JP2017520201A - デジタル・ベースバンドが閾値付近である短距離ジグビー（ｚｉｇｂｅｅ（登録商標））互換受信機 - Google Patents

Abstract

短距離のモノのインターネットＩｏＴ：Internet of Things用途を対象とする、ＩＥＥＥ８０２．１５．４規格に準拠したＱ−ＱＰＳＫ ＤＳＳＳ変調をサポートする統合デジタル・ベースバンドを用いる、８．１ｎＪ／ｂｉｔの２．４ＧＨｚ受信機が提示されている。無線通信受信機の感度は、一般に、消費電力とトレードオフされる。この受信機は、感度が２５０Ｋｂｐｓにおいて−５２．５ｄＢｍであり、ＡＤＣ及びデジタル・ベースバンド処理を含み、２．０２ｍＷの全消費電力を達成するために、このトレードオフを有効に使っている。無線周波数ＲＦフロント・エンドのみのエネルギー−効率が、先行技術より約２倍良い。受信機は、面積が０．８６ｍｍ２である６５ｎｍのＣＭＯＳ中に組み立てられた。

Description

政府条項
この発明は、全米科学財団によって与えられた米国政府援助契約ＣＣＦ０９１０７６５の下でなされた。米国政府は、本発明に関してある種の権利を有する。

この出願は、２０１５年４月２４日出願の米国実用新案出願第１４／６９５、３８７号に、及びまた２０１４年４月２５日出願の米国仮特許出願第６１／９８４、３１６号に基づき優先権を主張する。上記出願の全体の開示は、参照によって本明細書に援用される。

本開示は、デジタル・ベースバンドが閾値付近である短距離用の無線受信機に関する。

小型高性能センサの指数関数的な増大が近い将来に差し迫っている。技術の急速な成長が、以前に予想されたよりはるかに速いペースで、モノのインターネット（ＩｏＴ：Internet of Things）のビジョンを現実なものに至らせつつある。この価値は、すべてのものをインターネットに結び付けることによって生じるのではなく、それらのインテリジェントな相互作用及び協調による。これは、以前では可能でなかった規模でデータを収集し情報を抽出する新たな局面を開くことになる。この技術は、廃棄物／水管理、輸送及び照明が向上し、スマート・ホームとのコネクティッド・カー（connected car）を備えるスマート・シティを可能にすることになり、小売業、製造、ショッピング及び健康管理に大変革をもたらすことになる。

個人のまわりのセンサ密度が、数百から数千に増加すると予想され、これは、地球上のほぼ１兆個のネットワーク化されたセンサに相当することになる。これらのセンサを包含するマイクロシステムは、計算、通信及び検知動作のために高いエネルギーの効率を必要とすることになる。これは、主に、これらのマイクロシステムの多くが、クラウドのエッジで、１０数年のバッテリの寿命で作動する、又はハーベストされたエネルギーでバッテリなしで作動すると予想されるからである。これは、回路設計者に、及び小型マイクロシステム中で機能しているとき、かなり多くの電力を消費するので、特に無線通信集積回路（ＩＣ）に新たな設計の課題及び好機をもたらす。

ＩＥＥＥ８０２．１５．４規格に基づき構築される６ＬｏＷＰＡＮベースのネットワークなど、モノのインターネットを可能にするオープン・プラットフォームを定義するために、いくつかの努力が行われている。最近、並外れた感度（無線範囲１００ｍ超）を有し、エネルギー効率が７．２ｎＪ／ｂｉｔ、６．８ｎＪ／ｂｉｔ及び７．４ｎＪ／ｂｉｔである、ＩＥＥＥ８０２．１５．４対応無線周波数（ＲＦ）フロント・エンドが、報告されている。

しかし、スマート・メータ及び駐車場のための無線近接センサ、室内のホーム・オートメーション及びフィットネス及び健康のモニタリングのためのいくつかのウェアラブル機器など、短距離用の通信（１０ｍ未満）のみが必要な多くのＩｏＴ用途が存在する。これらの場合、高性能を優先するデバイス、又は最悪の場合の応用のために設計されるＩＣと比較して、エネルギー効率を向上させるために、様々な設計のトレードオフをなすことができる。具体的には、受信機の感度がその消費電力と直接トレードオフされるということは、周知である。約−５０ｄＢｍに戻るダイヤル感度は、無線通信の電力をかなり低減させ、多くのエネルギーが制約される用途による要求を満たすことができるはずである。しかし、そうすることは、些細なことでなく、デジタル・ベースバンド・プロセッサを通じたＲＦフロント・エンドからの超低電力に重点を置く再設計が必要である。

この開示は、完全に統合された２．４ＧＨｚ受信機を提示し、これは、ＲＦフロント・エンド、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ：analog-to-digital converter）、及びデジタル・ベースバンド・プロセッサ（ＤＢＢ：digital baseband processor）を含み、無線通信ベースバンド・プロセッサ中で信号のサンプリング及び処理速度を適応させることによって感度と消費電力の関係を有効に使用する。ＩＥＥＥ８０２．１５．４規格に要求されている感度を満たさないが、この受信機は、ＩＥＥＥ８０２．１５．４パケットと完全に互換の短距離用のＯ−ＱＰＳＫ ＤＳＳＳリンクをもたらす。この開示を通して特定の規格を参照するが、本明細書に述べる概念が短距離用の無線受信機により一般に適用可能であることは容易に理解されよう。

このセクションは、必ずしも先行技術でない本開示に関する背景情報を提供する。

ＩＥＥＥ８０２．１５．４規格 ＩＥＥＥ８０２．１１（ＷｉＦｉ）規格

このセクションは、本開示の全体的な要約を提供するが、その完全な範囲の包括的な開示、又はその特徴のすべてではない。

デジタル・ベースバンド・プロセッサを備えた短距離用の受信機を作動させるための方法が提供される。この方法は、無線ネットワークのデータ・リンクを介してネットワーク・データ・パケットを受信するステップと、所与のサンプリング・レート（たとえばナイキスト（Nyquist）レート）でネットワーク・データ・パケットの一部分（たとえばヘッダ）をサンプリングするステップと、ネットワーク・データ・パケットが受信されたデータ・リンクの品質を示すメトリックを決定するステップと、ネットワーク・データ・パケットの所与のサンプリング・レートを低減されたサンプリング・レートに低下させるステップであって、低減されたサンプリング・レートは、データ・リンクの品質に逆比例し、所与のサンプリング・レートより低い値を用いて設定される、ステップと、低減されたサンプリング・レートでネットワーク・データ・パケットの残りを処理するステップとを含む。

一実施例では、メトリックは、閾値と比較され、所与のサンプリング・レートは、低減されたサンプリング・レートに低下させ、ネットワーク・データ・パケットの残りは、メトリックが閾値を超えるとき、処理されるのに対し、データ・ユニットの残りは、メトリックが閾値より低いとき、所与のサンプリング・レートで処理される。

所与のサンプリング・レートを低下させるステップは、デジタル・ベースバンド・プロセス、アナログ・デジタル変換器又は受信機中の別の能動回路の１つを、サンプリング間隔内の期間中、停止（disable）させることによって実施することができる。

いくつかの実施例では、所与のサンプリング・レートを低下させるステップは、エネルギー・レベルに従ってネットワーク・データ・パケットの一部分からのサンプルにランクを付けるステップと、エネルギー・レベルが最も高いサンプルのサブセットを選択するステップであって、選択されたサンプル数が、低減されたサンプリング・レートに相関する、ステップと、サンプルの選択されたサブセットによるネットワーク・データ・パケットの残りをサンプリングするステップとを含む。

いくつかの実施例では、データ・リンクの品質を示すメトリックは、信号対ノイズ比、受信された信号の強度指数及びリンク品質指標からなる群から選択することができる。

この開示の一態様では、短距離用の受信機を作動させるための方法は、次のようにさらに定義することができる。この方法は、受信機によって、無線ネットワーク中のチャネルを介してプロトコル・データ・ユニットを受信するステップと、受信機によって、所与のサンプリング・レートでデータ・ユニットの一部分をサンプリングするステップと、受信機によって、データ・ユニットが受信されたチャネルの品質を示すメトリックを決定するステップと、受信機によって、メトリックを閾値と比較するステップと、メトリックが閾値を超えるとき、低減されたサンプリング・レートでデータ・ユニットの残りを処理するステップと、メトリックが閾値より低いとき、所与のサンプリング・レートでデータ・ユニットの残りを処理するステップとを含む。データ・ユニットを処理するステップは、エネルギー・レベルに従ってデータ・ユニットの一部分からのサンプルにランクを付けるステップと、エネルギー・レベルが最も高いサンプルのサブセットを選択するステップであって、選択されるサンプル数が、低減されたサンプリング・レートに相関する、ステップと、サンプルの選択されたサブセットによるネットワーク・データ・パケットの残りをサンプリングするステップとをさらに含む。

この開示の別の態様では、短距離用の受信機が提供される。受信機は、ＲＦフロント・エンド回路、アナログ・デジタル変換器及びデジタル・ベースバンド・プロセッサを含む。ＲＦフロント・エンド回路は、アンテナからＲＦアナログ信号を受信するように構成され、ＲＦアナログ信号を、周波数が異なる中間信号に変えるように作動する。アナログ・デジタル変換器は、ＲＦフロント・エンド回路から中間信号を受信し、中間信号をデジタル信号に変換するように構成される。デジタル・ベースバンド・プロセッサは、アナログ・デジタル変換器からデジタル信号を受信するように構成され、デジタル信号を規定されたサンプリング・レートで処理する。より具体的には、ベースバンド・プロセッサは、ＲＦアナログ信号が受信されたデータ・リンクの品質を示すメトリックを決定し、規定されたサンプリング・レートを、データ・リンクの品質に対して逆比例する値に設定するリンク品質モジュールと、デジタル信号を規定されたサンプリング・レートでサンプリングし、デジタル信号から導かれた一連のデータ・ビットを出力するデコーダとを含む。

適用可能性のさらなる領域は、本明細書に提示した記載から明らかになるはずである。この要約の記載及び具体的な実例は、例示する目的のためだけに意図され、本開示の範囲を限定する意図はない。

本明細書に述べる図面は、すべての可能な実装形態ではなく、選択された実施例を例示する目的のためだけであり、本開示の範囲を限定する意図はない。

一般的な無線通信フロント・エンドを通る信号伝搬を示す略図である。 ＬＮＡ中の理論的なノイズ指数対電力のトレードオフを示すグラフである。 ６５ｎｍ ＣＭＯＳ中の理論的な短チャネルＮＦＥＴの線形性対電力のトレードオフを示すグラフである。 提案する適応サンプリング技法を例示するフローチャートである。 適応サンプリング技法をさらに例示する略図である。 チップ・エラー率のシミュレーションした確率を表すグラフである。 デジタル・ベースバンドが閾値付近である２．４ＧＨｚ Ｏ−ＱＰＳＫ ＤＳＳＳ受信機のシステム・ブロック図である。 フラッシュＡＤＣのＥＮＯＢに関しシミュレーションしたＭａｔｌａｂモデルを示すグラフである。 適応信号処理を実施する簡単化したデジタル・ベースバンドのブロック図である。 実例のＲＦフロント・エンド回路の回路図である。 バッファ駆動ＡＤＣ回路の回路図である。 コンパレータ回路の回路図である。 基準ラダー回路の回路図である。 ＳＲラッチ回路のそれぞれの回路図である。 Ｉチャネルで送信されたＯ−ＱＰＳＫデータを示すグラフである。 ＰＧＡの出力におけるダウンコンバートされたベースバンド信号を示すグラフである。 −４０ｄＢｍのＲＦ入力信号に対するＩチャネルへのフラッシュＡＤＣ出力を示すグラフである。 受信機フロント・エンドの測定された利得、ＮＦ、ＩＩＰ3、ＩＩＰ２を示すグラフである。 受信機フロント・エンドの測定された利得、ＮＦ、ＩＩＰ3、ＩＩＰ２を示すグラフである。 受信機フロント・エンドの測定された利得、ＮＦ、ＩＩＰ3、ＩＩＰ２を示すグラフである。 フラッシュＡＤＣスペクトルを示すグラフである。 ＩＥＥＥ８０２．１５．４パケット・フォーマットに準拠した、測定され受信されたＲＦパケットを示すグラフであり、各パケットの持続期間は２ｍｓである。 無線通信のシミュレーションしたエネルギー効率ブレイクダウンを示すグラフと、測定されたビット当たりのエネルギーのプロファイルのビット誤り率を示すグラフである。 ビット誤り率を示すグラフである。 システムのレーダ・プロットを示すグラフである。 ＲＦ入力における測定されたＳ１１（インピーダンス整合なし）を示すグラフである。

対応する参照数字は、図面のいくつかの図の至る所で対応する部品を示す。

ここで、添付図面を参照して実例の実施例をより完全に述べることにする。

ＲＦ受信機のためのシステム設計のトレードオフを理解するために、正弦波が受信機チェーンを通じて伝搬する、周波数領域中のインパルスとして表された、図１に示すような一般的な無線通信フロント・エンドを考える。受信機の関心あるパラメータは、そのダイナミック・レンジであり、それは、所与の性能仕様に関する最大信号処理性能及び最小検出可能信号によって決定される。所与の電力量に対して無線通信受信機のダイナミック・レンジを最大にするために、電力が信号チェーンに沿った様々な回路のパラメータを最適化するようにトレードオフされる。受信機の最小検出可能信号の仕様は、そのノイズ特性に依存し、一方最大帯域内信号処理性能は、受信機の全体の線形性に関係する。フロント・エンド・ブロックのノイズ特性は、信号チェーン中の後のステージと比較して、より重大である。直観的に、これは、理解することができる、というのは、信号が増幅され、後のステージで加えられるノイズは、フロント・エンド・ブロックと比較して、全体の信号対ノイズ比を悪化させる上でそれほどインパクトを与えない。同様に、信号が信号チェーン中で増幅されるとき、後のステージの線形性要件は、フロント・エンド・ブロックと比較して、より重大になる（より振幅がより大きい信号を処理するので）。ノイズ、線形性及び電力のトレードオフは、より量的に解析される。

高性能及び高感度受信機（感度−９０ｄＢｍ未満）は、低い受信機ノイズ指数（ＮＦ：Noise Figure）が求められる。これは、追加のＲＦ利得ステージ及び能動ミキサがその後に続く信号処理経路の先頭で、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）を用いることによって達成される。ＬＮＡノイズ指数は、通常、受信機全体のノイズ指数に影響し、電力と直接トレードオフされる。ＬＮＡのノイズ・ファクタ（Ｆ）は、近似的に、

によってその電力と関係付けられる、ただし、Ｐ_ＬＮＡは、低ノイズ増幅器が消費する電力であり、αは、所与の技術及び回路トポロジに依存する比例定数である。

図２は、９０ｎｍ ＣＭＯＳ中で設計されるＬＮＡに関するノイズ指数（Noise Figure）(１０ｌｏｇ_１０Ｆ）を（式１）からプロットしたものであり、そのＣＭＯＳは、３ｍＷの電力を消費し、３ｄＢのＮＦを達成している。ノイズと電力の同様の関係が、６５ｎｍ ＣＭＯＳで実現されるＬＮＡについて、実際にノイズ及び電力を最適化しようとする、いずれもの信号処理要素について予想される。５ｄＢ未満である低いＮＦについて予想されるように、電力に対するノイズ指数の変化の率は、減少し（減少する勾配）、電力を増加させることに対してノイズ指数の見返りがより低いことを示唆している。一方、高ノイズ指数を許容することができるシステムでは、電力は、かなり減少させることができる、というのは、電力に対するノイズ指数の変化の率が、高い（勾配が大きい）からである。ノイズ指数は、受信機感度を直接決定付けるので、この領域は、低感度及び短距離用の無線通信に対応する。これは、プロトタイプ・チップのために詳しく調査されている第１の設計トレードオフである。

ＲＦフロント・エンドの全体の線形性は、ベースバンド利得ステージによって決定付けられる。線形性対電力のトレードオフをより良く理解するために、６５ｎｍ ＣＭＯＳ中の短チャネルＮＦＥＴの線形性を評価するための３点法が採用されている。ゼロＩＦ受信機アーキテクチャには、二次線形性がより重要であり、同じ方法が、ＩＩＰ２を評価するために使用される。

ただし、ＩＩＰ２、ＩＩＰ３は、それぞれ二次及び三次の入力インターセプト・ポイントであり、ｇは、３つの入力電圧０、Ｖ及び−Ｖで評価された増分デバイス利得であり、Ｒｓは、ソース抵抗である。短チャネルＭＯＳＦＥＴの増分利得は、


によって与えられる、ただし、Ｖｏｄは、オーバー・ドライブ電圧であり、ｐは、速度飽和を考慮するものである。Ｖｏｄは、電流密度のみに依存し、したがってＩＩＰ３及びＩＩＰ２の両方が、図３に示すように、６５ｎｍ ＣＭＯＳ中の電力を評価するために、電流密度に対してプロットされている。このプロットに示すように、線形性は、電力が対数的に増加するにつれて向上する。したがって、提案する受信機中のベースバンド利得ステージは、適切な線形性を達成しながら全消費電力を低く保つために、５０μＡ／μｍ未満の電流密度によってバイアスされる。

感度対電力のトレードオフはさておき、出願人は、図４に見られるように、受信機を作動させるための適応サンプリング方法を提案する。実例の実施例では、着信するデータがパケットごとに受信機によって処理される。ネットワーク・データ・パケットを４１で受信すると、データ・パケットの一部分が４２において、ナイキスト・レートの２倍など、標準のサンプリング・レートでサンプリングされる。一実施例では、データ・パケットのヘッダが、標準のサンプリング・レートでサンプリングされるが、しかしパケットの他の部分が、ヘッダの代わりに使用されてもよい。標準のサンプリング・レートは、対象の、又は所望のリンク性能に依存して異なってもよいことを理解されたい。

サンプリングされたデータから、品質メトリックが４３で決定され、品質メトリックは、ネットワーク・データ・パケットが受信されたデータ・リンクの品質を示す。実例の実施例では、信号対ノイズ比が品質メトリックとして使用される。他のタイプの品質メトリックは、受信された信号の強度指数及びリンク品質指標を含み、この開示では予期されている。

電力を節約するために、受信機は、リンク性能を維持しながら、より低いサンプリング・レートで作動させることができる。簡単化した実例では、品質メトリックは、４５で閾値と比較される。品質メトリックが閾値を超えたとき、サンプリング・レートは、４６で低下させることができ、それによって消費電力を減少させる。たとえば、サンプリング・レートは、標準のレートの５０％又は２５％に設定することができる。言い換えると、サンプリング・レートは、データ・リンクの品質に逆比例して設定される。次いで、データ・パケットの残りは、２７に示すように、低減されたサンプリング・レートで処理される。低減されたサンプリング・レートは、さらに以下で述べるように、様々な方法で実現することができる。

品質メトリックが閾値より小さい、又はそれと等しいとき、サンプリング・レートは、同じ状態のままであり、データ・パケットの残りは、標準のサンプリング・レートで処理される。別のデータ・パケットを受信すると、プロセスは、４８で示すように、繰り返される。このようにして、適応サンプリングがパケットごとに実施される。方法論の当該ステップだけが図４に関して議論されているが、しかし受信機の全体の動作を制御し管理するために、他の機能が必要になることがあることを理解すべきである。

この方法の変形では、追加のデータ・パケットの処理は、データ・リンクの品質が変化するまで、低減されたサンプリング・レートで継続される。つまり、データ・リンクの品質は、受信機によってモニタされる。データ・リンクの品質の変化を検出した際、サンプリング・レートは、上記に述べた方法で設定される。

図５は、ＩＥＥＥ８０２．１５．４規格対応パケットについて、この方法を概念的に例示する。この実例の規格において、チップは、半周期の正弦波形状のパルスに適応する。チャネルのパルスのテンプレートは、プロトコル・データ・ユニット（ＰＰＤＵ）の同期ヘッダ中の受信された既知のパルスを平均することによって獲得される。例示的な図で示すように、ＳＮＲが低い場合、受信機は、ナイキスト・レートの２倍で作動させ、一方ＳＮＲが高い場合、受信機は、ナイキスト・サンプリング・レートの１倍で作動させる。サンプリング・レートと独立に、受信機は、対象のビット誤り率（ＢＥＲ：bit-error-rate）によって定量化された固定のシステムのリンク性能を維持する。言い換えると、受信機の感度は、パケット・ベースの通信チャネルの時間によって変化する特性に適応させる。この設計トレードオフは、高性能無線通信が通常用いるものと正反対である。ＩＥＥＥ８０２．１１（ＷｉＦｉ）規格対応無線通信の場合、良好な通信チャネルが存在するとき、高データ・スループットを優先する、それゆえ低消費電力より高性能を選ぶ、より高い変調スキームに適合させる規定が規格に作られている。特定のＩＥＥＥ規格を参照するが、この開示のより広い態様は、他の無線通信プロトコルに同様にうまく適用可能であることは容易に理解されよう。

低減されたサンプリング・レートでサンプルを任意で選択するよりはむしろ、サンプルは、特定の方法で選択される。実例の実施例では、一度平均されたチャネルのパルスのテンプレートが知られると、サンプルは、エネルギー・レベルに対してランクを付けられ、この情報は、平均サンプリング・レートを適応させるために後で使用される。より具体的には、サンプル（エネルギー・レベルが最も高い）のサブセットが選択され、データ・パケットの残りが、サンプルのサブセットに従ってサンプリングされる。図５を続けて参照すると、５０％のサンプリング・レートには、４つのサンプルの２つが、各パルスから選ばれる。この実例では、第２及び第３のパルスが最も高いエネルギー値を有し、それゆえ選ばれ、一方エネルギーが最も低い２つのサンプルは、さらなるデジタル処理に考慮されない。低減されたサンプリング・レートは、一定のままであることに留意されたい。２５％のサンプリング・レートには、第３のパルスだけが、次の処理に使用されることになるはずである。この場合、低減されたサンプリング・レートは、一定でない。

一実施例では、デジタル・ベースバンド・プロセッサが、選択されたサンプルだけを処理し、他のサンプルに対しては作動を停止することになる。２５％のサンプリング・レートの場合、デジタル・ベースバンド・プロセッサは、第３のパルスを処理するが、しかし他の３つのパルスは処理しないことになるはずである。同様に、受信機の他の構成要素は、低減されたサンプリング・レートに従ってサンプリング間隔内の期間中、停止させることができる。たとえば、アナログ・デジタル変換器は、２５％のサンプリング・レートの場合、第３のパルスを処理することのため以外、停止させることができる。また、増幅器、フィルタ、発振器など、１つ又は複数の他の能動回路は、低減されたサンプリング・レートに従ってサンプルごとにサンプリング間隔内の期間中、停止させることができる。また、これらのステップの１つ又は複数は、消費電力を減少させるために、組み合わすことができることを理解されたい。

提案する適応サンプリングを使用するリンク性能を評価するために、ＭＡＴＬＡＢシミュレーション・モデルが開発された。図６は、４つの異なるサンプリング・レート、すなわち２５％、５０％、７５％及び標準のサンプリング・レートに関するウォーターフォール（waterfall）曲線を示す。ＢＥＲが１０^−３である対象のリンク性能では、受信機は、ナイキスト・レートの２倍の標準のサンプリング・レートで収集、同期及びチャネルのパルスのテンプレート評価のために作動させる。入力Ｅ_ｂ／Ｎ_ｏが９ｄＢ超である場合、受信機は、５０％のサンプリング・レートに切り替えることができ、Ｅ_ｂ／Ｎ_ｏが１１ｄＢ超の場合、受信機は、２５％のサンプリング・レートに切り替えることができる。各場合、低減されたサンプリング・レートは、図に示すように、ＢＥＲが１０^−３のリンク性能を維持する。２５％のサンプリング・レートは、プロトタイプ・チップでは、パルス当たり４つのサンプルからの１つに対応することになるはずである。一度サンプリング・レートが選択されると、受信機は、チャネルのパルスのテンプレート上で最もエネルギーが高いサンプルを決定し、これらの同じ時間のサンプルが、ＰＰＤＵパケット中の全体のＰＨＹペイロード（ＰＳＤＵ）を処理するために使用される。

図７は、実例の受信機７０に関するシステム・ブロック図である。受信機７０は、一般に、ＲＦフロント・エンド回路７２、アナログ・デジタル変換器７８及びデジタル・ベースバンド・プロセッサ７９からなる。実例の実施例では、受信機は、感度はさておきＩＥＥＥ８０２．１５．４ＲＦパケットと互換であり、送信される生のバイナリ・ビットを出力する。コヒーレント直接変換ＲＦフロント・エンド回路７２は、ＲＦアナログ信号をアンテナ７１から受信するように構成され、ＲＦアナログ信号を周波数が異なる中間信号に変えるように作動する。次いで、アナログ・デジタル変換器７８は、中間信号をＲＦフロント・エンド回路７２から受信し、中間信号をデジタル信号に変換する。ＲＦフロント・エンド回路７２及び２つの５ビット・フラッシュＡＤＣは、１Ｖアナログ電源で、それぞれ０．８７ｍＷ及び０．５７ｍＷを浪費しながら作動する。デジタル・ベースバンド・プロセッサは、デジタル信号をアナログ・デジタル変換器７８から受信するように構成され、規定されたサンプリング・レートでデジタル信号を処理する。デジタル・ベースバンド・プロセッサは、通常、収集し、同期させ、受信された信号からの情報を変調し、そしてしばしば規格によって定義されるパケットの構造に従って受信されたパケットに対してさらなる処理を施すために必要な信号処理を含む。これは、アナログ・フロント・エンド回路に対するフィードバック制御信号を含む。また、デジタル・ベースバンド・プロセッサは、モデム、デジタル信号プロセッサ、又は簡単な状態機械など、無線通信コントローラとして述べることができるはずである。実例の実施例では、デジタル・ベースバンド・プロセッサは、０．７５Ｖ、すなわちデバイスの閾電圧よりわずかに高い電圧に縮小された供給電圧で、さらに０．５８ｍＷを浪費しながら作動する。デジタル・ベースバンド・プロセッサの電力は、上記に述べた適応サンプリング方法を実施することによって、さらに８％減少させることができる。

実例の実施例では、２．４５ＧＨｚでのＲＦ信号は、能動ギルバート・セル（Gilbert cell）ベースのミキサ７３に直接送られ、直交周波数下方変換によって（quadrature down-converted）ベースバンドに変換される。チャネル選択は、コーナー周波数が１．５ＭＨｚである三次バターワース（Butterworth）ｇｍ−Ｃ能動ローパス・フィルタ７４によって実施される。次いで、フィルタリングされたベースバンド信号は、３つのプログラマブル利得増幅器（ＰＧＡ：Programmable Gain Amplifier）７５によって増幅され、フラッシュＡＤＣの入力を駆動するバッファ７６がそれに続く。５ビット・フラッシュＡＤＣ７８は、４ＭＨｚ（必要なナイキスト・レートの２倍）で着信するＩ＆Ｑベースバンド信号をサンプリングする。オープン・ループでのデジタルＤＣオフセット較正が、能動フィルタ及びＰＧＡ中の電流デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ：Digital to Analog Converter）を使用して、フロント・エンドにわたって行き渡るようになされる。次いで、Ｉ＆Ｑベースバンド・チップが、デジタル・ベースバンド・プロセッサ７９によって処理される。

シミュレーションしたＢＥＲカーブから、フラッシュＡＤＣの５ビット分解能では、リンク性能にほとんどインパクトを与えないことが決定される。フラッシュＡＤＣのコンパレータ・オフセットが、入力ステージのトランジスタを寸法付けることによって減少されて、ＬＳＢ／４より小さくなる。ＭＡＴＬＡＢモデルが、モンテカルロ（Monte Carlo）シミュレーションから測定されたコンパレータ・オフセットに関し、フラッシュＡＤＣのＥＮＯＢ（有効ビット数：Effective Number Of Bits）を評価するために、開発されてきた。図８は、４．８ビットのＥＮＯＢが、フラッシュＡＤＣには、シミュレーションから計算された所与のコンパレータ・オフセットのために達成可能であることを示す。

提案する受信機は、無線ノードが網型ネットワーク中で作動するように予想される通信範囲を広げるための短距離用の無線通信を対象とする。２つのセンサ・ノードの間の最大見通し線の通信範囲を計算するために、以下のフリース（Friis）方程式（６）を使用することができる。１０^−３のＢＥＲでＲＦからビットへの測定された受信機感度は、−５２．５ｄＢｍである。２．４５ＧＨｚのＩＳＭバンド中心周波数を使用し、＋７ｄＢｍのＥＩＲＰ送信機を仮定すると、−５２．５ｄＢｍのＲＸ感度に対応する通信範囲は、９．２ｍであると分かる。

所望の性能を得るために、受信機のノイズ指数（ＮＦ）、線形性及び利得の要件は、計算し、以下の表１に要約してある。

パケット・エラー率（ＰＥＲ：Packet Error Rate）は、収集効果がその関係によって、無視できる場合、シンボル・エラー率（ＳＥＲ：Symbol Error Rate）と関係付けられる。
ＳＥＲ ＝ ＰＥＲ／(シンボル／パケット) （７）
ＩＥＥＥ８０２．１５．４では、パケット中のビット数は、Ｎ＝１６０ビット、４８ビットのオーバーヘッドであり、これは、パケット中の５２シンボルに対応し、したがって１％ＰＥＲは、０．０１９％ＳＥＲに対応する。単一のシンボル・エラーは、平均で、ｋ／２ビットのエラーになる、ただしｋ＝４は、シンボル中のビット数である。これは、０．００９５％ＢＥＲに対応する。半周期の正弦波にパルス成形するＯ−ＱＰＳＫ変調のＢＥＲは、以下のＱ関数（８）によって与えられる。

したがって、０．００９５％ＢＥＲに必要な（Ｅ_ｂ／Ｎ_ｏ）_ｍｉｎは、８．８ｄＢになるはずである。

直接拡散方式（ＤＳＳＳ：Direct Sequence Spread Spectrum）では、符号化利得（ＣＧ：Coding Gain）及び処理利得（ＰＧ：Processing Gain）が加えられる。符号化利得ＣＧは、コード・セットの直交度（degree of orthogonality）と関係し、それは、ＤＳＳＳコードについて、コード・セットの平均ハミング距離（Hamming distance）、

から計算される。ＩＥＥＥ８０２．１５．４のコード・セットは、平均ハミング距離

を用いるＲ_１５．４である。ＤＳＳＳコード・シーケンスには、符号化利得が近似的に、

によって与えられる、ただし、ｎはコード長である。ＣＧは、近似的に２ｄＢであり、それは、必要な（Ｅ_ｂ／Ｎ_ｏ）_ｍｉｎを６．８ｄＢまで減少させる。処理利得は、チップ・レートのデータ転送速度に対する比によって計算される。

ＰＧ ＝ １０ｌｏｇ_１０（チップ・レート／データ・レート） （１０）

チップ・レートは、２Ｍｃｐｓであり、データ転送速度は、２５０Ｋｂｐｓであり、それは、約９ｄＢのＰＧに対応する。ＰＧは、ＣＧと対照的に、必要なビット当たりのエネルギーを減少させないが、しかし、それは、むしろ、チップ当たりのエネルギー（Ｅ_ｓ）と比較して、ビットを検出するためにどれぐらい多くのエネルギーが使用されるのについての測定値である。それゆえ、１％ＰＥＲを達成するのに必要な最小（Ｅ_ｓ／Ｎ_ｏ）_ｍｉｎは、ＣＧ及びＰＧを考慮して計算することができ、それは、図６に示すように、ＭＡＴＬＡＢシミュレーションから計算して、ナイキスト・レートのサンプリングでは−２．２ｄＢであり、５０％サンプリングでは約０ｄＢである。

他の受信機の性能パラメータに関し、ＡＤＣ基準電圧は３００ｍＶであり、基準インピーダンスは５０オームであり、ＲＦバンド選択フィルタの挿入損失は、２ｄＢであると当然考えられ、リンク・マージンは１０ｄＢである。受信機フロント・エンドのＮＦは、ＢＷが１．５ＭＨｚと考えられることによって計算される。

ただし、Ｒｓｓは、対象とする受信機の感度である。

ＩＥＥＥ８０２．１５．４規格は、受信機フロント・エンドの線形性要件を規定していない。それゆえ、線形性要件は、干渉物プロファイルから導くことができる。ＩＩＰ３、ＩＩＰ２及びＳＦＤＲは、次のように計算される。

ＩＩＰ３＞（３Ｐ_ｉｎｔ−Ｐ_ｓｉｇ＋ＳＮＲ_ｍｉｎ＋マージン）／２ （１２）
ただし、Ｐ_ｉｎｔは、干渉物のパワーであり、Ｐ_ｓｉｇは、所望の信号のパワーである。
ＩＩＰ＞２Ｐ_ｉｎｔ−Ｐ_ｓｉｇ＋ＳＮＲ_ｍｉｎ＋マージン （１３）

ただし、Ｆは、受信機のノイズ・ファクタである。

５ビットＡＤＣ（Ｎ_ＡＤＣ）であり、バックオフ（ＢＯ：Back Off）マージンが１０ｄＢと仮定して、フロント・エンドから要求される最大及び最小の利得は、次のように計算される。
Ｇ_ｍａｘ＝ＲＥＦ_ＡＤＣ−６Ｎ_ＡＤＣ＋ＳＮＲ_ｍｉｎ−ＲＳＳ＋マージン （１５）
Ｇ_ｍｉｎ＝ＲＥＦ_ＡＤＣ−Ｒ_ｍａｘ−ＢＯ （１６）
ただし、Ｒ_ｍａｘは、−２０ｄＢｍである、最大の受信されたパワーであり、ＲＥＦ_ＡＤＣは、５０オームに対するＡＤＣ基準電圧電力である。測定された性能と併せて理論的なリンク量は、表１に示されている。

図９は、簡単化したデジタル・ベースバンドを例示する。デジタル・ベースバンドは、エネルギー検出モジュール９１が着信するベースバンドのＩ＆Ｑシンボルのエネルギーを絶えず計算している状態で、アイドル状態で待機している。受信されたシンボルのエネルギーが、閾値検出モジュール９２によって検出された際、プログラマブル閾値を横切ったとき、デジタル・ベースバンドは、収集及びタイミング同期の状態に入る。理想的な正方形のヘッダ・テンプレートが、タイミング同期を達成するために相関して同期モジュール９３によって使用される。同期後、チャネルのパルスのテンプレートが同期ヘッダからの８チップを平均することによって計算される。次いで、平均されたパルスのテンプレートが、入力されたＩ＆Ｑデータ・ストリームを相関させるために使用される。コヒーレント復調のために、受信機ＬＯが、送信された２．４５ＧＨｚのＲＦ搬送波によって周波数でロックされるが、しかし位相はロックされないと仮定され、それゆえＲＦ搬送波の位相オフセットは、位相修正モジュール９５によって、受信されたＯ−ＱＰＳＫシンボルから評価され、修正される。この位相オフセットは、受信されたＯ−ＱＰＳＫシンボルの位相を計算し、それを同期ヘッダ中で送信された既知のデータと比較することによって、計算される。ルックアップ・テーブルが、位相角度及びその対応する修正ファクタを計算するために使用される。

実例の実施例では、リンク品質モジュール９６が上記に述べた適応サンプリング技法を実施する。すなわち、リンク品質モジュール９６は、ＲＦアナログ信号が受信されたデータ・リンクの品質を示すメトリックを決定し、規定されたサンプリング・レートをデータ・リンクの品質に対して逆比例する値に設定する。実例の実施例では、４ＭＨｚのサンプリング・レートは、Ｉ＆Ｑシンボル当たり４つのサンプルに対応する。計算されたチャネルのパルス応答から、リンク品質モジュール９６は、エネルギーに関して４つのサンプルにランクを付ける。これは、図９に概念的に例示されている。ＳＮＲが高い場合、サンプリングを低下させることによって、シンボル当たりのいくらかのエネルギーが、次のステージでの計算電力の減少とトレードオフされる。

一実施例では、デジタルのクロック・ゲーティングが、計算電力を節約するために、デジタル・ベースバンド中においてモジュール・レベルで使用される。デジタル・クロックは、モジュールがＡＤＣからの現在時刻のサンプルを処理することが必要な場合、モジュールに対して有効にされる。時刻のサンプルは、知られたチャネルのパルスのテンプレートからエネルギーでランクが付けられる。クロックは、最もエネルギーが高い、選択された平均サンプリング・レートと一致するサンプルに対応する時刻のサンプルのためだけにモジュールに有効にされる。このようにして、デジタル処理ユニットの平均周波数を減少させることによって、全平均電力を減少させる。

復号モジュール９７は、硬判定復号（ＨＤＤ：hard decision decoding）を実施するために、整合フィルタを使用する。ＨＤＤは、軟判定復号（ＳＤＤ：soft-decision decoding）と比較して、計算の複雑さがより低い場合に使用され、リンク性能でのペナルティがおおよそ２ｄＢである。最後に、逆拡散モジュール９８が、受信されたチップを逆拡散し、送信された生のバイナリ・データを出力する。ＢＥＲ試験では、デジタル・ベースバンドが、データを無限に復調する状態に入る。モジュール・レベルのクロック・ゲーティングが、電力を節約するためにデジタル・ベースバンド中で使用される。用語「モジュール」は、本明細書で使用するとき、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、デジタル、アナログ又は混合型のアナログ／デジタルのディスクリート回路、デジタル、アナログ又は混合型のアナログ／デジタルの集積回路、組み合わせたロジック回路、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）、コードを実行するプロセッサ回路（共有、専用又はグループ）、プロセッサ回路によって実行されるコードを格納するメモリ回路（共有、専用又はグループ）、述べた機能性をもたらす他の適切なハードウェア構成要素、或いはシステム・オン・チップ中など、上記のいくつか、又はすべての組み合わせをいう、その一部である、又はそれらを含むことができる。

図１０は、外部ＬＯを備えた、実例のＲＦフロント・エンドのためのＩ／Ｑチャネルの詳細な回路図であり、上記に述べた受信で使用することができる。ＬＯ信号のシングル・エンドから差動への変換がオン・チップのＬＯバッファを使用して達成され、次いで、その出力は、シングル・エンドのバランスしたギルバート・セル（gilbert-cell）能動ミキサにＡＣ結合される。

ＬＯバッファは、ＤＣレベルのシフトのために、ソース・フォロアと直列である、抵抗性負荷の差動増幅器である。電力を節約するために、受信機は、ＲＦ利得をもたらすためのＬＮＡを使用せず、その代りに能動ミキサに頼る。ベースバンドの変調信号は、かなり低い周波数成分を有し、能動ミキサ中のデバイスは、フリッカ・ノイズのコーナー周波数を１００ＫＨｚ未満に低下させるような大きさで作られる。

ＩＥＥＥ８０２．１５．４のＰＨＹは、隣接チャネル（±５ＭＨｚ）で０ｄＢ除去を、１つおきのチャネル（±１０ＭＨｚ）で３０ｄＢ除去を要求している。１０ｄＢのマージンを仮定すると、１つおきのチャネルで４０ｄＢ除去は、コーナー周波数が１．５ＭＨｚである三次バターワース型フィルタを使って達成することができる。フィルタは、必要とされる信号から１０ＭＨｚ離れた所で５０ｄＢ除去をもたらすことになり、それゆえチャネル選択のアンチ・エイリアス・フィルタ(anti-aliasing filter)として使用することができる。フィルタのコーナー周波数を処理コーナーの外側に調節するために、コンデンサは、キャパシタンスを±２０％だけ変化させるために、３ビットのバイナリ制御ワードによって同調可能にされる。ミキサの差動出力が、ｇｍ−Ｃフィルの入力ステージによって、シングル・エンド信号に変換される。

実例の実施例では、全体のベースバンドは、電力を節約するために、シングル・エンドで実装される。ベースバンド利得は、能動フィルタとＰＧＡの間で行き渡らされる。プログラマブル利得（ＰＧ）は、切り換え可能な固定利得ステージによって実現される。

利得ステージは、修正一次ｇｍ−Ｃステージとして実現される。伝送ゲートが使用され、それが有効にされたとき、入力信号が、フッタ(footer)によって停止されている利得ステージをバイパスするのを可能にする。各ＰＧステージは、おおよそ２４ｄＢの全ＰＧＡの利得に対して約８ｄＢの利得をもたらす。行き渡らせたオフセット較正には、電流ＤＡＣが、ＤＣオフセットをフラッシュＡＤＣのＬＳＢ／２内まで減少させるように設計される。ＰＧステージの出力は、フラッシュＡＤＣの入力キャパシタンスを駆動するバッファに送られる。１ＭＨｚのベースバンド信号が、開口誤差(aperture errors)を引き起こす６５ｎｍ ＣＭＯＳのコンパレータ速度に対して十分に速くないことを考慮して、Ｓ／Ｈ回路がフラッシュＡＤＣの入力で回避される。ＬＳＢサイズは、外部で生成される、３００ｍＶの基準電圧に対して９．４ｍＶである。電力を減少させるために、前置増幅器がコンパレータ中では全く使用されないが、それは、フラッシュ変換器が、コンパレータのキックバックに影響されやすくする。コンパレータのキックバック及び基準ラダーの消費電力を減少させるために、２ｐＦの減結合コンデンサが、図１０に示すように基準ラダーに追加される。コンパレータの出力は、また図１０に示すように、ＳＲラッチに送られる。デジタル・ベースバンドは、温度計コードをバイナリに変換し、簡単な加算エンコーダの技法を使用してフラッシュＡＤＣのバブル及びスパークル・エラーを減少させる。

上記に述べた実例の受信機は、ＩＥＥＥ８０２．１５．４ＲＦ互換パケットを用いて試験されている。−６ｄＢｍの外部ＬＯ電力及び９０°のハイブリッド結合器が、直交ＬＯ信号を発生するために使用される。ＦＰＧＡが走査チェーン(scan-chain)を構成するために使用される。図１２Ａ〜１２Ｃは、−４０ｄＢｍのＲＦ入力信号に対して、送信されたＩチャネル変調データ、ＩチャネルＡＤＣからのデジタル化された出力と併せて測定されたＩチャネル・アナログ・ベースバンド波形を示す。送信され受信されたデータ波形は、時間遅延し、位相が１８０°ずれている。コヒーレント受信機が実現されているので、この位相シフトは、デジタル・ベースバンド・プロセッサで修正される。図１３Ａ〜１３Ｄは、ＲＦフロント・エンドの測定された性能をフラッシュＡＤＣスペクトルとともに示す。フラッシュＡＤＣは、入力周波数が１ＭＨｚで４．３のＥＮＯＢを達成する。１ＭＨｚのＩＦ帯域幅にわたる全平均利得は、３７ｄＢであり、一方平均ＮＦは、２８ｄＢである。測定された平均ＮＦは、シミュレーションした値より約１０ｄＢ低い。これは、受信機ノイズが、１／ｆフリッカ・ノイズの影響を被ったからであり、そのフリッカ・ノイズは、シミュレーションでは正確にモデル化されていないからである。線形性測定では、（ＬＯ±５０ＫＨｚ）における２つのトーン試験が、それぞれ−３５ｄＢｍ及び−１４ｄＢｍとして、高利得及び低利得のセッティングで測定されたＩＩＰ３と、それぞれ−２５ｄＢｍ及び−１３．５ｄＢｍとして、高利得及び低利得のセッティングで測定されたＩＩＰ２とを示す。

図１４は、−４０ｄＢｍのＲＦ入力信号に対する受信されたＲＦパケットを示す。バイナリ・データ１００１_２のダミーＰＨＹペイロードが、試験のために使用されている。また、ＩＥＥＥ８０２．１５．４規格対応パケットが、図に示されている。ＳＦＤがスタート・オブ・フレームのデリミッタ（start-of-frame delimiter）であり、それは、フレーム同期のために使用される。

図１５Ａ〜１５Ｄは、全体システムの測定されたエネルギー効率プロファイルを、無線通信のシミュレーションしたエネルギー効率ブレイクダウン、ＢＥＲカーブ及び比較のための最も望ましいＲＸメトリックのレーダ・プロットとともに示す。レーダ・プロットでは、より大きい星形が優れた設計を表す。このプロットは、通信距離が、エネルギー効率及びバッテリ寿命を向上させるためにどのようにトレードオフされてきたのかを強調している。ＲＦフロント・エンドのみの測定されたエネルギー効率は、３．５ｎＪ／ｂｉｔであり、一方ＡＤＣ及びＤＢＢについては２．３ｎＪ／ｂｉｔである。

ＢＥＲ試験では、デジタル・ベースバンドは、無限にデータを受信する状態に入る。ＲＸの測定された感度は、ＢＥＲが１０^−３で−５２．５ｄＢｍである。測定されたＢＥＲ性能から、入力ＳＮＲが、ナイキスト・サンプリングの２倍で約３ｄＢ、１０^−３の同じリンク性能についてのものより高い場合、ＤＢＢは、エネルギー効率が２．１ｎＪ／ｂｉｔにおいて２５％サンプリングで作動させることができることが観測されている。

完全な解決策を求めると、受信機にはオン・チップのＬＯが必要になるはずである。全電力を評価するために、前に発表されたＬＯを利用する。ＰＬＬ、ＬＣ−ＶＣＯ及びＶＣＯバッファを含むＰＬＬを使用して発生される２．４ＧＨｚのＬＯは、１．６ｍＷを消費し、全ＱＶＣＯには１．２ｍＷであった［２３］。これは、この研究を含む、完全な受信機についておおよそ３ｍＷの全電力に相当する。この受信機は、無線通信フロント・エンド（３．５ｎＪ／ｂｉｔ）に対して、以前のアプローチより２倍エネルギー効率が良く、さらにデジタル・ベースバンドが閾値付近であるＯ−ＱＰＳＫ ＤＳＳＳコヒーレント受信機に対して８．１ｎＪ／ｂｉｔのエネルギー効率が報告されている。

無線通信エネルギー効率が、将来のＩｏＴデバイスのバッテリ寿命を延長する上で重要な役割を果たそうとしている。従来の高性能無線通信と比較して、これらの新たな用途について様々な設計トレードオフをなすことができる。我々は、感度対電力のトレードオフを研究し、統合デジタル・ベースバンドを備えた低電力（２ｍＷ）短距離用のＯ−ＱＰＳＫ ＤＳＳＳ受信機を提示してきた。また、無線通信受信機は、デジタル・ベースバンド中で電力を節約するために、ＢＥＲが１０^−３という対象のリンク性能をなお維持しながら、その平均サンプリング・レートを入力ＳＮＲが高い場合に対して適応させている。

実施例の前述の記載は、例示し記載する目的のために提供してきた。包括的である、また本開示を限定するという意図はない。具体的な実施例の個別の要素又は特徴は、一般に、その具体的な実施例に限定されず、たとえ特に示されていない、又は述べられていない場合でも、適用可能なとき、取り換え可能であり、選択された実施例で使用することができる。また、同じことが、多くの方法で変更することができる。そのような変更は、本開示から逸脱すると見なすべきでない、そしてすべてのそのような修正は、本開示の範囲内に含まれると意図される。

Claims (20)

1. デジタル・ベースバンド・プロセッサを備えた短距離用の受信機を作動させるための方法であって、
   前記受信機中のデジタル・ベースバンド・プロセッサによって、無線ネットワークのデータ・リンクを介してネットワーク・データ・パケットを受信するステップと、
   前記デジタル・ベースバンド・プロセッサによって、所与のサンプリング・レートで前記ネットワーク・データ・パケットの一部分をサンプリングするステップと、
   前記デジタル・ベースバンド・プロセッサによって、前記ネットワーク・データ・パケットが受信された前記データ・リンクの品質を示すメトリックを決定するステップと、
   前記デジタル・ベースバンド・プロセッサによって、前記ネットワーク・データ・パケットの前記所与のサンプリング・レートを、低減された一定の、又は一定でないサンプリング・レートに低下させるステップであって、前記低減されたサンプリング・レートは、前記所与のサンプリング・レートより低い値を用いて、前記データ・リンクの品質に逆比例して設定される、ステップと、
   前記デジタル・ベースバンド・プロセッサによって、前記低減されたサンプリング・レートで前記ネットワーク・データ・パケットの残りを処理するステップとを含む、方法。
2. 前記ネットワーク・データ・パケットの前記一部分は、前記ネットワーク・データ・パケットのヘッダとしてさらに定義される、請求項１に記載の方法。
3. 前記所与のサンプリング・レートは、ナイキスト・レートとして定義される、請求項１に記載の方法。
4. 前記メトリックは、信号対ノイズ比、受信された信号の強度指数及びリンク品質指標からなる群から選択される、請求項１に記載の方法。
5. 前記所与のサンプリング・レートを低下させるステップは、
   前記メトリックを閾値と比較するステップと、
   前記メトリックが前記閾値を超えるとき、前記所与のサンプリング・レートを前記低減されたサンプリング・レートに低下させ、前記ネットワーク・データ・パケットの前記残りを処理するステップと、
   前記メトリックが前記閾値より低いとき、前記所与のサンプリング・レートで前記データ・ユニットの前記残りを処理するステップとをさらに含む、請求項１に記載の方法。
6. 前記所与のサンプリング・レートを低下させるステップは、
   前記サンプリング間隔内の期間中、前記デジタル・ベースバンド・プロセッサを停止させるステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
7. 前記所与のサンプリング・レートを低下させるステップは、
   前記サンプリング間隔内の期間中、前記受信機中の前記デジタル・ベースバンド・プロセス、アナログ・デジタル変換器又は別の能動回路の１つを停止させるステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
8. 前記所与のサンプリング・レートを低下させるステップは、
   エネルギー・レベルに従って前記ネットワーク・データ・パケットの前記一部分からのサンプルにランクを付けるステップと、
   エネルギー・レベルが最も高い、前記サンプルのサブセットを選択するステップであって、選択されるサンプル数が、前記低減されたサンプリング・レートと相関する、ステップと、
   前記サンプルの選択されたサブセットによる前記ネットワーク・データ・パケットの前記残りをサンプリングするステップとをさらに含む、請求項１に記載の方法。
9. 前記受信機で別のネットワーク・データ・パケットを受信するステップと、
   前記別のネットワーク・データ・パケットについて前記方法の前記ステップを繰り返すステップとをさらに含む、請求項１に記載の方法。
10. 前記データ・リンクの前記品質をモニタリングするステップと、
    前記データ・リンクの前記品質が変化するまで、前記低減されたサンプリング・レートで追加のネットワーク・データ・パケットの処理を継続するステップとをさらに含む、請求項１に記載の方法。
11. 前記データ・リンクの品質の変化を検出するステップと、
    前記データ・リンクの品質を示す前記メトリックを決定するステップと、
    前記所与のサンプリング・レートを、前記データ・リンクの品質に対して逆比例する値に設定するステップとをさらに含む、請求項１０に記載の方法。
12. 閾値付近のデジタル・ベースバンド・プロセッサを備えた短距離用の受信機を作動させるための方法であって、
    前記受信機によって、無線ネットワーク中のチャネルを介してプロトコル・データ・ユニットを受信するステップと、
    前記受信機によって、所与のサンプリング・レートで前記データ・ユニットの一部分をサンプリングするステップと、
    前記受信機によって、前記データ・ユニットが受信された前記チャネルの品質を示すメトリックを決定するステップと、
    前記受信機によって、前記メトリックを閾値と比較するステップと、
    前記メトリックが前記閾値を超えるとき、低減された一定の、又は一定でないサンプリング・レートで前記データ・ユニットの残りを処理するステップであって、前記低減されたサンプリング・レートは、所与のサンプリング・レートより低く、前記データ・ユニットを処理するステップは、
    エネルギー・レベルに従って、前記データ・ユニットの前記一部分からのサンプルにランクを付けるステップ、
    エネルギー・レベルが最も高い、前記サンプルのサブセットを選択するステップであって、選択されるサンプル数が前記低減されたサンプリング・レートと相関する、ステップ、
    前記サンプルの選択されたサブセットによる前記ネットワーク・データ・パケットの前記残りをサンプリングするステップ、及び
    前記メトリックが前記閾値より低いとき、前記所与のサンプリング・レートで前記データ・ユニットの前記残りを処理するステップを含む、処理するステップとを含む、方法。
13. 前記データ・ユニットの前記一部分は、データ・ユニットの同期ヘッダとしてさらに定義される、請求項１２に記載の方法。
14. 前記所与のサンプリング・レートは、ナイキスト・レートとして定義される、請求項１２に記載の方法。
15. 前記メトリックは、信号対ノイズ比としてさらに定義される、請求項１２に記載の方法。
16. 受信された、各新しいプロトコル・データ・ユニットについて前記方法の前記ステップを繰り返すステップをさらに含む、請求項１２に記載の方法。
17. 前記チャネルの前記品質をモニタリングするステップと、
    前記チャネルの前記品質が変化するまで、前記低減されたサンプリング・レートで追加のデータ・ユニットの処理を継続するステップとをさらに含む、請求項１２に記載の方法。
18. 前記チャネルの品質の変化を検出するステップと、
    前記チャネルの品質を示す前記メトリックを決定するステップと、
    前記所与のサンプリング・レートを、前記チャネルの品質に対して逆比例する値に設定するステップとをさらに含む、請求項１７に記載の方法。
19. 無線ネットワーク中で作動する短距離用の受信機であって、
    アンテナからＲＦアナログ信号を受信するように構成され、前記ＲＦアナログ信号を周波数が異なる中間信号に変えるように作動するＲＦフロント・エンド回路と、
    前記ＲＦフロント・エンド回路から前記中間信号を受信し、前記中間信号をデジタル信号に変換するように構成されるアナログ・デジタル変換器と、
    前記アナログ・デジタル変換器から前記デジタル信号を受信するように構成され、規定されたサンプリング・レートで前記デジタル信号を処理するデジタル・ベースバンド・プロセッサであって、
    前記ＲＦアナログ信号が受信されたデータ・リンクの品質を示すメトリックを決定し、前記規定されたサンプリング・レートを、前記データ・リンクの前記品質に対して逆比例する値に設定するリンク品質モジュール、及び
    前記規定されたサンプリング・レートで前記デジタル信号をサンプリングし、前記デジタル信号から導かれた一連のデータ・ビットを出力するデコーダを含むデジタル・ベースバンド・プロセッサとを含む、短距離用の受信機。
20. 前記リンク品質モジュールは、前記受信機中の前記デジタル・ベースバンド・プロセス、アナログ・デジタル変換器又は別の能動回路の１つを、前記サンプリング間隔内の期間中、停止させることによって、前記規定されたサンプリング・レートを実現する、請求項１９に記載の短距離用の受信機。