明の実施形態を表す。 電力伝送期間の間にＤＣ／ＡＣコンバータの入力ノードでの電圧を制限する保護回路を有する本発明の更なる実施形態を表す。 図は、例となる図である。同じ部分は、同じ参照番号によって概して示される。

以下で、電力チャネル及びデータチャネルが別個の電気回路であるところのいくつかの実施形態が記載される。

本発明のいくつかの実施形態に従う、送電機及び受電体を有する電力伝送システムの例は、図７において示されている。例において、送電機の第１インダクタ３０７及び第２インダクタ４０７、すなわち、夫々、送電コイル３０７及び通信コイル４０７とも呼ばれる電力伝送インダクタ及び通信インダクタは、別個のインダクタである。これは、送電機２から受電体５へ向かう矢印によって図７に表されている、送電機から受電体へ電力を供給する送電チャネルと、受電体５から送電機２へ向かう矢印によって表されている、受電体から送電機へデータを供給する通信チャネルとが、実質的に電気的に別個の回路であることを可能にする。送電機は、少なくとも部分３０１、３０３、３０５及び３０７を有する電力伝送回路７０１と、少なくとも要素４０３及び４０７を有するデータ信号受信回路７０２とを有する。受電体５における制御回路４１７は、電力信号の電力が低減される通信期間の間にインダクタ４１３を介してデータ信号受信回路７０２へ送られるデータ信号を供給する。実際に、システムにおいて、電力伝送の間に、システムは、少なくとも電力伝送期間（又はインターバル／タイムスロット）及び通信期間（又はインターバル／タイムスロット）を有する繰り返し時間フレームを導入する。誘導電力信号の電力レベルは、電力伝送期間に対して通信期間の間に低減される。ほとんどの実施形態において、誘導電力信号の電力レベルは、電力信号自体が送電機２へ送られるデータ信号に対して無視できるほどの影響しか有さないように、通信期間の間、十分に低い。このアプローチは、２つのチャネル（電力及び通信チャネル）が独立して最適化され得、且つ、２つの回路７０１及び７０２がそれらの機能のために実質的に個別に最適化され得るという利点を提供する。例えば、送電コイル及びその共振回路は、最適な電力伝送性能のために設計され得、一方、通信コイル及び実際に共振回路は、通信のために最適化され得る。

図７は、搬送波生成及び復調回路４０３からデータを取り出すよう配置されるＴｘ制御回路４０１（受電体５から受信されたデータを区別する部分を更に有する。）を備える送電機２を概略的に示す。Ｔｘ制御回路４０１は、電力チャネルを制御するために信号を使用する。例えば、電力の量は、デバイスのタイプ及び／又はデバイスを駆動するのに必要とされる負荷に依存し、これに関するフィードバックは、受電体５から送電機２へ通信チャネルを介して送られるデータによって提供され得る。図７において、インジケーションｋｐ及びｋｃは、インダクタ３０７及び３１３の間及びインダクタ４０７及び４１３の間の結合係数を夫々表す。参照“ＺｅｒｏＸ”はゼロ交差を表し、入力信号Umainsがゼロ交差を有する場合を示すよう供給され又は取り出されるタイミング情報を示す。これは、入力電源信号Umainsにおけるゼロ交差の発生に関する情報をＴｘ制御ユニット４０１が受け取ることを示す。Ｔｘ制御ユニット４０１は、次いで、それらのゼロ交差のタイミングに応答して、電力インバータ（３０３）及び搬送波発生及び復調回路（４０３）を然るべく制御することができる。

実施形態において、ゼロ交差のタイミングは、通信期間／インターバル／タイムスロット及び電力伝送期間／インターバル／タイムスロットを有する時間フレームを生成するために使用される。通信期間はゼロ交差の周囲に位置付けられ、通信が起こり得る、特に、受電体５が負荷変調によって通信し得る期間である。電力伝送信号の電力レベルの周囲の通信期間のタイミングにより、電力伝送信号の電力レベルは、電力伝送期間の間よりも通信期間の間の方が低い。実際に、いくつかの実施形態において、電力伝送回路７０１は、電力信号（すなわち、電力伝送コイル３０７のための駆動信号）をオフするよう構成されてよい。

このように、周期的に繰り返す電力伝送時間フレームが導入される。それは、（少なくとも）２つの異なった時間インターバル、すなわち、電力伝送期間及び通信期間を有する。電力レベルは、通信期間において低減される。よって、電力の伝送は、電力伝送期間において主に実施され、一方、通信期間は、データの通信のために使用される。

更に詳細には、整流器３０１は、電源信号Umainsを受け、これを整流する。整流器３０１は、このように、ＡＣ信号を受信して、変化するレベルを有するＤＣ信号を生成するＡＣ／ＤＣコンバータであってよい。

具体例において、電源は、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの周波数を有する、本線から得られた正弦波信号を受ける。整流器３０１は、正弦波信号の全波整流を実施する。このようにして、図４のUdc_absに対応する電源信号は生成される。

電源信号における周期的変化の周波数は、通常は、本線信号の周波数から導出され、よって、通常は、５０又は６０Ｈｚ（あるいは、その一次高調波、すなわち、１００Ｈｚ又は１２０Ｈｚ）に対応する。なお、他の実施形態では、変動は１ｋＨｚまでであってよい。

例において、整流器３０１は、如何なる平滑化キャパシタも含まず、よって、電源信号は、全波整流された正弦波信号に対応する。なお、他の実施形態では、整流器３０１は、整流された信号を平滑化して、レベル変動がより小さい電源信号を生成するキャパシタを有してよい。なお、ほとんどの実施形態において、キャパシタは比較的小さく、少なくともいくつかの負荷について実質的に変化するレベルを有する電源信号をもたらし得る。例えば、多くのシナリオにおいて、リプルは、全負荷の少なくとも２５％又は５０％であってよい。

このように、ＤＣ電源信号は、変化する電圧を有するように生成される。変化する電圧は、ＡＣレベルの変動に起因し、よって、ＤＣ電源信号は、本線の周波数の２倍の周期を有する、すなわち、５０Ｈｚ入力信号について１０ミリ秒又は６０Ｈｚ入力信号について８．３ミリ秒の周期を有する周期信号である。

整流器３０１は、電力信号発生器３０３へ結合されている。電力信号発生器３０３は、電源信号を受信し、これから、共振タンク３０５を介して電力信号発生器３０３へ結合されている電力伝送コイルのための駆動信号を生成する。

振幅変動の周波数は、通常は、電源信号の変動に追随する。一般に、周波数は比較的低く保たれ、１ｋＨｚを超えない。しかし、振幅がそのような比較的低い周波数で変化する一方で、駆動信号の周波数自体は相対的に高い。

電力信号発生器３０３は、具体的に、電力信号の周波数よりも高いように駆動信号の周波数を生成するよう構成された周波数コンバータを有してよい。周波数コンバータは、電力信号に対して駆動信号の周波数を増大させ得る。電力伝送コイル３０７は、電源信号の周波数よりも相当に高い周波数を有する駆動信号によって駆動される。電源信号の周期は、通常は、２．５ミリ秒又は５ミリ秒（夫々４００Ｈｚ又は２００Ｈｚの周波数に対応する。）以上である。しかし、駆動信号は、通常は、少なくとも２０ｋＨｚ乃至２００ｋＨｚの周波数を有する。電力伝送期間、すなわち、通信期間どうしの間のインターバルの間、駆動信号は、具体的に：

d(t)=p(t)・x(t)

として与えられてよい。p(t)は電源信号であり、x(t)は、p(t)よりも高い周波数を有し、通常は、よりずっと高い（例えば、通常は１００倍以上高い）周波数を有する信号である。損失を減らすために、x(t)は、通常はＡＣ信号である。すなわち、それは、ゼロの平均値を有する。

x(t)は、例えば、正弦波であってよい。なお、図４の例では、x(t)は矩形波信号に対応する。周波数変換は、当該例において、乗算によってよりもむしろ、スイッチング動作によって実施される。具体的に、周波数コンバータは、電源信号が電源電圧として供給されるスイッチ回路を有する。スイッチ回路は、電源信号と周波数変換信号x(t)との乗算に対応する効果を提供するスイッチ素子を介して電力伝送コイル３０７からタンク回路３０５へ結合する。

図７のシステムにおいて、周波数コンバータは、電源電圧として使用される電源信号の変化するＤＣ電圧から交流信号を生成するインバータの形で駆動回路を含む。図８は、ハーフブリッジインバータの例を示す。スイッチＳ１及びＳ２は、それらが決して同時に閉じられないように制御される。交互に、Ｓ２が開いている間はＳ１は閉じられ、Ｓ１が開いている間はＳ２は閉じられる。スイッチは、所望の周波数で開閉され、それによって、出力部で交流信号を生成する。図９は、フルブリッジインバータを示す。スイッチＳ１及びＳ２は、それらが決して同時に閉じられないように制御される。交互に、Ｓ２及びＳ３が開いている間はＳ１及びＳ４は閉じられ、次いで、Ｓ１及びＳ３が閉じられている間はＳ２及びＳ４は閉じられ、それによって、出力部で矩形波信号を生成する。スイッチは、所望の周波数で開閉される。

このようにして、図１０に示される駆動信号Uac_HFが生成されて、Iac_Txとして示されるものに対応する、電力伝送コイル３０７を通る電流をもたらす。

図７のシステムにおいて、周波数コンバータによって生成された信号は、電力伝送コイル３０７へは直接に供給されない。むしろ、信号はリミッタへ供給される。リミッタは、インダクタへ供給される駆動信号の電力を、この電力が繰り返し時間インターバルの間、すなわち、通信インターバルの間は所与の閾値を下回るように、制限するよう構成される。リミッタの出力は、（当該具体例ではタンク回路３０５を介して）電力伝送コイル３０７へ供給される。すなわち、結合は共振回路を含む。

具体例として、リミッタは、単に、電力伝送回路７０１の出力部から電力伝送コイル３０７を切り離すことによって、電力伝送コイル３０７へ供給されている信号の電力を制限してよい。このように、当該例では、周波数コンバータからの信号は、電力伝送期間の間は電力伝送コイル３０７へ結合される。電力伝送期間は、駆動信号からの信号が電力伝送コイル３０７へ結合されない通信期間によって中断される。

リミッタはまた、インバータの固有部分であってよい。具体例として、フルブリッジインバータにおけるスイッチは、通常は、Ｓ２及びＳ３が開いている間はスイッチＳ１及びＳ４が閉じられ、その逆も同じである時間の少なくとも部分を意味する位相差を用いて通常は切り替えられるが、矩形波の発生は、Ｓ２及びＳ３が開いている間はスイッチＳ１及びＳ４が閉じられ、その逆も同じであることを意味する位相差によらないスイッチングによって中断され得る。一般に、電力信号の強さは、フルブリッジにおける位相によって制御され得る。同期するスイッチが多ければ多いほど、電力信号の振幅はますます低く、位相が一致しないスイッチが多ければ多いほど、電力信号の振幅はますます高い。

図１０は、図７の送電機２において起こり得る信号の例を表す。図は、最初に、電源へ供給される本線信号である信号Umainsを示す。この信号は、図４に示されるUdc_absに対応する、信号レベルが変化する電源信号を生成するよう、全波整流される。次いで、周波数コンバータは、これを、図４及び１０のUac_HFに対応する高周波信号に変換する。なお、この信号を電力伝送コイル３０７／共振回路へ単に供給するのではなく、信号は、図１０に示されるゲート信号On_Off_ZeroX信号に従ってゲーティング（すなわち、接離）される。このゲート信号がハイ値を有する場合に、周波数コンバータによって生成される電力伝送信号は、電力伝送コイル３０７／共振回路へ結合され、このゲート信号がロー値を有する場合に、電力信号発生器３０３によって生成される電力伝送信号は、電力伝送コイル３０７／共振回路へ結合されない。このように、ゲーティング後に結果として現れる信号は、図１０のUac_HFとして示され、この信号は、共振回路による平滑化の後に、図１０の信号Uac_Txになる。このように、電力伝送コイル３０７へ供給される電力伝送信号は、この具体例では、図１０の信号Uac_Txに対応する。

例として、リミッタは、ハーフ又はフルブリッジインバータと一体化されてよい。ゲート信号On_Off_ZeroX信号がロー値を有する場合に、ハーフ又はフルブリッジインバータの全てのスイッチは、非導通状態に切り替えられて、電力信号が送電コイルへ結合されないようにする。

このように、ゲーティング信号は、電力伝送駆動信号が電力伝送コイル３０７へ供給される電力伝送期間を定める。そのような電力伝送期間は、電力伝送信号が電力伝送コイル３０７へ供給されない通信期間によって中断される。図７のシステムにおいて、そのような通信時間インターバルは、代わりに、送電機２と受電体５との間の通信のために使用される。

このようにして、システムは、具体的な場合において、２つの期間／インターバル、すなわち、電力伝送期間／インターバル及び通信期間／インターバルに分けられる繰り返し時間フレームを導入する。

図７のシステムにおいて、通信は、送電機２によって生成されて通信コイル４０７へ供給される搬送波信号を受電体５が負荷変調することによって、達成される。このように、通信は、通信インターバルの間に生成される通信搬送波に基づく。例えば、図１０においてCarrierと表されている信号に対応する搬送波が生成されてよく、この搬送波は、次いで、データを通信するよう負荷変調され得る。他の実施形態では、送電機２から受電体５への順方向通信は、例えば、直接に変調される搬送波自体によって、達成されてよい。例えば、それは、当業者によって理解されるように、振幅、周波数又は位相変調されてよい。

図７の例において、送電機２は、時間フレーム、よって、通信及び電力伝送期間を電源信号に同期させるよう構成される同期装置を有する。同期装置は、電源信号の変動に応じて、時間フレーム及び期間のタイミングを制御するよう構成されてよい。例えば、同期装置は、ＡＣ成分を電源信号から絶縁するよう、且つ、通信期間をＡＣ成分における周期的変動と同期させるよう構成されてよい。

電源信号に対する時間フレームの同期化は、通信のための専用の時間インターバルを導入することの電力伝送に対する影響が最小限にされることを可能にすることができる。例えば、通信期間のタイミングは、電力信号の電力が最低であるインターバルと一致するよう選択されてよい。それはまた、多くのシナリオにおいて、電源信号に依存し電源信号の変動を然るべく反映する信号成分を電力信号が通常は有するので、送電機と受電体との間の同期化を容易にすることができる。従って、受電体は、電力信号の変動と同期することが可能であり、この同期化は、本質的にも受電体を電源信号の変動と同期させることができる。このように、共通同期化は、専用の同期化情報がやり取りされる必要なしに達成され得、よって、低減されたオーバーヘッドを有して達成され得る。

図７のシステムは、動作を電力伝送期間と通信期間とに分けるために、時間フレームを然るべく適用する。電力伝送期間の間、電力伝送信号は、送電機２から受電体５へ誘導結合され、それによって、電力の無線伝送を提供する。いくつかの実施形態において、電力伝送期間の間は通信が起こらない。他の実施形態では、何らかの通信が電力伝送インターバルの間に起こってよい。例えば、電力伝送信号は、Ｑｉ標準バージョン１．０及び１．１に従って、受電体５によって負荷変調されてよい。

通信期間の間、データは、受電体５と送電機２との間でやり取りされ得るが、電力伝送は実施されない。具体的に、電力伝送信号は電力伝送コイル３０７へ供給されず、いくつかの実施形態において、電力負荷３１７は受電コイル３１３へ結合されない（他の実施形態では、電力負荷は、たとえ電力伝送信号が供給されないとしても、受電コイル３１３へ依然として結合されてよい。）。このように、電磁界は、電力伝送動作により誘導又は変更されず、従って、よりずっとクリーンな電磁環境が、無線誘導によってデータを通信するために作られる。

送電機２及び受電体５は、１つのスロット（通信期間）がデータ通信のためにリザーブされ、第２のスロット（電力伝送期間）が電力伝送のためにリザーブされるところの循環的に繰り返されるタイムスロットフレームをこのようにして提供してよい。これは、特に、データ伝送のための条件及びパラメータ（例えば、周波数、振幅、信号形状）がデータ通信スロットにおいて最適化されることを可能にし、一方、電力伝送のための条件及びパラメータは、データ伝送スロットにおいて最適化され得る。更に、電力伝送動作は、通信を劣化させない。

通信期間は、電力伝送のために更なる時間をリザーブするために、電力伝送期間の存続期間と比べて相対的に短い存続期間を通常は有する。通常、通信期間の存続期間は、時間フレーム全体（例えば、電力伝送インターバル及び通信インターバルによって与えられる。）の１０％又は５％にさえ満たない。多くの実施形態において、通信期間は、１ミリ秒以上５ミリ秒以下の存続期間を有する。これは、多くの実施形態において、通信要件と電力伝送要件との間の有利なトレードオフを提供することができ、特に、システムの電力伝送能力を過度に低下させることなしに適切な通信バンド幅を提供することができる。

システムにおいて、通信期間のタイミングは、ランダムではなく、電源信号のレベル変動に同期される。具体的に、通信インターバルは、レベルが所与の閾値を下回る場合にそれらが起こるように、レベル変動と同期され、特に、通信インターバルは、それらが電源信号の最小値の周囲で起こるように同期される。通信インターバルは、特に、それらが電源信号の最小値に対応する時刻を中心に置くように、選択され得る。

図１０のような例において、それらの最小値は、電源へ供給されるＡＣ信号のゼロ交差の時点で起こる。よって、当該例において、送電機２は、入力本線（導出）信号のゼロ交差を検出するゼロ交差検出器を含んでよい。それらのゼロ交差は、次いで、通信インターバルのタイミングを調整して、それらがゼロ交差に中心を置くようにするために、使用されてよい。

他の実施形態では、システムは、例えば、ＡＣ入力信号のゼロ交差と一致しない最小値で起こるよう通信インターバルのタイミングを取ってよい。例えば、整流器３０１が、平滑化されるが依然として非常に高いリプルを有する電源信号を生じさせる平滑化キャパシタを有する場合に、最小値はもはやゼロ交差と一致しない。この場合に、それらの最小値は、整流されたソース信号において直接に検出され、通信インターバルのタイミングを取るために使用されてよい。

多くの実施形態において、同期装置は、電源信号の変化を検出し、繰り返し時間インターバルのタイミングを然るべく調整することによって、電源信号と直接に同期させるよう構成されてよい。

例えば、キャパシタは、電源信号ＤＣ成分を取り除くために使用されてよい。結果として得られるＡＣ信号は、周期的な低周波変動（通常は、５０〜６０Ｈｚ（又は全波整流ではそれらの倍））が残ることを可能にしながらノイズを削除又は低減するよう、フィルタをかけられる。結果として得られるＡＣ信号は、例えば、バイナリ値を有する矩形波信号を生成するようシュミットトリガへ供給されてよい。この信号は、出力信号を入力矩形波信号と同期させる位相ロックループへ入力されてよい。出力信号は、所望のデューティーサイクル、更には、場合により、入力矩形波信号における遷移に対する所望の時間オフセットを有するように、生成されてよい。位相ロックループからの出力信号は、次いで、リミッタ及びデータ信号受信回路７０２を制御するために直接に使用されてよい。

いくつかの実施形態において、同期装置は、電源信号自体を評価することによって、繰り返し時間インターバルを電源信号と直接には同期させなくてよく、代わりに、電源信号と同期される信号自体、具体的に、電源信号から導出されるか又は電源信号が導出される信号に同期化を基づかせてよい。

受電体５の同期装置は、送電機２によって導入される通信インターバルを同期させるために如何なる適切なアプローチも使用してよいことが認識されるだろう。例えば、送電機２が搬送波を導入しない場合には、送電機２によって引き起こされる信号は、図１０の信号Uac_HFに対応する特性を有してよい。同期装置は、次いで、導入された電力信号がゼロである時間インターバルを検出するよう進んでよく、次いで、それらの検出に同期させることができる。

時間フレームタイミングは、通常は、電力伝送信号を制御（例えば、ゲーティング）するために使用されるのと同じ時間ベースとして送電機２において容易に利用可能である。受電体５において、タイミングは、電力レベル変動に基づく、電力時間インターバルと低減電力時間インターバルとの間の遷移の検出によって（例えば、シュミットトリガ回路を使用する。）、電力伝送信号自体から導出され得る。例えば、第１の位相ロックループは、電力時間インターバルから低減電力時間インターバルへの遷移と同期した時間ベース信号を生成するよう、立ち下がり遷移（すなわち、電力時間インターバルから低減電力時間インターバルへ。）に基づいてよい。第２の位相ロックループは、低減電力時間インターバルから電力時間インターバルへの遷移と同期した時間ベース信号を生成するよう、立ち上がり遷移（すなわち、低減電力時間インターバルから電力時間インターバルへ。）に基づいてよい。次いで、２つの生成された信号は、例えば、５０％のデューティーサイクルを有してよく、両方の遷移と同期した時間ベース信号は、２つの生成された信号を（例えば、ＯＲ又はＡＮＤ関数を用いて）組み合わせることによって、生成され得る。

前述の例では、駆動信号は、電力伝送インターバルの間にのみ、電力伝送コイル３０７へ結合される。しかし、他の実施形態では、信号は、通信インターバルの間にも電力伝送コイル３０７へ供給されてよいが、電力伝送コイル３０７へ供給される信号の電力は、所与の閾値を下回るようにリミッタによって制限される。閾値は、固定の所定値であってよく、あるいは、例えば、可変は閾値であってよい。例えば、通信インターバルの間に電力伝送コイル３０７へ供給される電力伝送信号の最大電力は、通信が通信インターバルにおいて行われるためのエラーレートに基づき調整されてよい。例えば、エラーレートが所与のレベルを上回って増大する場合には、電力閾値は下げられ、エラーレートが所与のレベルを下回って低減する場合には、電力閾値は上げられる。

然るに、図７のシステムは、そのような短距離通信リンクが、時分割時間フレームを使用するために電力伝送信号を適応させることによって、及び、短距離通信をこの時間フレームと同期させることによって、電力伝送のために送電機２によって生成される強磁気信号と共存することを可能にする。

特に、既存のシステムで見られるような連続電力伝送を使用するのではなく、目下のシステムは、時間フレームを誘導電力信号／電力伝送信号に適用する。時間フレームは、少なくとも２つのタイプの期間／インターバル／時間スロット、すなわち、電力伝送に必要とされる電力を有する電力伝送信号が生成される電力伝送期間、及び電力レベルを低減された電力伝送信号しか供給されない低減電力時間インターバルである通信期間を有する。実際に、多くの実施形態において、電力伝送信号は、通信期間の間、完全にオフされてよい。電力伝送動作を適応させ、これを事実上不連続にするアプローチは、短距離通信が電力伝送と共存することを可能にする。アプローチは、短距離通信が電力伝送フェーズの間に実施されることを可能にする。

ほとんどの実施形態において、時間フレーム内の電力伝送期間の存続期間（あるいは、１つよりも多い場合には、電力伝送期間の組み合わされた存続期間）は、各時間フレーム内の通信期間（あるいは、１つよりも多い場合には、通信期間の組み合わされた存続期間）よりも長い。多くの実施形態において、それは少なくとも２、３、５又は１０倍長い。各時間フレームがただ１つの電力伝送期間及び１つの通信期間しか有さない実施形態では、（低減電力時間インターバルのための）デューティーサイクルは、通常は、２０％、１０％又は５％にさえ満たない。

これは、電力伝送に容認しがたいほど影響を及ぼすことなしに、十分な容量の通信チャネルを確立するための十分な時間を提供することよって、通常は有利であり得る。

時間フレームは、通常は、５ミリ秒以上２００ミリ秒以下の存続期間を有してよい。更には、時間フレームは、周期的に繰り返す時間フレームである。然るに、繰り返し周波数は、通常は、５Ｈｚ以上２００Ｈｚ以下である。これは、多くのシナリオにおいて、改善された性能を提供することができ、特に、データが通信され得るまでの最大待機期間が電力伝送性能に対して受け入れがたい影響を生じさせない存続期間に削減されることで、短距離通信システムが十分に高速な通信を提供することを可能にすることができる。このように、それは、電力伝送が有効なままであるための十分に高速な応答時間を提供する傾向がある。コンパクト設計のために、且つ、駆動されるもの以外の受電体からの信号が受信され及び／又は正確なデータ信号と干渉する可能性を可能な限り小さくするよう、通信及び電力チャネルは、ほぼ一対一の関係に至る。例えば、通信コイルは、電力コイルと同じ磁気平面を共有すべきである（例えば、送信通信コイル及び送電コイルは同じ磁気平面にあるべきであり、受信通信コイル及び受電コイルは同じ磁気平面にあるべきである。）。図１１は、そのような配置を表し、それは好適な配置である。図１１は、図１に概略的に示されている、コード３を備えた送電機２に対する視点を示す。視点は、動作中に、例えば、図１のテーブルトップに面している送電機２の側にあり、送電機２の電力コイル３０７及び通信コイル４０７の位置の実施形態を概略的に示す。

通信コイル４０７は、電力コイル３０７とともに一平面内に配置されている。通信コイル４０７は、１つの局所的に給電されるデバイスとの通信のみが起こるように緊密に接続されながら電力コイル３０７の周囲に配置され得る。

通信コイル４０７と電力コイル３０７との間の密接な物理的対応は、電力伝送と通信との間の密接な一対一の関係を提供することができる。具体的に、これは、通信チャネル上で受信／送信されたデータが、実際には、対応する電力伝送チャネルを介した電力伝送に関係があるデータであることを確かにすることができる。すなわち、電力伝送が実施される送電機と受電体との間に通信が実際にあることが、十分に高い確率を有して確かにされ得る。これは、電力伝送動作が、送電機によって給電されている受電体とは異なる近くの受電体によって制御されるという望ましくないシナリオが起こる危険性を防止又は低減することができる。

図１１は、例となる配置を単に提供することが認識されるだろう。なお、一般に、如何なるコンパクト設計内でも、送電インダクタ３０７（通常は、コイルの形をとる。）と送信通信インダクタ４０７との間の磁気結合は、比較的大きい値を有することができる。

０．３乃至０．５の送電インダクタ３０７と送信通信インダクタ４０７との間の結合係数が、通常は期待され得る。

よって、通信期間と電力伝送期間とに分割される時間フレームによって達成される時分割は、電力信号が通信期間の間に通信信号に対して無視できるほどの（又は少なくとも小さい）影響しか有さないことをもたらし得る（電力信号の振幅は、多くの実施形態において、通信期間の間に非常に小さい又はゼロの値まで低減され得るからである。）が、送信通信コイルにかかる大きい電圧が、通常は、電力伝送期間の間に生成される。通信コイルのインダクタンス値に応じて、それにかかる電圧は、多くの実際の実施において、数百ボルトに達することがある。通信コイルにかかる電圧は、コイルのインダクタンス値を下げることによって低減され得るが、それにかかる電圧は、例えば、１又は２巻を有するコイルを用いてさえ、しばしば依然として１００Ｖ以上に達し得る。例えば、２巻を有する２１．４ｃｍのコイルに対応する３μＨのインダクタンス値によれば、電圧は、多くの実際の電力伝送に関して、依然として１２０Ｖ以上に達する。

図１２は、電力コイル３０７と通信コイル４０７との間の結合の効果を表す。図１２は、送信通信コイル（上）及び送電コイル（下）にわたって電力伝送フェーズの間に期待され得る典型的な電圧レベルの例を表す。この例では、電力コイル３０７及び３１３（Ｔｘ及びＲｘ）のインダクタンスは４２μＨに設定され、通信コイル４０７及び４１３（Ｔｘ及びＲｘ）のインダクタンスは２０μＨに設定され、通信コイルと電力コイルとの間の０．４の結合が考えられている。

よって、図１２から明らかなように、電力信号は、電力信号がほぼゼロである通信期間の間に送信され、従って、電力信号自体は、電力信号のゼロ交差の周囲の通信期間の間に通信信号に対して無視できるほどの（又はほんの小さい）影響しかたいがい有さない場合でさえ、通信コイル４０７にかかる大きい電圧は、誘導電力信号がハイである電力伝送期間の間に依然として生成され得る。通信コイルのインダクタンス値に応じて、それにかかる電圧は、図１２に表されるように、数百ボルトに達し得る。通信コイルにかかる電圧は、コイルのインダクタンス値を下げることによって（しかし、感度を低下させることを犠牲にして）低減され得るが、それにかかる電圧は、１又は２巻を有するコイルを用いてさえ、実際には依然として１００Ｖ以上に達し得る。例えば、２巻を有する２１．４ｃｍのコイルに対応する３μＨのインダクタンス値によれば、それにかかる電圧は、依然として１２０Ｖに達する。

送信通信コイルの両端で生成される大きい電圧（及び電流）レベルは、通信コイル４０７へ接続又は結合されている回路に潜在的にダメージを与え、恒久的に破壊することさえあり、特に、通信エレクトロニクスに損傷を与えうる。これは、欠陥のある動作を生じさせ、電力伝送の意図的でない動作をもたらしうる。例えば、誘導電力信号の電力が誤った値に設定されることを生じさせうる。簡単な解決法は、そのような大きい電圧に耐える電子部品を実装することである。しかし、このアプローチは、エレクトロニクスのコスト、サイズ、複雑さなどが許容できないレベルまで高まるので、望まれていない。

図１３は、送電機２の通信回路の例を表す。例において、第２インダクタ、すなわち、通信コイル４０７は、電源信号がローである期間に、すなわち、通信期間の間に、受電体５から（インダクタ４１３を介して（図７を参照））データ信号を受信するよう構成される。通信コイル４０７は、図１４に表されるように、通信キャパシタ１０１１と直列に結合されている。例において、通信コイル４０７及ぶ通信キャパシタ１０１１は、共振回路を形成する。

更に、図１３の例において、通信コイル４０７を介した通信は、受電体５が送電機の通信回路によって生成された搬送波信号を負荷変調して通信コイル４０７へ供給することによって達成される、受電体５から送電機２へのデータの通信である。送電機２は、通信コイル４０７及び通信キャパシタ１０１１の直列結合によって形成される共振回路のための駆動信号を生成するドライバ１００１、１００３を有する。典型的なシナリオでは、駆動信号の周波数は、共振回路の共振周波数に（少なくとも近似的に）対応するよう設定される。これは、例えば、ドライバが共振周波数を適応させることによって、又はドライバ及び共振回路が同じ共振回路のために設計されることによって、達成されてよい。

駆動信号は、通信コイル４０７及び通信キャパシタ１０１１の直列結合へ供給され、それによって、通信コイル４０７に誘導通信搬送波信号を生成させる。生成された搬送波信号は、受電側通信コイル４１３へ加えられる負荷を変化させることで負荷を変える受電体５によって、負荷変調され得る。

通信コイル４０７及びよって共振回路の負荷における結果として現れる変動は、送電機の通信回路によって検出される。例えば、通信コイル４０７を通る電流は測定されてよく、変動は、当業者に知られるように、負荷変調によって導入されたデータを復調するよう評価されてよい。

通信期間の間の通信コイル４０７の駆動は、電力伝送期間の間に電力伝送コイル３０７を駆動するアプローチと同様であってよい。

より詳細には、具体例において、搬送波生成及び復調器４０３は、電力信号をドライバへ供給する電源１００２を有する。よって、電源１００２は、電力を通信回路へ供給する。多くの例において、電力信号はＤＣ信号であってよい。しかし、当該例では、通信回路へ供給される電力信号は、電力伝送回路へも供給される電源信号Umainsである。いくつかの実施形態において、変圧器又は同様のものが、電源信号Umainsの振幅を小さくするために使用されてよい。

多くの実施形態において、それらのアプローチは、電力伝送が本線電源により駆動される実施を反映し、信号Umainsは、本線信号に直接対応してよい。

具体例において、搬送波生成及び復調器４０３は、ＤＣ／ＡＣコンバータ１００３（インバータ）へ供給される整流された本線信号を生成するよう入力ＡＣ電圧（例えば、本線電源）を整流するＡＣ／ＤＣコンバータ１００１を有する。電力伝送コイル３０７のための駆動信号を生成するために使用されるアプローチと対照的に、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００１は、平滑化キャパシタを、更には、しばしば、一定ＤＣ電圧が生成されることをもたらす電圧コントローラを有する。このように、整流器３０１が、変化するＤＣ電圧を生成する一方で、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００１は、一定電圧を生成する。

ＤＣ／ＡＣコンバータは、通信キャパシタ１０１１及び通信コイル４０７によって形成される共振回路へ供給される高周波駆動信号を生成する。この例において、通信チャネルは本線から給電されることが分かる。本線から給電することは、通信チャネルへ給電する１つの方法である。しかし、通信チャネルは、外部ＤＣ電源から給電されてもよい。そのような実施形態では、ＡＣ／ＤＣコンバータ（１００１）は不要である。

望ましくは、搬送波周波数は高く、例えば、５００ｋＨｚを上回って、例えば、５００ｋＨｚから２．５ＭＨｚの範囲で、例えば、８００ｋＨｚの周辺で値を設定される。

望ましくは、搬送波周波数は更に高く、ＭＨｚ範囲（通常は２．５５〜２０、最も一般的には１５〜２０ＭＨｚ）をとる。そのような周波数では、通信のより大きいデータレート及びより容易な保護が達成可能である。

このように、当該例において、搬送波生成及び復調器４０３は、通信キャパシタ１０１１及び通信コイル４０７の直列結合のための、すなわち、共振回路への、駆動信号を生成するドライバ（具体例において、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００１及びＤＣ／ＡＣコンバータ１００３（インバータ）によって形成される。）を有する。駆動信号は、各時間フレームの少なくとも通信期間の間（通常は、ほとんどの実施形態では、更に、電力伝送期間の部分の間も）、共振回路へ印加される。駆動信号は、受電体５によって負荷変調され得る信号を供給し、対応するインダクタ電流変動が検出され得る。

例において、駆動信号は、電力供給の振幅変動よりもずっと高く、更には、電力コイル３０７のための駆動信号の周波数よりも（すなわち、誘導電力信号の周波数よりも）相当に高い周波数を有するように生成される。通常、通信駆動信号の周波数は、誘導電力信号の周波数の少なくとも２倍である。

受電体５は、次いで、例えば、受電側通信コイル４１３の負荷を変えることによって、通信共振回路への通信駆動信号の印加によって生成される誘導通信搬送波を負荷変調してよい。

変更された負荷は、送電機２の共振回路の電流及び／又は電圧の変動をもたらす。図１３の例において、送電機は、通信コイル４０７によって受信されたデータ信号を取り出す復調回路１００７と、取り出されたデータ信号に応じて、受電体へ第１インダクタ３０７を介して供給される電力を制御する制御ユニット４０１とを有する。例えば、受電体は、電力制御エラーメッセージを送信してよく、第１インダクタ３０７のための駆動信号の電力レベルは、それらのメッセージに応答して調整され、それによって電力制御ループを形成してよい。

復調回路１００７は、当該例では、通信コイル４０７及び通信キャパシタ１０１１と直列に結合されており、それは、通信コイル４０７を通るインダクタ電流を測定する。例において、駆動信号はインバータ１００３によって生成され、インバータ１００３はスイッチング電圧信号を印加し、結果として現れるインダクタ電流は、受電体による負荷に依存する。然るに、負荷の変化は、当業者に知られているように、インダクタ電流の対応する変化を検出することによって検出され得る。

例において、誘導通信搬送波を生成する通信出力回路は、通信キャパシタ１０１１、通信コイル４０７、復調回路１００７及びドライバ１００１、１００３の直列結合によって然るべく形成される。それらの順序は、種々の実施形態の間で様々であってよいことが認識されるだろう。また、いくつかの実施形態において、他の要素は、出力回路の部分であってよい（例えば、結合キャパシタ、など）。

例において、制御ユニット４０１は、この例では、他のコンポーネントと直列に、具体的には通信コイル４０７と直列に結合されているスイッチ１００９の開閉によって、通信コイルからの復調回路の制御された電気的分断の適用のために構成される。このスイッチは、以降、スイッチＳ１とも呼ばれる。通信を改善するよう、通信コイル４０７を流れる電流は、望ましくは、負荷変調が復号されている場合に、すなわち、通信期間の間に、その少なくとも大部分が復調回路を通って流れる。スイッチＳ１は、図に示されたスイッチのいずれかであり得るように、ＭＯＳＦＥＴスイッチであることができる。

しかし、送信通信コイルにかかる電圧は、電力伝送期間の間に数百ボルトに達し得る。これは、ドライバ又は実際には復調回路１００７に潜在的に損傷を与えうる状況を生じさせうる。特に、高い誘導電圧に起因して、復調回路１００７及びドライバを流れる電流は、非常に大きい値、通常は数アンペアに達し得る。図１３のシステムにおいて、スイッチＳ１は、従って、電流を制御するよう送信通信コイル４０７と直列に実装されている。具体的に、スイッチは、通信回路へ、具体的には復調回路１００７又はドライバ１００１、１００３へのダメージを引き起こすリスクを抱えていると考えられる電流が通信コイルにかかる電圧により発生する場合に、開いており、それによって、復調回路１００７及びドライバから通信コイルを分離する。なお、例において、電力伝送期間の大部分の間、スイッチは開いており、それによって、通信コイル４０７、通信キャパシタ１０１１、ドライバ１００１、１００３、及び復調回路１００７の直列結合を流れる電流を阻止する。

例において、夫々の電力伝送期間の終わりに向かって、電力信号は、電力が落ち、通信コイルにわたって生成される電圧も低下する。

実施形態において、この電圧が許容レベル（例えば、通信回路を損傷を与えない電圧）を下回る場合には、スイッチＳ１は閉じられ、それによって、電流が通信出力回路を流れることを可能にする。スイッチ（Ｓ１）は、送信通信コイル４０７を通る電流経路を接続及び分断し、それによって、第２インダクタ（４０７）に対してデータ抽出回路（１００７）を電気的に結合及び分離する。

多くの実施形態において、通信コイル４０７の分離／結合は、通信コイルと（よって、通信キャパシタ１０１１、復調回路１００７及びドライバ１００１、１００３と）直列にスイッチを含めることによって達成されてよいことが認識されるだろう。このとき、スイッチは、短絡回路と開回路状態との間で切り替えられ得る。すなわち、スイッチは、直列回路に挿入され、回路を分断又は形成するよう構成される。多くの実施形態において、スイッチは、抵抗（直列結合に挿入される。）が１００Ω未満である閉状態と、抵抗（直列結合に挿入される。）が１ｋΩ以上である開状態との間で切り替わるよう構成されてよい。よって、多くの実施形態において、通信コイル４０７は、通信コイル４０７が復調回路１００７／ドライバ１００１、１００３へ電気的に結合される場合に１００Ω未満、及び通信コイル４０７が復調回路１００７及びドライバ１００１、１００３に対して電気的に分離される場合に１ｋΩ以上の抵抗を有するスイッチ素子と直列に結合されてよい。よって、スイッチ素子は、電力伝送期間の少なくとも部分の間は１ｋΩ以上の、そして、通信期間の間は１００Ω未満の抵抗を導入してよい。

スイッチ素子のスイッチングの正確なタイミングは、個々の実施形態に依存してよい。多くの実施形態において、スイッチは、通信期間が終わる場合に（例えば、それが開始されたときから所定存続期間後に）、通信コイル４０７を分離してよい。他の実施形態では、スイッチは、復調回路１００７が全データセットを復号した場合に、すなわち、通信期間において受信することができる全データを検出したと送電機が判断する場合に、通信コイル４０７を分離してよい。例えば、１ビットしか通信期間ごとに送信されない場合には、復号は、復調回路１００７が１ビットを検出すると直ぐに起こってよい。

同様に、通信コイル４０７が復調回路１００７及びドライバ１００１、１００３へ結合されるタイミングは、種々の実施形態において様々であってよい。いくつかの実施形態において、結合（及び実際には分離）は、夫々の時間フレーム内の所定の時点で単に実施されてよい。例えば、スイッチは、最後の結合から８ミリ秒後に、通信コイル４０７を復調回路１００７／ドライバ１００１、１００３へ結合してよい。スイッチは、次いで、通信コイル４０７を再び分離する前に、もう２秒待機してよい。このようにして、簡単な１０ミリ秒時間フレームが達成される。更には、この時間フレームは、例えば、電力伝送信号の振幅の繰り返し最小値の時間に設定されている通信期間の中間点、すなわち、２ミリ秒の結合の中間点によって、電力伝送信号の振幅変動と同期してよい。

いくつかの実施形態において、送電機２は、誘導電力信号についての電力レベルインジケーションに応答して、データ抽出回路１００７を第２インダクタ４０７へ電気的に結合する時間を決定するよう構成されるコントローラを有してよい。

例えば、送電機２は、電力伝送コイル３０７へ供給される駆動信号の電力レベルを直接に又は間接に（例えば、インバータ３０３のための供給電力を測定することによって）モニタしてよい。このレベルが所定のレベルを下回る場合に、スイッチＳ１は閉状態へ切り替わり、それによって、通信コイル４０７を復調回路１００７及びドライバ１００１、１００３へ結合してよい。

閾値は、ドライバ１００１、１００３又は復調回路１００７へのダメージを引き起こさないように通信コイル４０７において生じる電圧について十分に低いと考えられるレベルに設定されてよい。閾値は、例えば、較正によって、又は、例えば、電力伝送コイル３０７及び通信コイル４０７の物理特性及び配置の設計及び解析によって、製造中に決定されてよい。

図７及び１３のシステムにおいて、送電機は、時間フレームの放電時間インターバルの間に通信キャパシタ１０１１を放電するよう構成される放電回路１０１０を更に有する。放電時間インターバルは、通信期間に少なくとも部分的に先行する。すなわち、通信キャパシタ１０１１は、送信電力推定の間の少なくともある時間に放電される。多くの実施形態において、放電インターバルは、通信期間の開始より前に終了される。例えば、放電回路１０１０は、通信の開始より前に通信キャパシタ１０１１を放電するのを止める。通信キャパシタ１０１１は、放電インターバルの間に完全に又は部分的に放電されてよい。

例として、電力伝送期間の間、電力伝送回路７０１は、電力伝送コイル３０７を駆動する。それに応えて、誘導電力伝送信号は、通信コイル４０７において信号を引き起こす。しかし、スイッチＳ１は開いており、それによって、通信コイル４０７を分離する。電力伝送期間の終わりに向かうある時点で、放電時間インターバルは開始し、放電回路１０１０はキャパシタを放電し始める。この時点で、通信コイル４０７において引き起こされる電圧は、通常は低減され、それによって、多くの実施形態では、より適切又は安全な動作環境を提供する。所与の存続期間の後、放電回路１０１０は、通信キャパシタ１０１１を放電するのを止めてよい。同時に、スイッチＳ１は閉じられてよく、それによって、通信コイル４０７を復調回路１００７へ結合し、それによって、通信キャパシタ１０１１、通信コイル４０７、復調回路１００７及びドライバ１００１、１００３の直列結合を閉じる。直ぐ後に、ドライバ１００１、１００３は、駆動信号を生成し始めてよく（すなわち、ドライバのインバータは起動されてよい。）、通信期間は開始されてよい。搬送波は、この時間の間に受電体５によって負荷変調されてよく、データは、復調回路１００７によって検出される。所与の存続期間の後、通信期間は終了してよく、インバータはオフされてよいので、通信搬送波は生成されない。同時に、スイッチＳ１は、開放位置へ切り替えられ、それによって、通信コイル４０７を分離する。電力伝送期間は、次いで開始されてよい。

図７及び１３のシステムは、通信期間の開始より前に、通常は、駆動信号／通信搬送波の生成の開始より前に、通信キャパシタ１０１１に蓄えられている電荷を低減する放電回路１０１０を然るべく有する。

本発明者は、通信期間より前における通信キャパシタ１０１１に保持されている電荷のこのような低減が、多くのシナリオにおいて、改善された動作を提供することに気付いた。実際に、通信コイル４０７の結合及び分離のアプローチは、改善された動作を提供することができ、一方、本発明者は、システムの最適な動作を妨げる困難及び課題が実際には存在することがあり、それらが通信期間より前の通信キャパシタ１０１１の時間に依存したアクティブ放電によって排除又は軽減され得ることに気付いた。

具体的に、通信コイル４０７を分離することによって達成される直列結合の分断、すなわち、スイッチＳ１ １００９の開放は、通信コイル４０７を含む直列結合を流れる如何なる電流も阻止するよう意図される。すなわち、通信コイル４０７において生じる信号によって引き起こされる、通信コイル４０７及び通信キャパシタ１０１１、復調回路１００７及びドライバ１００１、１００３の直列結合を流れる電流を阻止することが、意図及び期待される。然るに、この回路の状態が、通信期間の大部分の間変更されないことが期待される。しかし、本発明者は、実際にはこれが当てはまらないことがあり、代わりに、若干の電流が流れて、システムの動作に有害になりうる状態の変化を引き起こすことがあると気付いた。

例として、図１４は、送電機２の通信部の典型的な出力回路の例を表す。例において、通信コイル４０７は、スイッチＳ２ １０１５及びＳ３ １０２７並びにダイオードＤ２ １０２９及びＤ３ １０３１によって形成されるハーフブリッジによって駆動される。加えて、スイッチＳ１ １００９は、直列結合を分断又は形成するよう含まれている（復調回路１００７は、当該例では示されていない。）。通信期間の間、Ｓ１は閉じられ、インバータは、通信コイル４０７及び通信キャパシタ１０１１によって形成される共振回路を駆動する。しかし、電力伝送期間の少なくとも部分の間、Ｓ１は開き、通信コイル４０７はインバータ（及び復調回路１００７）から分離される。然るに、回路の状態は、変化することを期待されない。

しかし、本発明者は、スイッチが理想的なコンポーネントでないことにより、実際の用途では、通常は、この時間の間でさえ若干の電流が流れていることに気付いた。本発明者は、更には、これが出力回路の動作に影響を及ぼしうることに気付いた。

例えば、実際上、スイッチＳ１、Ｓ２及びＳ３は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ；Field Effect Transistor(s)）によって実装されてよい。それらのコンポーネントの寄生特性により、スイッチＳ１が開いている場合でさえ依然としてわずかながら電流が流れ得る。例えば、電力伝送期間の大部分の間、インバータはオフされてよい。これは、通常は、静的にＳ２を開いたままとし且つＳ３を閉じたままとすることによって、行われる。しかし、スイッチＳ１における漏れにより、通信コイル４０７で生成された如何なる電圧も、回路を流れるいくらかの電流を生じさせる。他の実施形態では、ボディダイオード（具体的に、図１４のＤ２及びＤ３）のような寄生コンポーネントは、通信コイル４０７が分離されているにもかかわらず、電流が回路を流れる可能性をもたらす。これは、回路の状態が変化することに帰結することがあり、これは、いくつかの実施形態では不利な動作をもたらしうる。例えば、それは、スイッチＳ１が閉じられている場合に、高い初期電流を生じさせうる。他の例として、それは、通信コイル４０７の有効な駆動を妨げうる。

記載されるシステムにおいて、そのような効果は、通信期間より前における通信キャパシタ１０１１の選択的放電によって緩和される。特に、これは、スイッチＳ１が閉じられている場合に、高電圧／電荷が通信キャパシタ１０１１において存在しないようにする。

これは、次いで、非常に高いサージ電流が復調回路１００７及びインバータに流れないようにすることができ、よって、高サージ電流が回路に潜在的に損傷を与えることを防ぐことができる。実際に、復調回路１００７がない場合に、通信キャパシタ１０１１における電荷は、スイッチＳ１が閉じられている場合に、実際上、高いキャパシタ電圧（例えば、１００Ｖを超える。）を生じさせ得ることが分かっている。高電圧及び高電荷は、復調回路１００７及びインバータ回路に損傷を与えうる高い電流を生じさせる。しかし、これは、選択的な放電を導入するアプローチによって阻止され得る。

また、本発明者は、通信キャパシタ１０１１の高い電圧が、通信コイル４０７及び通信キャパシタ１０１１によって形成される共振回路の有効な駆動を妨げうることに気付いた。例えば、インバータが３０Ｖの固定ＤＣ電圧を供給される場合には、１００Ｖの通信キャパシタ１０１１の初期電圧は、ドライバのインバータ出力によって制御され得ない動作点を生じさせる。すなわち、電圧は、スイッチ／ＦＥＴ１０２５、１０２７に共振回路を有効に駆動させない。高められた電圧及び電荷は、インバータが共振回路を駆動しようとし始める場合に徐々に低減され得るが、この効果に頼ることは、通信搬送波が生成され得る前に遅延を導入する。しかし、通信キャパシタ１０１１の先制的な放電は、電圧を、インバータ出力（特に、ハーフ又はフルブリッジインバータのトランジスタ）が最初から有効に信号を駆動することができるレベルに下げることができる。

多くの実施形態において、復調回路１００７は、放電時間インターバルの間に通信キャパシタ１０１１の２つの端子間に放電経路を形成するよう構成されてよい。いくつかの実施形態において、放電経路は、単に、端子間に接続されたスイッチによって、あるいは、場合により、スイッチ及び放電電流を制限する直列抵抗によって、実装されてよい。

なお、多くの実施形態において、放電回路１０１０は、通信キャパシタ１０１１の端子間の電気経路を形成するよう構成されてよく、このとき、電気経路は、ドライバ１００１、１００３及びデータ抽出回路（１００７）、更には、通常は通信コイル４０７を含む。

実際に、いくつかの実施形態において、放電回路１０１０は、スイッチＳ１ １００９を用いて実装されてよい。スイッチＳ１ １００９は、いくつかの実施形態では、通信キャパシタ１０１１を復調回路１００７及びドライバ１００１、１００３を介して放電するために、通信期間より前に、通常は、ドライバが通信搬送波を生成する前に、閉じられてよい。例えば、図１３の例において、通信キャパシタ１０１１は、スイッチＳ１が閉じられ、それによって、通信コイル４０７、スイッチＳ１、復調回路１００７（図示せず。）及びインバータのスイッチＳ２を介して放電経路を形成することによって、放電時間インターバルの間に放電され得る。

多くのそのような実施形態において、放電回路１０１０は、データ抽出回路（１００７）及びドライバを通る電流を放電インターバルの少なくとも部分の間制限する電流制限素子を有する。よって、通信キャパシタ１０１１の放電がインバータ及び復調回路１００７のコンポーネントによってのみ制限されるのではなく、放電回路１０１０は、電流を低減する電流制限素子を含んでよい。

多くの実施形態において、電流制限素子は、単に、抵抗であってよい。例えば、放電時間インターバルの間、スイッチＳ１は閉じられてよいが、直列抵抗が電流を低減する。抵抗は、電流を許容値に低減する値に設定されてよい。例えば、１００Ｖの初期キャパシタ電圧、及び、例えば、２Ａの最大許容電流に関して、５０Ω抵抗は、スイッチＳ１が放電時間インターバルの間閉じられる場合に、スイッチＳ１と直列に結合されてよい。

他の実施形態では、電流制限素子は、例えば、電流を所与の最大値に制限する非線形特性を有する電流リミッタであってよい。例えば、電流経路内の小さい抵抗にかかる電圧が検知され、電流経路内のトランジスタの状態を制御するのに使用される簡単な電流リミッタが、使用されてよい。

電流制限素子は、最大放電電流を低減してよく、具体的には、初期サージ電流を低減してよい。これは、特に、放電に関与する復調回路１００７及びインバータの回路を保護することができる。

しかし、多くの実施形態において、そのような電流制限素子は、放電時間インターバルの間は大いに有利であり得るが、場合により通信性能を劣化させうる。然るに、多くの実施形態において、放電回路１０１０は、通信期間の間に電流制限素子を無効にするよう更に構成されてよい。

このように、多くの実施形態において、通信キャパシタ１０１１、通信コイル４０７、復調回路１００７及びインバータの直列結合を流れる電流は、放電時間インターバルの間は電流制限素子によって制限されてよいが、通信期間の間は制限されない。これは、例えば、通信期間の間は電流制限素子を短絡させる更なるスイッチを含むシステムによって達成されてよい。

これは、特に、多くのシナリオにおいて、通信性能を向上させ、復調回路１００７による負荷変調変動のより信頼できる検出を可能にする変調度の増大をもたらし得る。

電流制限素子が検出される正確な時間は、個々の実施形態の性能及び要件に依存してよい。しかし、多くの実施形態において、電流制限素子を（例えば、それを短絡させるか又は直列結合から除くことによって）無効にする時間は、通信キャパシタ１０１１にかかる電圧に基づき決定される。

このように、多くの実施形態において、復調回路１００７は、通信キャパシタ１０１１にかかる電圧を測定し、例えば、この測定に応じて電流制限素子をオン又はオフ（それを短絡させることによる。）するコントローラを含んでよい。具体例として、コントローラは、通信キャパシタ１０１１にかかる電圧が所与の閾値を下回る場合に電流制限素子を無効にするよう構成されてよい。これは、電流制限素子が高電流に対する保護を提供しながら、電荷が有害でありそうもない場合（例えば、電圧が、例えば、復調回路１００７への如何なるダメージも危険にさらすほど対応する電流が十分に高くないように、十分に低い場合）に動作に影響を及ぼさない用にすることができる。

いくつかの実施形態において、コントローラは、代替的に、又は追加的に、誘導電力信号についての電力レベルインジケーションに応答して、電流制限素子を無効にする時間を決定するよう構成されてよい。

誘導電力信号の電力レベルは、多くの実施形態において、容易に、且つ、まあまあ高い精度を有して、特定され得る。例えば、電力レベルは、具体例において、インバータ３０３へ供給される供給電圧、すなわち、図４の電圧Udc_absに直接関係がある。これは、比較的ゆっくりと変化する信号であって、容易に測定可能であり、誘導電力信号の電力レベルの直接インジケーションを提供する。然るに、電流制限素子を無効にする時間は、この電圧に基づいてよい。

通信コイル４０７において引き起こされる電圧は、誘導電力信号の電力レベルに直接依存する。従って、誘導電力信号の電力レベルに基づき電流制限素子の無効化のタイミングを取ることによって、無効化は、例えば、引き起こされた電圧が所与の閾値を下回るように下げられた場合に起こるよう、タイミングを取られ得る。閾値を適切な値に設定することによって、これは、通信期間がまさに開始しようとしており、然るに、電流制限素子は、最適な通信性能を可能にするために無効にされ得る、との良好なインジケーションを提供することができる。

以下で、いくつかの具体例が与えられる。例において、抵抗は、通信キャパシタ１０１１が復調回路１００７及びドライバ１００３を介して放電される放電時間インターバルの間、電流を低減するために使用される。

図１５は、そのような実施形態の詳細を示す。

例において、大きい電圧は共振タンク素子において、具体的には、通信コイル４０７Lcom_Txと直列に実装される通信キャパシタ１０１１にわたって、電力伝送期間の終わりに存在する。続く通信期間の間の通信コイル４０７の信頼できる通信及び駆動を提供するために、このキャパシタンスは、例において、通信より前に放電される。

多数のステップが行われ得る：
１． スイッチ１００９は、通信の開始の数百μ秒前に閉じられる。これは、放電時間インターバルが開始し、通信キャパシタ１０１１が放電され始めることを可能にする。しかし、スイッチＳ４ １００５は開いており、それによって、抵抗Rdampの形をとる電流制限素子が直列結合に含まれて、大電流が通信回路を流れることを防ぐことを確かにする。スイッチ１００９が閉じられる正確な時間は、例では、電力信号レベルに依存する。夫々の電力伝送期間の終わりに向かって、電力信号は低下する。よって、電力信号が通信コイルにわたって生成する電圧も低下する。この電圧が許容レベル（例えば、通信回路に損傷を与えない電圧）を下回る場合には、スイッチ１００９は閉じられ得る。これは、モニタリングシステム１０１３によってモニタされ得る。
２． 通信コイルを流れる大電流は、スイッチ１００９が閉じられる場合に依然として起こり得るので、ダンピング抵抗Rdamp１０１５（通常は、約１００オーム）は、望ましくは、電流制限を提供するようＳ１スイッチ１００９と直列に実装される。この抵抗は、通信回路を流れる電流を制限する。
３． このダンピング抵抗１０１３は、望ましくは、送電機の復調感度の低下を防ぐように、通信期間の間、短絡される（すなわち、データ受信回路から有効に分離される）。Ｓ４によって示されている、図１５における更なるスイッチ１０１５は、通信期間の開始時に又はその直後に、あるいは、望ましくは、その直前に、閉じられる。スイッチ１０１５の制御は、例えば、Rdampにかかる電圧を測定して、Rdampを流れる電流を計算することによって、実施され得る。この電流が閾値を下回る場合に、スイッチＳ４は閉じられ、それによって、電流制限素子を無効にする。それはまた、図１５に示されるように、キャパシタンス１０１１にかかる電圧をコントローラ／モニタリング回路１０１３によって測定することによっても、実施され得る。

図１６は、スイッチの開閉、すなわち、回路から又は互いからの要素の電気的な結合及び分離、の様々な期間を具体例において表す。

電力伝送期間の開始時に、スイッチＳ１及びＳ４は開いている。

その場合に、通信コイル４０７Lcom_Txは復調回路１００７から分離される。時間ｔ１での電力期間の終わりの直前に、且つ、通信期間の開始前に、スイッチＳ１は閉じられる。通信コイルLcom_Txは、その場合に、ダンピング抵抗Rdampを介して復調回路１００７へ電気的に結合される。これは、大きすぎる電流が復調回路１００７を流れることを防ぐ。時間ｔ２までの電力伝送期間の間、ＤＣ／ＡＣ段は、搬送波信号を通信コイルLcom_Txへ供給しない。時間ｔ２で、ＤＣ／ＡＣ段は、再びオンされ、搬送波信号をコイルへ供給する。スイッチＳ４は、その場合に、ｔ２からｔ３の間はいつでも閉じられ得る。通信期間の実際の開始は、スイッチＳ４を閉じて、ダンピング抵抗Rdampを短絡し、ダンピング抵抗を回路から事実上分離する。セットアップはまた、システムの視点から、電力伝送から通信への遷移時間を削減する。ダンピング抵抗Rdampは、ｔ１からｔ２の間の期間及びｔ２からｔ３の間の期間（の部分）においてこのようにして動作可能である。図１６において、これは、時間ｔ１からｔ３の上にある両矢印によって図解的に示されており、実線矢印は、ダンピング抵抗が常に適用されている期間を示し、破線矢印は、ダンピング抵抗が適用される可能性がある期間を示す。

既に述べられたように、ダンピング抵抗は電流制限要素であり、当該例において、電流制限要素は、放電時間インターバルの間、通信回路を通る電流を制限する。その値は、例えば：

Rdamp≧VS1/Imax （１）

であるように選択されてよい。ここで、VS1は、スイッチＳ１が閉じられる時点においてスイッチＳ１及びRdampにかかる電圧である。この電圧は、一次コイルにかかる電圧と同程度の大きさである。Imaxは、通信回路を通る最大許容電流である。通常は、VS1が約１００Ｖに等しく、Imaxが通常は２Ａに設定される場合には、ダンピング抵抗は、望ましくは、５０Ω以上の値を有する。ダンピング抵抗の値は、望ましくは、この閾値よりも大きいが、望ましくは、大きすぎない。言い換えると、ダンピング抵抗は、理想的には、式（１）で記載されている最小許容値に等しいか又はそれに近いべきである。この抵抗が大きすぎる場合には、通信キャパシタ１０１１Ccom_Txにかかる電圧は、時間ｔ３の前に十分に低い値にならない。放電の部分は、その場合に、通信期間の間に依然として起こり、これは、ダメージを引き起こし得るが、更には、送信されるデータの正確な解釈を妨げうる。

通常、５０から２００の間、一般的には８０から１２０の間の値、例えば、約１００オームが、選択される。

図１７は、図１５のスキームに対する変形を表す。この場合に、スイッチＳ１及び抵抗Rdampは直列であり、スイッチＳ４と並列である。スイッチＳ１は閉じられ、一方、スイッチＳ４は依然として開いている場合に、通信コイル４０７Lcom_Txからの電流は、ダンピング抵抗Rdampを通って復調回路１００７へ流れる。スイッチＳ４が閉じられる場合に、ダンピング抵抗Rdampは短絡される。また、モニタリング回路の代わりに、タイミング回路１０１９が使用される。モニタリング回路とタイミング回路との違いは、モニタリング回路では、スイッチは、測定値（コイル若しくはキャパシタンスのような素子における電圧若しくは電流、又は磁束の強さ）が閾値に達した場合に、開閉される点である。タイミング回路では、スイッチは制御され、すなわち、電力及び通信期間の時間フレーム内の特定の時点で、例えば、電力伝送期間の終わり又は通信期間の開始の一定期間（送信されるデータにおいて供与され得る受電体のタイプ及び／又はモデルに依存してよい。）前で、開閉される。当然、タイミングとモニタリングとの混合も使用されて得る（例えば、１つのスイッチの制御についてはタイミング及び他方についてはモニタリング）。１つ以上の制御回路は、より大きい制御ユニットの部分であるか、又はそれに組み込まれてよい。制御は、給電されているデバイスの種類に応じても及ぼされてよい。

図１８は、データ抽出回路を通る電流を制限するためのわずかに異なった配置を表す。

Ｓ１は閉じられ、一方、Ｓ４は開いている場合に、電流は、コイルLcom_Txから接地へダンピング抵抗Rdampを介して流れる。これは、コイルLcom_Txでの電圧を放電及び／又は低減するために、図１７において見られるように使用され得るが、電流が、復調回路へではなく、接地へ流れる点で、図１７とは相違する。Ｓ１を閉じていくらか後に、放電及び／又は電圧低下は許容レベルへと行われている。Ｓ４が閉じられ、Ｓ１が開く場合に、電流はコイルLcom_Txから復調回路へ流れ、通信は実施され得る。抵抗Rdampは、電流がRdampを流れることができないので、通信の間、回路から有効に分離される。Rdampは、回路内の別の点へ、例えば、Ccom_TxとLcom_Txとの間に、接続されてよい。全ての事例において、ダンピング抵抗Rdampは、通信の間はダンピング抵抗Rdampを分離しながら、コイルにかかる電圧を安全に低減するために、回路の部分を構成するようスイッチＳ１、Ｓ４を介して制御可能であることができる。

いくつかの実施形態において、送電機２は、放電時間インターバルの開始及び／又は終了時間を決定するよう構成されるコントローラを（例えば、放電回路の部分として）実装してよい。開始及び終了時間は、動作パラメータに基づき決定されてよい。

例えば、多くの実施形態において、送電機２は、誘導電力信号についての電力レベルインジケーションに応答して、放電時間インターバルの開始時間を決定してよい。

例えば、誘導電力信号の瞬時電力レベルが供給電圧Umainsの変動に追随する実施形態において（例えば、図１０の例を参照）、コントローラは、誘導電力信号を（例えば、供給電圧Umainsを測定することによって間接的に）連続して測定してよい。電力レベルが所与の閾値（例えば、最大値の１０％）に達する場合に、送電機２は、例えば、図１０において信号Uac_HFによって表されるように、電力伝送コイル３０７への電力信号を完全にオフすることを進めてよい。しかし、それは、キャパシタの放電を先立って開始することを進めてよく、特に、放電時間インターバルの開始時間を、電力レベルが第２の、より高い閾値を超える時点に設定してよい。例えば、送電機２は、電力レベルが、最大値の例えば１５％を下回る場合に、キャパシタを放電し始めてよい。

いくつかの実施形態において、送電機２は、キャパシタの電圧を測定するよう、且つ、測定されたキャパシタ値に応答して放電時間インターバルを開始するよう構成されてよい。例えば、いくつかの実施形態において、キャパシタは、電力伝送インターバルの間（例えば、誘導電流の整流を生じさせるスイッチのボディダイオードを介して）連続して充電されてよく、このようにして、電圧は、電力伝送期間の間、連続して増大してよい。そのような実施形態では、コントローラは、キャパシタ電圧が所与の閾値を上回る場合に、放電時間インターバルを開始してよい。

代替的に、又は追加的に、コントローラは、いくつかの実施形態において、キャパシタ電圧に応答して放電時間インターバルの終了時間を決定するよう構成されてよい。例えば、放電が、通常は、例えば、抵抗の形での電流制限を有して、開始されると、電圧は、放電に起因して、更には、場合により、誘導電力信号の電力レベルの低下に起因して、しばしば連続的に低下する。電圧はモニタされてよく、それが所与の閾値を下回る（例えば、相対的にゼロに近い）場合に、放電は終了されてよく、それによって、放電時間インターバルを終える。

いくつかの実施形態において、送電機２は、追加的に、又は代替的に、キャパシタ電圧に応答して駆動時間インターバルの開始時間を決定するよう構成されるコントローラを有する。例えば、キャパシタ電圧が、キャパシタの放電が終了される電圧を下回る場合に、ドライバ１００１、１００３は、同時に、キャパシタ１００５及び通信コイル４０７を有する共振回路のための駆動信号を生成し始めてよく、それによって、負荷変調のための通信搬送波を生成する。このように、いくつかの実施形態において、キャパシタ放電の状態から、共振回路が通信搬送波を生成するよう駆動される通信状態への通信回路の切り替えは、キャパシタ電圧の測定に応答して制御されてよい。

キャパシタ電圧を測定するための如何なる適切なアプローチも使用されてよいことが認識されるだろう。例えば、高インピーダンスの演算増幅器は、端子間に結合されてよく、その出力は、送電機２の動作を制御するマイクロプロセッサへ測定値を供給するアナログ−デジタルコンバータへ結合される。

いくつかの実施形態において、データ信号受信回路は、ＤＣ／ＡＣコンバータと、ＤＣ／ＡＣコンバータの入力ノードでの電圧を電力伝送期間の間制限する保護回路とを有する。

ＤＣ／ＡＣ段の入力ノードは、通常は、数μＦ（通常は、約１０μＦ）の等価入力キャパシタンス（番号１０２１によって示される、図１９におけるＣ１）を有する。ＤＣ／ＡＣ段は、図１９においてハーフブリッジインバータとして実装されている。ダイオード１０２３（図３におけるＤ１）は、ＤＣ／ＡＣ段が特定の最小電圧を下回らないことを確かにするために、通常は実装される。上述されたように、送信通信コイルにわたって生成される電圧は、電力伝送期間の間、数百ボルトに達することができる。この電圧は、巻数の小さい（すなわち、１又は２巻の）通信コイルを使用することによって、低減され得る。そのインダクタンス値、よって、それにわたって生成される電圧は、低減される。しかし、この電圧は、５０〜１５０Ｖの範囲にある電圧に依然として達することが予期される。それでもなお、ＤＣ／ＡＣ段の出力ノードでの電圧Uac_HFは、通信コイルと直列に接続されたキャパシタCcom_Txが電力信号によって生成される電圧によって変更されるので、大きい電圧にやはり達する。この大きい電圧は、その場合に、番号１０２５によって図１９に示されているスイッチＳ２のボディダイオードを介して（すなわち、ＤＣ／ＡＣ段がハーフブリッジインバータとして実装される場合に）、キャパシタンスＣ１を充電することができる。番号１０２９によって示されるダイオードＤ２及び番号１０３１によって示されるダイオードＤ３を有するハーフブリッジのスイッチＳ２及び番号１０２７によって示されるスイッチＳ３は、電力伝送期間の間、開いていることが留意されるべきである。ＤＣ／ＡＣ段の入力ノードでの電圧は、非常に高い値に達することでき、このことは、信頼できる通信にとっては望ましくない。よって、番号１０３３によって示されるダイオードＤ４は、キャパシタンスＣ１がＤＣ／ＡＣ段の出力ノードで見られる大きい電圧によって充電されることを防ぐために、望ましくはＤＣ／ＡＣ段の入力ノードにおいて実装され、それによって、ＤＣ／ＡＣコンバータの入力ノードでの電圧を電力伝送期間の間制限する保護回路を実装する。ＤＣ／ＡＣコンバータの入力ノードでの電圧を電力伝送期間の間制限するためのこの保護回路はまた、分離するための手段とは独立して実装され得るが、望ましくは、両方の保護対策が、図１９に示されるように実装される。

保護回路が、分離する手段とは独立して実装される場合に、結果として現れる送電機は、誘導電力信号を受電体へ供給する第１インダクタと、受電体からデータ信号を受信する第２インダクタとを有し、第１及び第２インダクタは、電力伝送回路及びデータ信号受信回路における別個のインダクタであり、送電機は、供給される電力信号を、受信されるデータ信号に応じて制御する制御ユニットを有し、送電機は、電力伝送期間の間に第１インダクタを介して電力を伝送し、且つ、通信期間の間に第２インダクタを介してデータ信号を受信するよう構成され、通信期間は、電力信号がローである期間に対応し、データ信号受信回路は、ＤＣ／ＡＣコンバータを有し、且つ、ＤＣ／ＡＣコンバータの入力ノードでの電圧を電力伝送期間の間制限する保護回路を有する。

ハーフブリッジインバータの入力部での電圧を制限する他の解決法は、電力伝送期間の間にスイッチＳ３を閉じることである。保護回路は、その場合に、電力伝送期間又は電力伝送期間の少なくとも部分の間スイッチＳ３を閉じてＤＣ／ＡＣコンバータの入力ノードでの電圧を制限する回路である。この閉成は、モニタされる電圧に応じることができる。図１９に示されるように、ＤＣ／ＡＣ段の出力ノードでの電圧Uac_HFは、この場合に、接地電圧により短絡されて、ハーフブリッジインバータの入力ノードでの電圧U”dc_absを制限する。キャパシタンスＣ１にかかる電圧は制限されるが、ＤＣ／ＡＣ段の入力ノードでの電圧U”dc_absは、依然として、非常に大きい値に達する。よって、この電圧レベルを制限するために、番号１０３５によって示される、図２０におけるツェナーダイオードＤ５（通常は、３０〜４０Ｖのツェナーダイオード）は、望ましくは、図２０に記載されるように、ＤＣ／ＡＣ段の入力ノードにおいて実装される。更には、ＤＣ／ＡＣ段の出力ノードでの電圧レベル及びキャパシタCcom_Txにかかる電圧も制限される。番号１０３７によって示される、図２０におけるキャパシタンスＣ２は、ＤＣ／ＡＣ段の入力ノードで見られる等価キャパシタンスに相当し、通常は１ｎＦの値を有する。

本発明はまた、送電機を有する電力伝送システムにも関係がある。それはまた、送電機に加えて、送電機と協働する受電体を有する電力伝送システムにも関係がある。

前述の記載は、明りょうさのために、異なる機能回路、ユニット及びプロセスを参照して本発明の実施形態を記載してきたことが認識されるだろう。しかし、異なる機能回路、ユニット又はプロセスの間の機能性の如何なる適切な記述も、本発明から逸脱することなしに使用されてよいことは明らかである。例えば、別個のプロセッサ又はコントローラによって実行されるよう表されている機能性は、同じプロセッサ又はコントローラによって実行されてよい。従って、特定の機能ユニット又は回路への言及は、狭義の論理的又は物理的構造又は機構を示すのではなく、単に、記載される機能を提供する適切な手段への言及として見なされるべきである。

本発明は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、又はそれらのあらゆる組み合わせを含む如何なる適切な形態でも実装され得る。本発明は、任意に、１つ以上のデータプロセッサ及び／又はデジタル信号プロセッサで実行されるコンピュータソフトウェアとして少なくとも部分的に実装されてよい。本発明の実施形態の要素及びコンポーネントは、如何なる適切な方法でも物理的に、機能的に及び論理的に実装されてよい。実際に、機能性は、単一のユニットにおいて、複数のユニットにおいて、又は他の機能ユニットの部分として、実装されてよい。そのようなものとして、本発明は、単一のユニットにおいて実装されてよく、あるいは、異なるユニット、回路及びプロセッサの間で物理的に及び機能的に分配されてよい。

本発明は、いくつ間実施形態に関連して記載されてきたが、本願で示される具体的な形態において制限されることは、意図されない。むしろ、本発明の適用範囲は、添付の特許請求の範囲によってのみ制限される。加えて、特徴は、特定の実施形態に関連して記載されるように思われ得るが、当業者であれば、記載される実施形態の様々な特徴は本発明に従って組み合わされてよいと認識するだろう。特許請求の範囲において、語「有する（comprising）」は、他の要素又はステップの存在を除外しない。

更には、個々に上げられているとしても、複数の手段、要素、回路又は方法ステップは、例えば、単一の回路、ユニット又はプロセッサによって、実装されてよい。加えて、個々の特徴が異なる請求項に含まれることがあるが、それらは、場合により、有利に組み合わされてよく、異なる請求項に含まれることは、特徴の組み合わせが容易及び／又は有利でないことを示すものではない。また、１つのカテゴリの請求項において特徴が含まれることは、このカテゴリへの制限を示すものではなく、むしろ、その特徴が必要に応じて他のカテゴリの請求項に同調に適用可能であることを示す。更には、特許請求の範囲における特徴の順序は、特徴が機能すべき如何なる具体的な順序も示すものではなく、特に、方法の請求項における個々のステップの順序は、それらのステップがこの順序で実施されるべきことを示すものではない。むしろ、ステップは、如何なる適切な順序でも実施されてよい。加えて、単数参照は複数個を除外しない。よって、「１つの（an又はa）」、「第１の（first）」及び「第２の（second）」等への言及は、複数個を除外しない。特許請求の範囲における参照符号は、明らかな例として単に付与されており、特許請求の範囲を制限するものとして決して解釈されるべきではない。

１つの他の可能な解決法は、送電側又は受電側で別個の搬送波信号を生成することである。インバータが無効にされる、本線電圧のゼロ交差の近くにある期間は、通信目的のために使用される。よって、受電側と送電側との間の通信は、電力信号によって又は負荷変動によって影響を及ぼされない。
米国特許出願公開第２０１１／０１１５３０３（Ａ１）号明細書（特許文献２）には、分離され得る２つの別個のコイルを使用し、１つが電力伝送用であり、もう１つが通信用である無線電力伝送システムが記載されている。
米国特許出願公開第２０１４／１５２１２０（Ａ１）号明細書（特許文献３）には、同様に、別個のコイルが通信のために使用され、このコイルが電力伝送の間はスイッチによって切り離されることが記載されている。

米国特許出願公開第２０１２／３１４７４５（Ａ１）号明細書 米国特許出願公開第２０１１／０１１５３０３（Ａ１）号明細書 米国特許出願公開第２０１４／１５２１２０（Ａ１）号明細書

Claims (18)

1. 誘導電力信号を用いて電力を受電体へ伝える送電機であって、
   第１インダクタを介して誘導電力信号を前記受電体へ供給する前記第１インダクタと、
   前記受電体からデータ信号を受信する第２インダクタと、
   前記第２インダクタと直列結合するキャパシタと
   を有し、
   前記第１インダクタ及び前記第２インダクタは、電力伝送回路及びデータ信号受信回路における別個のインダクタであり、
   前記データ信号受信回路は、前記第２インダクタによって受信される前記データ信号を取り出すデータ抽出回路と、通信期間を含む駆動時間インターバルの間に前記第２インダクタ及び前記キャパシタの直列結合のための駆動信号を生成するドライバとを有し、
   当該送電機は、受信された前記データ信号に応じて、前記第１インダクタを介して前記受電体へ供給される前記誘導電力信号を制御する制御ユニットを有し、
   当該送電機は、繰り返し時間フレームの電力伝送期間の間に前記第１インダクタを介して電力を伝送し、繰り返し時間フレームの通信期間の間に前記第２インダクタを介してデータ信号を受信するよう構成され、前記誘導電力信号の電力は、前記電力伝送期間に対して前記通信期間について低減され、
   前記制御ユニットは、通信期間の間の前記第２インダクタへの前記データ抽出回路の制御された電気結合と、電力伝送期間の少なくとも一部の間の前記第２インダクタからの前記データ抽出回路の電気分断との適用のために構成され、
   前記データ信号受信回路は、少なくとも部分的に先行する前記通信期間における時間フレームの放電時間インターバルの間に前記キャパシタを放電する放電回路を更に有する、
   送電機。
2. 前記誘導電力信号についての電力レベルインジケーションに応答して、前記データ抽出回路を前記第２インダクタへ電気的に結合する時間を決定するよう構成されるコントローラ
   を更に有する請求項１に記載の送電機。
3. 前記誘導電力信号についての電力レベルインジケーションに応答して、前記放電時間インターバルの開始時間を決定するよう構成されるコントローラ
   を更に有する請求項１に記載の送電機。
4. 前記キャパシタにかかるキャパシタ電圧を測定するよう、且つ、該キャパシタ電圧に応答して前記放電時間インターバルの開始時間を決定するよう構成されるコントローラ
   を更に有する請求項１に記載の送電機。
5. 前記キャパシタにかかるキャパシタ電圧を測定するよう、且つ、該キャパシタ電圧に応答して前記放電時間インターバルの終了時間を決定するよう構成されるコントローラ
   を更に有する請求項１に記載の送電機。
6. 前記キャパシタにかかるキャパシタ電圧を測定するよう、且つ、該キャパシタ電圧に応答して前記駆動時間インターバルの開始時間を決定するよう構成されるコントローラ
   を更に有する請求項１に記載の送電機。
7. 前記放電回路は、前記キャパシタの端子間に、前記ドライバ及び前記データ抽出回路を含む電気経路を形成するよう構成される、
   請求項１に記載の送電機。
8. 前記放電回路は、前記放電時間インターバルの少なくとも部分について前記データ抽出回路を通る電流を制限する電流制限要素を有する、
   請求項７に記載の送電機。
9. 前記放電回路は、少なくとも前記通信期間の間に前記電流制限要素を非アクティブにするよう構成される、
   請求項８に記載の送電機。
10. 前記キャパシタにかかるキャパシタ電圧を測定するよう、且つ、該キャパシタ電圧に応答して前記電流制限要素を非アクティブにする時間を決定するよう構成されるコントローラ
    を更に有する請求項９に記載の送電機。
11. 前記誘導電力信号についての電力レベルインジケーションに応答して、前記電流制限要素を非アクティブにする時間を決定するよう構成されるコントローラ
    を更に有する請求項９に記載の送電機。
12. 周期的に変動する電源信号を供給する電源であり、該電源における周期変動の周波数は１ｋＨｚよりも大きくない、前記電源と、
    前記変動する電源信号から前記第１インダクタのための駆動信号を生成する電力伝送信号発生器であり、該駆動信号は、１ｋＨｚよりも大きくない振幅周波数を有して周期的に変動する振幅を有する、前記電力伝送信号発生器と、
    前記周期的に変動する振幅の周期的な最小値に対応するように前記通信期間を同期させるよう構成される同期装置と
    を更に有する請求項１に記載の送電機。
13. 前記時間フレームの存続期間は、２００ミリ秒よりも大きくない、
    請求項１に記載の送電機。
14. 前記データ抽出回路は、当該送電機による前記駆動信号の負荷変調を検出するよう構成される、
    請求項１に記載の送電機。
15. 当該送電機は、抵抗と、前記通信期間の外側で前記データ抽出回路を通る電流を低減するよう前記データ抽出回路に対して前記抵抗を結合又は分離する制御可能スイッチとを有する、
    請求項１に記載の送電機。
16. 請求項１乃至１５のうちいずれか一項に記載の送電機を有する電力伝送システム。
17. 前記送電機と協働する受電体を有し、該受電体は、前記第１インダクタ及び前記第２インダクタと夫々結合する別個のインダクタを備える、
    請求項１６に記載の電力伝送システム。
18. 誘導電力信号を用いて電力を受電体へ伝える送電機の作動方法であって、当該送電機は、第１インダクタを介して誘導電力信号を前記受電体へ供給する前記第１インダクタと、前記受電体からデータ信号を受信する第２インダクタと、該第２インダクタと直列結合するキャパシタとを有し、前記第１インダクタ及び前記第２インダクタは、電力伝送回路及びデータ信号受信回路における別個のインダクタである、作動方法において、
    前記データ信号受信回路のデータ抽出回路が、前記第２インダクタによって受信される前記データ信号を取り出すステップと、
    ドライバが、通信期間を含む駆動時間インターバルの間に前記第２インダクタ及び前記キャパシタの直列結合のための駆動信号を生成するステップと、
    制御ユニットが、受信された前記データ信号に応じて、前記第１インダクタを介して前記受電体へ供給される前記誘導電力信号を制御するステップと、
    繰り返し時間フレームの電力伝送期間の間に前記第１インダクタを介して電力を伝送し、繰り返し時間フレームの通信期間の間に前記第２インダクタを介してデータ信号を受信するステップであり、前記誘導電力信号の電力は、前記電力伝送期間に対して前記通信期間について低減される、ステップと、
    通信期間の間の前記第２インダクタへの前記データ抽出回路の制御された電気結合と、電力伝送期間の少なくとも一部の間の前記第２インダクタからの前記データ抽出回路の電気分断とを適用するステップと、
    前記データ信号受信回路の放電回路が、少なくとも部分的に先行する前記通信期間における時間フレームの放電時間インターバルの間に前記キャパシタを放電するステップと
    を有する作動方法。

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