JP2019161902A - 制御装置、空気調和機、制御方法及びプログラム - Google Patents

Abstract

【課題】コンバータ回路のリアクタ損失と騒音を低減する制御装置を提供する。【解決手段】制御装置は、整流回路と、リアクタと、スイッチング素子とを備え、交流電力を直流電力に変換するコンバータと、コンバータが変換した直流電力を交流電力に変換するインバータとを備える電力変換装置について、スイッチング素子のオンとオフを切り替えるスイッチング制御を実行する制御部、を備え、前記制御部は、スイッチング制御の実行中に前記スイッチング素子のオンとオフの切り替えを行わないスイッチング休止期間を設定する。【選択図】図２

Description

本発明は、制御装置、空気調和機、制御方法及びプログラムに関する。

空気調和機などに接続された受電設備には、高調波電流の規制値が設定される。この規制値を超えないようにするため、例えば、特許文献１には、交流電源の電圧を直流に変換するコンバータと、コンバータの出力電圧を交流電圧に変換するインバータとを備える電力変換装置において、高調波電流の制限値に応じてコンバータの出力電圧を制御し、高調波電流を低減する制御方法が記載されている。

また、空気調和機などに搭載される圧縮機駆動用の電力変換装置では、力率改善や高調波対策等を目的にコンバータの出力部または入力部にリアクタが設けられることがある。このような電力変換装置では、リアクタの出力側にスイッチング素子を設け、このスイッチング素子のオンとオフを切り替えるスイッチング制御を実行することによって、インバータに供給する直流電圧を制御することがある。

特開２０１７−１６３８３９号公報

上記のスイッチング制御を実行すると、リアクタでは、電力損失や騒音が生じる可能性がある。特許文献１には、リアクタでの電力損失や騒音を低減する技術の記載がない。

そこでこの発明は、上述の課題を解決することのできる制御装置、空気調和機、制御方法及びプログラムを提供することを目的としている。

本発明の一態様によれば、制御装置は、整流回路と、リアクタと、スイッチング素子とを備え、交流電力を直流電力に変換するコンバータと、前記コンバータが変換した直流電力を交流電力に変換するインバータとを備える電力変換装置について、前記スイッチング素子のオンとオフを切り替えるスイッチング制御を実行する制御部、を備え、前記制御部が、前記スイッチング制御の実行中に前記スイッチング素子のオンとオフの切り替えを行わないスイッチング休止期間を設定する。

本発明の一態様によれば、前記制御部は、所定の変調波と、所定のキャリアとに基づいて前記スイッチング素子のオンとオフの切り替えを指示するスイッチング制御信号を生成し、前記変調波の変調率を上昇させることにより前記スイッチング休止期間を設定する。

本発明の一態様によれば、前記制御部は、前記スイッチング休止期間における前記コンバータの入力電流の歪み率が所定の閾値以下となるよう前記変調率を設定する。

本発明の一態様によれば、前記制御部は、前記スイッチング休止期間における前記コンバータの入力電流に含まれる各次数の高調波の値が所定の閾値以下となるよう前記変調率を設定する。

本発明の一態様によれば、前記制御部は、前記スイッチング休止期間における前記コンバータの入力電流を監視し、前記入力電流の歪み率または前記入力電流に含まれる各次数の高調波の値が、所定の閾値以下となるよう前記変調率をフィードバック制御する。

本発明の一態様によれば、前記制御部が、前記電力変換装置の負荷の大きさが所定の範囲内の場合に、前記スイッチング制御の実行中に前記スイッチング休止期間を設定する制御を行う。

本発明の一態様によれば、空気調和機は、整流回路と、リアクタと、スイッチング素子とを備え、交流電力を直流電力に変換するコンバータと、前記コンバータが変換した直流電力を交流電力に変換するインバータとを備える電力変換装置と、上記の何れかの制御装置と、前記電力変換装置が制御するモータによって駆動する圧縮機とを備える。

本発明の一態様によれば、制御方法は、整流回路と、リアクタと、スイッチング素子とを備え、交流電力を直流電力に変換するコンバータと、前記コンバータが変換した直流電力を交流電力に変換するインバータとを備える電力変換装置について、前記スイッチング素子のオンとオフを切り替えるスイッチング制御の実行中に前記スイッチング素子のオンとオフの切り替えを行わないスイッチング休止期間を設定するステップを有する。

本発明の一態様によれば、プログラムは、整流回路と、リアクタと、スイッチング素子とを備え、交流電力を直流電力に変換するコンバータと、前記コンバータが変換した直流電力を交流電力に変換するインバータとを備える電力変換装置を制御するコンピュータを、前記スイッチング素子のオンとオフを切り替えるスイッチング制御を実行する手段、前記スイッチング制御の実行中に前記スイッチング素子のオンとオフの切り替えを行わないスイッチング休止期間を設定する手段、として機能させる。

本発明によれば、リアクタとスイッチング素子が設けられたコンバータにおけるスイッチング制御によるリアクタでの電力損失、騒音を低減することができる。

本発明の一実施形態における電力変換装置の一例を示す図である。 本発明の一実施形態における制御装置の一例を示すブロック図である。 本発明の一実施形態におけるスイッチング制御を説明する第１の図である。 本発明の一実施形態におけるスイッチング制御を説明する第２の図である。 本発明の一実施形態におけるスイッチング制御の一例を示す第１のフローチャートである。 本発明の一実施形態におけるスイッチング制御の一例を示す第２のフローチャートである。 本発明の実施形態における制御装置のハードウェア構成の一例を示す図である。

＜実施形態＞
以下、本発明の一実施形態によるコンバータのスイッチング制御について図１〜図７を参照して説明する。
図１は、本発明の一実施形態における電力変換装置の一例を示す図である。
図１に空気調和機１に搭載された圧縮機２と、圧縮機２に電力を供給する電力変換装置３とを示す。図示するように圧縮機２は、電力変換装置３と、モータ４と、圧縮機構５と、を備える。電力変換装置３は、交流電源６から受電した交流電力を、三相交流電力に変換してモータ４に出力する。制御装置１０は、電力変換装置３を制御し、モータ４を空気調和機１の負荷に応じた回転数で駆動する。モータ４が電力変換装置３からの印加によって回転駆動することにより、圧縮機構５が冷媒を圧縮し、空気調和機１が備える冷媒回路（図示せず）へ冷媒を供給する。

電力変換装置３は、図１に示すように、コンバータ３１と、インバータ３７と、制御装置１０と、入力電流検出部２０と、ゼロクロス検出部２１と、を備える。コンバータ３１は、交流電源６からの交流電力を直流電力に変換してインバータ３７に出力する装置である。コンバータ３１は、整流回路３２０と、スイッチング回路３３０と、平滑コンデンサ３６と、を備える。
整流回路３２０は、ダイオード３２ａ〜３２ｄによって構成される。 整流回路３２０は、交流電源６より入力された交流電力を直流電力に変換し、スイッチング回路３３０へ出力する。

スイッチング回路３３０は、平滑コンデンサ３６へ電流を流し、インバータ３７に入力される電圧を生成する。スイッチング回路３３０は、リアクタ３３と、ダイオード３４と、スイッチング素子３５と、を備える。リアクタ３３は、第１端子と、第２端子と、を備える。ダイオード３４は、アノード端子と、カソード端子と、を備える。スイッチング素子３５は、第１端子と、第２端子と、第３端子と、を備える。スイッチング素子３５は、第１端子が受ける信号に応じて、オン状態となる期間とオフ状態となる期間とが切り替わることにより、第２端子から第３端子に流れる電流を制御し、スイッチング回路３３０に流れる電流の値を変化させる。スイッチング素子３５としては、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等が挙げられる。スイッチング素子３５が例えばＭＯＳＦＥＴである場合、スイッチング素子３５の第１端子はゲート端子であり、第２端子はソース端子であり、第３端子はドレイン端子である。

平滑コンデンサ３６は、第１端子と、第２端子と、を備える。平滑コンデンサ３６は、スイッチング回路３３０から電流を取得する。

入力電流検出部２０は、入力端子と、出力端子と、を備える。入力電流検出部２０は、交流電源６へのリターン電流（以下、「入力電流」と記載）を検出する電流計である。入力電流検出部２０は、検出した入力電流の情報を制御装置１０へ出力する。
制御装置１０は、複数の入力端子と、複数の出力端子とを備える。制御装置１０は、例えば、第１入力端子を介して、入力電流検出部２０から入力電流の情報を取得し、入力電流波形を観測する。制御装置１０は、第１出力端子を介してスイッチング回路３３０の制御などを行う。

交流電源６は、出力端子と、基準端子と、を備える。交流電源６は、コンバータ３１に交流電力を供給する。

ゼロクロス検出部２１は、第１入力端子と、第２入力端子と、出力端子と、を備える。
ゼロクロス検出部２１は、第１入力端子と、第２入力端子とを介して、交流電源６が出力する電圧のゼロクロス点を検出する。ゼロクロス点は、交流電源６が出力する電圧がゼロボルトを交差する時刻を示す。ゼロクロス検出部２１は、セロクロス点の情報を含むゼロクロス信号を生成する。ゼロクロス検出部２１は、出力端子を介してゼロクロス信号を制御装置１０に出力する。制御装置１０は、その時刻を基準の時刻として、例えば、交流電源６の周期と同期するように後述する変調波Ｐ２，Ｐ２´を生成する。

インバータ３７は、コンバータ３１から出力された直流電力を三相交流電力に変換して圧縮機２のモータ４に出力する装置である。インバータ３７は、スイッチング素子３７ａ等を複数備え（図示せず）、複数のスイッチング素子３７ａ等はブリッジ回路を構成する。制御装置１０は、インバータ３７が備えるブリッジ回路のスイッチング素子３７ａ等のオンとオフを切り替えることにより、三相交流電力を生成し、生成した三相交流電力をモータ４に出力する。なお、インバータ制御の具体的な手法の例としては、ベクトル制御、センサレスベクトル制御、Ｖ／Ｆ（Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）制御、過変調制御などが挙げられる。

整流回路３２０の入力端子（ダイオード３２ａのアノード端子）は、交流電源６の出力端子と、ゼロクロス検出部２１の第１入力端子とに接続される。整流回路３２０の入力側の基準端子（ダイオード３２ｂのアノード端子）は、交流電源６の基準端子と、ゼロクロス検出部２１の第２入力端子と、入力電流検出部２０の入力端子とに接続される。整流回路３２０の出力端子（ダイオード３２ａ，３２ｂのカソード端子）は、リアクタ３３の第１端子に接続される。整流回路３２０の出力側の基準端子（ダイオード３２ｃ，３２ｄのアノード端子）は、スイッチング素子３５の第３端子と、平滑コンデンサ３６の第２端子と、インバータ３７の基準端子とに接続される。リアクタ３３の第２端子は、ダイオード３４のアノード端子と、スイッチング素子３５の第２端子とに接続される。ダイオード３４のカソード端子は、平滑コンデンサ３６の第１端子と、インバータ３７の入力端子とに接続される。

スイッチング素子３５の第１端子は、制御装置１０の第１出力端子に接続される。制御装置１０の第１入力端子は、入力電流検出部２０の出力端子に接続される。制御装置１０の第２入力端子は、ゼロクロス検出部２１の出力端子に接続される。インバータ３７のスイッチング素子３７ａ等の第１端子は、制御装置１０の第２出力端子に接続される。スイッチング素子３７ａ等の第２端子はインバータ３７が備える他のスイッチング素子、第３端子はモータ４の入力端子に接続される。

図２は、本発明の一実施形態における制御装置の一例を示すブロック図である。
制御装置１０は、例えばマイコン等のＣＰＵ（Central Processing Unit）やＭＰＵ（Micro Processing Unit）を備えたコンピュータである。図示するように制御装置１０は、制御部１１と、記憶部１６とを備えている。

制御部１１は、スイッチング素子３５のオンとオフの切り替え（スイッチング制御）等によるコンバータ３１の制御、インバータ３７のスイッチング素子３７ａ等のスイッチング制御等によるインバータ３７の制御を行う。以下、スイッチング素子３５のスイッチング制御に関する機能部を説明し、他の機能部の説明を省略する。制御部１１は、波形観測部１２と、制御信号生成部１３と、判定部１４と、制御方法決定部１５とを備える。

波形観測部１２は、ゼロクロス検出部２１が検出した交流電源６のゼロクロス点を示すゼロクロス信号を、ゼロクロス検出部２１から取得する。波形観測部１２は、入力電流検出部２０から入力電流波形を取得する。波形観測部１２は、ゼロクロス点を基準として、入力電流波形を観測する。
制御信号生成部１３は、スイッチング回路３３０を制御するためのスイッチング信号Ｓ１を生成する。ここで、スイッチング信号Ｓ１の生成について図３、図４を用いて説明する。

図３は、本発明の一実施形態におけるスイッチング制御を説明する第１の図である。
図４は、本発明の一実施形態におけるスイッチング制御を説明する第２の図である。
図３（ａ）に一般的なスイッチング信号Ｓ１の生成方法を示す。制御信号生成部１３は、図３（ａ）に示すように、所定のキャリアＰ１（三角波）と変調波Ｐ２とを生成する。所定のキャリアＰ１は、基準となる波形の信号である。変調波Ｐ２は、例えば、交流電源６から供給される電流に含まれる基本波に相当する正弦波を示す信号である。そして、制御信号生成部１３は、キャリアＰ１と変調波Ｐ２とを比較し、その比較結果に基づいて、図３（ｂ）に示すようなスイッチング素子３５を制御するスイッチング信号Ｓ１を生成する（三角波比較方式）。具体的には、キャリアＰ１の値が変調波Ｐ２の値を上回る期間はオン状態、キャリアＰ１の値が変調波Ｐ２の値以下となる期間はオフ状態とするスイッチング信号Ｓ１を生成する。図３（ｂ）に示すスイッチング信号Ｓ１に従って、スイッチング素子３５のオン、オフを切り替えることにより、入力電流の波形を、変調波Ｐ２と同様の波形に制御することができる。図４（ａ）に、スイッチング信号Ｓ１によってスイッチング制御した結果得られる入力電流の波形の一例を示す。リアクタ３３を流れる電流についても同様の波形となる。

ところで、スイッチング素子３５のスイッチング制御を行うと、リアクタ３３を流れる電流が高周波成分を含むようになる。高周波成分を含むと、リアクタ３３の騒音およびリアクタ３３で発生する電力損失（鉄損）が増加する。そこで、本実施形態では、スイッチング素子３５のスイッチング回数を減らすことによって、リアクタ３３に流れる電流に高周波成分が含まれない期間を設ける。より具体的には、上記で説明した方式によって、図３（ｂ）に例示するスイッチング信号Ｓ１を生成するスイッチング制御の実行中に、スイッチングを行わないスイッチング休止期間を設定する。スイッチング休止期間中は、リアクタ３３に流れる電流に高周波成分が含まれないため、この間のリアクタ損失や騒音の発生を低減することができる。

図３（ｃ）に本実施形態に特有のスイッチング信号Ｓ１の生成方法を示す。制御信号生成部１３は、図３（ｃ）に示すように、所定のキャリアＰ１と変調波Ｐ２´とを生成する。変調波Ｐ２´の変調率は、１００％より大きな値に設定されている。変調率は、キャリアＰ１の振幅と同じ大きさに設定された変調波Ｐ２´の振幅を１００％とした場合の変調波Ｐ２´の振幅の大きさを示す。つまり、変調波Ｐ２´の振幅は、キャリアＰ１の振幅より大きな値となる。そして、制御信号生成部１３は、キャリアＰ１と変調波Ｐ２´とを比較し、その比較結果に基づいて、図３（ｄ）に示すようなスイッチング素子３５を制御するスイッチング信号Ｓ１を生成する。つまり、キャリアＰ１の値が変調波Ｐ２´の値を上回る期間はオン状態、キャリアＰ１の値が変調波Ｐ２´の値以下となる期間はオフ状態とするスイッチング信号Ｓ１を生成する。すると、変調波Ｐ２´の振幅が大きくなる期間Ｔ１では、変調波Ｐ２´の値がキャリアＰ１の値を上回るため、スイッチング信号Ｓ１の値は、連続してオフとなる。換言すれば、期間Ｔ１は、スイッチングが生じないスイッチング休止期間となる。スイッチングを行わなければ、リアクタ３３での電力損失が低減する。また、リアクタ３３の振動による騒音を抑制することができる。図４（ｂ）に、１００％を超える変調率を設定した変調波Ｐ２´とキャリアＰ１に基づいて生成されたスイッチング信号Ｓ１によるスイッチング制御の結果得られる入力電流の波形の一例を示す。

図４（ｂ）に示すようにスイッチング休止期間Ｔ１における入力電流の波形は、図４（ａ）に示す入力電流の波形と比較して歪んでいる。これは、入力電流に含まれる高調波成分が増加したことを示している。入力電流の高調波成分には、規格等による規制がある。効率の向上を目的として変調率を上昇させすぎると高調波成分が増加し、この規制を守れなくなる可能性がある。そこで本実施形態では、入力電流に含まれる高調波成分の値を監視して、変調波Ｐ２´の変調率を調整する。

判定部１４は、入力電流に含まれる高調波成分の大きさに応じて、変調率が適切かどうかを判定する。例えば、判定部１４は、波形観測部１２が取得した入力電流波形をＦＦＴ（fast Fourier transform）等により解析し、基本波の他、２次〜４０次までの高調波成分をそれぞれ抽出する。そして、判定部１４は、各次数の高調波について規格等により定められた規制値と抽出結果とを比較し、何れかの次数の高調波の大きさが、規制値を超えていれば、変調率が過大であると判定する。あるいは、全ての次数の高調波の大きさが、各々の次数の規制値について当該規制値よりも低く設定された所定の閾値よりも小さければ変調率が過小（高調波規制値まで余裕がある）と判定してもよい。

また、入力電流に含まれる高調波成分の判定は、歪み率（ＴＨＤ：total harmonic distortion）によって行ってもよい。判定部１４は、波形観測部１２が取得した入力電流波形についてＴＨＤを算出する。そして、判定部１４は、算出したＴＨＤと所定の閾値Ａとを比較し、ＴＨＤが閾値Ａを超えていれば、変調率が過大であると判定する。あるいは、閾値Ａより低く設定された所定の閾値Ｂよりも小さければ変調率が過小（高調波規制値まで余裕がある）と判定してもよい。ＴＨＤの算出方法は公知であるが、例えば、より簡略化した方法として、入力電流波形から基本波（１次高調波）を抽出し、入力電流の実効値から基本波の実効値を減算した差を計算し、この差を基本波の実効値で除算することによって算出してもよい。このように簡略化した方法であれば、制御装置１０の計算負担を抑えることができ、例えば、マイコン等でもリアルタイムな算出が可能である。

判定部１４が、変調率が過大であると判定すると、制御信号生成部１３は、変調率を低下させ、スイッチング信号Ｓ１を生成する。また、判定部１４が、変調率が過小と判定すると、制御信号生成部１３は、リアクタ損失を低減し効率を上げるために変調率を上昇させ、スイッチング信号Ｓ１を生成してもよい。判定部１４が、変調率を過大とも過小とも判定しなかった場合には、制御信号生成部１３は、変調波Ｐ２´の変調率を現在の値としたままスイッチング信号Ｓ１を生成する。このように制御信号生成部１３は、判定部１４の判定結果に基づいて、変調波Ｐ２´の変調率をフィードバック制御する。

制御方法決定部１５は、（１）スイッチング休止期間を設けることなくスイッチング制御を実行する一般的なスイッチング制御、（２）スイッチング制御の実行中にスイッチング休止期間を設ける本実施形態のスイッチング制御のうち、何れかの制御方法を選択する。例えば、空気調和機１の負荷に相当するモータ４の負荷（例えば、回転数の指令値）が所定の第１閾値以上であれば、制御方法決定部１５は、「一般的なスイッチング制御」を選択する。例えば、モータ４の負荷が第２閾値より大きく、第１閾値未満であれば、制御方法決定部１５は、「本実施形態のスイッチング制御」を選択する。第２閾値より大きく第１閾値未満とは、例えば、空気調和機１の空調対象となる空間の温度が、目標とする設定温度を達成した後の運転で生じる負荷の大きさである。また、制御方法決定部１５は、空気調和機１の運転領域に応じて、スイッチング制御を上記の（１）、（２）の中から選択してもよい。例えば、制御装置１０が、空気調和機１のコントローラ（図示せず）から現在の運転領域を示す情報を取得し、取得した運転領域に応じた制御方法を選択する。例えば、制御装置１０が、現在の運転領域を示す情報として「高負荷運転領域」を取得した場合、制御方法決定部１５は、「一般的なスイッチング制御」を選択する。例えば、制御装置１０が、現在の運転領域を示す情報として「中間負荷運転領域」を取得した場合、制御方法決定部１５は、「本実施形態のスイッチング制御」を選択する。
なお、上記の（１）、（２）の他に、（３）スイッチングを実行しない制御（スイッチング素子３５はオフのままとなる）を加え、制御方法決定部１５は、（１）〜（３）の中から制御方法を選択してもよい。例えばモータ４の負荷が第２閾値以下であれば、制御方法決定部１５は、「スイッチングを実行しない制御」を選択してもよい。

次にスイッチング制御方法の切り替え処理の一例について図５を用いて説明する。
図５は、本発明の一実施形態におけるスイッチング制御の一例を示す第１のフローチャートである。
空気調和機１は運転中であるとする。制御方法決定部１５は、制御部１１のインバータ３７を制御する機能部からモータ４の負荷を示す情報（例えば、回転数の指令値）を取得し、負荷の大きさを判定する（ステップＳ１１）。例えば、負荷が第２閾値より大きく第１閾値未満であれば（ステップＳ１１；Ｙｅｓ）、制御方法決定部１５は、「本実施形態のスイッチング制御」を選択する。制御方法決定部１５は、本実施形態のスイッチング制御の実行を制御信号生成部１３へ指示する。制御信号生成部１３は、変調波Ｐ２´の変調率を上昇してスイッチング制御を実行する（ステップＳ１２）。例えば、変調率の初期値が記憶部１６に登録されていて、制御信号生成部１３は、変調率にこの初期値を設定する。変調率の初期値は、例えば１１０〜１２０％の間の値である。スイッチング休止期間Ｔ１を設けることにより、ＡＰＦ（通年エネルギー消費効率）への寄与度が高く、効率改善が望まれている中間負荷運転領域でのリアクタ損失を低減することができる。これにより、中間負荷運転領域での空気調和機１の運転効率が向上する。

一方、負荷が上記の範囲外の場合（ステップＳ１１；Ｎｏ）、制御方法決定部１５は、「一般的なスイッチング制御」を選択する。制御方法決定部１５は、一般的なスイッチング制御の実行を制御信号生成部１３へ指示する。制御信号生成部１３は、一般的なスイッチング制御を実行する（ステップＳ１３）。制御信号生成部１３は、変調波Ｐ２の変調率を１００％に設定してスイッチング制御を実行する。

なお、負荷が高い（入力電流が大きい）高負荷運転領域において変調率を上昇させると、高調波規制内に高調波を制御できなくなる可能性が高い。そのため、図５の例では、高負荷運転領域で一般的なスイッチング制御を実行することとしたが、モータ４の負荷が第１閾値以上であっても「本実施形態のスイッチング制御」を実行するように構成してもよい。また、負荷の大きさに関係なく全運転領域で「本実施形態のスイッチング制御」を実行するようにしてもよい。この場合、例えば、負荷の大きさに応じて変調率の初期値を予め記憶部１６に登録しておき、制御信号生成部１３は、モータ４の負荷に基づいて変調率を切り替えるようにしてもよい。

次に「本実施形態のスイッチング制御」の処理の流れについて図６を用いて説明する。
図６は、本発明の一実施形態におけるスイッチング制御の一例を示す第２のフローチャートである。
まず、制御方法決定部１５が制御信号生成部１３へ「本実施形態のスイッチング制御」の実行を指示する。すると、制御信号生成部１３は、予め登録された所定の初期値へ変調波Ｐ２´の変調率を上昇させる（ステップＳ２１）。制御信号生成部１３は、図３（ｃ）で説明した方法でスイッチング制御信号Ｓ１を生成する（ステップＳ２２）。制御部１１は、制御信号生成部１３が生成したスイッチング制御信号Ｓ１をスイッチング素子３５に出力する。これによりスイッチング素子３５のオン状態とオフ状態が切り替わる。スイッチング休止期間Ｔ１には、スイッチング素子３５はオフ状態となる。波形観測部１２が観測する入力電流の波形は、図３（ｄ）で示すような歪みを含んだ波形になる。判定部１４は、波形観測部１２が観測する入力電流に基づいて、スイッチング休止期間Ｔ１でのＴＨＤまたは各次数の高調波の値を算出し、算出したＴＨＤまたは各次数の高調波の値を監視する（ステップＳ２３）。具体的には、判定部１４は、例えば、算出したＴＨＤ等の値と所定の閾値（例えば、高周波規制に基づく、所定の上限値および下限値）とを比較する。判定部１４は、ＴＨＤの値が所定の上限値および下限値で規定される範囲内に収まっていれば、変調率は許容範囲内であると判定する。ＴＨＤの値が所定の上限値を上回る場合、判定部１４は、変調率は過大であると判定する。ＴＨＤの値が所定の下限値に満たない場合、判定部１４は、変調率は過小であると判定する。各次数の高周波の値に基づいて判定する場合も同様である。つまり、全次数の高周波の値が所定の範囲内であれば、判定部１４は、変調率は許容範囲内であると判定する。一つの次数でも高周波の値が所定の上限値を上回る場合、判定部１４は、変調率は過大であると判定する。一つの次数でも高周波の値が所定の下限値を下回る場合、判定部１４は、変調率は過小であると判定する。判定部１４は、判定結果を制御信号生成部１３へ出力する。

判定部１４が、変調率は許容範囲内であると判定した場合（ステップＳ２４；Ｙｅｓ）、制御信号生成部１３は、ステップＳ２２からの処理を繰り返す。つまり、制御信号生成部１３は、現在の変調率のままスイッチング制御信号Ｓ１を生成する。制御部１１は、そのスイッチング制御信号Ｓ１をスイッチング素子３５に出力する。

変調率が許容範囲内ではない場合（ステップＳ２４；Ｎｏ）、変調率が過大であれば（ステップＳ２５；Ｙｅｓ）、制御信号生成部１３は、変調波Ｐ２´の変調率を低下させる（ステップＳ２６）。例えば、現在の変調率が１２０％であれば、制御信号生成部１３は変調率を５％低下させ、１１５％に設定してもよい。変調率をどの程度低下させるかについては予め定められており、制御信号生成部１３は、これに従って変調率を低下させる。最大限低下させた場合の変調率は１００％である。変調率を低下させると、制御信号生成部１３は、ステップＳ２２からの処理を繰り返す。つまり、制御信号生成部１３は、変調率低下後の変調波Ｐ２´とキャリアＰ１とに基づいてスイッチング制御信号Ｓ１を生成する。制御部１１は、スイッチング制御信号Ｓ１をスイッチング素子３５に出力する。変調率を低下させると、スイッチング休止期間Ｔ１は短くなる。これにより、入力電流に含まれる高調波成分は低減する。

また、変調率が過小の場合（ステップＳ２５；Ｎｏ）、制御信号生成部１３は、変調波Ｐ２´の変調率を上昇させる（ステップＳ２７）。例えば、現在の変調率が１１０％であれば、制御信号生成部１３は変調率を５％上昇させ、１１５％に設定してもよい。変調率をどの程度上昇させるかについては予め定められており、制御信号生成部１３は、これに従って変調率を上昇させる。なお、変調率の上限値を定め、変調率がこの上限値以上とならないようにしてもよい。変調率を上昇させると、制御信号生成部１３は、ステップＳ２２からの処理を繰り返す。つまり、制御信号生成部１３は、変調率上昇後の変調波Ｐ２´とキャリアＰ１とに基づいてスイッチング制御信号Ｓ１を生成する。変調率を上昇させると、スイッチング休止期間Ｔ１は長くなり、リアクタ損失や騒音を低減することができる。
このように、制御信号生成部１３は、判定部１４の判定に基づいて変調率の設定を入力電流の状態に合わせて調節するフィードバック制御を継続的に行う。

本実施形態によれば、整流回路３２０と、リアクタ３３と、スイッチング素子３５等を備えたスイッチング回路３３０と、平滑コンデンサ３６と、を備えるコンバータ３１について、スイッチング素子３５のオンとオフを切り替えるスイッチング制御の実行中に、スイッチング素子３５のオンとオフの切り替えを行わない（オフ状態とする）スイッチング休止期間を設ける。これにより、オンとオフの切り替えを継続して実行し続ける一般的なスイッチング制御と比較して、スイッチングにより生じるリアクタ３３での電力損失や騒音を低減することができる。また、圧縮機２や空気調和機１の運転効率を向上することができる。また、本実施形態の制御装置１０によれば、スイッチング休止期間中の入力電流に含まれる高調波や、入力電流の歪み率を監視することにより、変調率を調整してスイッチング休止期間の長さを調整するフィードバック制御を行う。これにより、高調波規制の範囲内でスイッチング損失の低減を図ることができる。また、フィードバック制御により、空気調和機１の運転条件や運転状態の変化による電力変換装置３の負荷変動にも動的に対応し、空気調和機１の運転効率の向上を実現することができる。

図７は、本発明の実施形態における制御装置のハードウェア構成の一例を示す図である。コンピュータ９００は、ＣＰＵ９０１、主記憶装置９０２、補助記憶装置９０３、入出力インタフェース９０４、通信インタフェース９０５を備える例えばマイコン、ＰＣ、サーバ端末装置である。コンピュータ９００は、ＣＰＵ９０１に代えて、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）やＧＰＵ（Graphics Processing Unit）などのプロセッサを備えていてもよい。上述の制御装置１０は、コンピュータ９００に実装される。そして、上述した各処理部の動作は、プログラムの形式で補助記憶装置９０３に記憶されている。ＣＰＵ９０１は、プログラムを補助記憶装置９０３から読み出して主記憶装置９０２に展開し、当該プログラムに従って上記処理を実行する。また、ＣＰＵ９０１は、プログラムに従って、記憶部１６に対応する記憶領域を主記憶装置９０２に確保する。また、ＣＰＵ９０１は、プログラムに従って、処理中のデータを記憶する記憶領域を補助記憶装置９０３に確保する。

なお、少なくとも１つの実施形態において、補助記憶装置９０３は、一時的でない有形の媒体の一例である。一時的でない有形の媒体の他の例としては、入出力インタフェース９０４を介して接続される磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等が挙げられる。また、このプログラムが通信回線によってコンピュータ９００に配信される場合、配信を受けたコンピュータ９００が当該プログラムを主記憶装置９０２に展開し、上記処理を実行しても良い。また、当該プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良い。さらに、当該プログラムは、前述した機能を補助記憶装置９０３に既に記憶されている他のプログラムとの組み合わせで実現するもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であっても良い。

上記の波形観測部１２と、制御信号生成部１３と、判定部１４と、制御方法決定部１５と、記憶部１６との全て又は一部は、マイコン、ＬＳＩ（Large Scale Integration）、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＰＬＤ（Programmable Logic Device）、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）等のハードウェアを用いて実現されてもよい。

その他、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、上記した実施の形態における構成要素を周知の構成要素に置き換えることは適宜可能である。また、この発明の技術範囲は上記の実施形態に限られるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の変更を加えることが可能である。
なお、ＴＨＤは歪み率の一例である。

１・・・空気調和機
２・・・圧縮機
３・・・電力変換装置
４・・・モータ
５・・・圧縮機構
６・・・交流電源
１０・・・制御装置
１１・・・制御部
１２・・・波形観測部
１３・・・制御信号生成部
１４・・・判定部
１５・・・制御方法決定部
１６・・・記憶部
２０・・・入力電流検出部
２１・・・ゼロクロス検出部
３２０・・・整流回路
３３０・・・スイッチング回路
３１・・・コンバータ
３２ａ、３２ｂ、３２ｃ、３２ｄ・・・ダイオード
３３・・・リアクタ
３４・・・ダイオード
３５・・・スイッチング素子
３６・・・平滑コンデンサ
３７・・・インバータ
３７ａ・・・スイッチング素子
Ｓ１・・・スイッチング制御信号
Ｐ２,Ｐ２´・・・変調波

Claims (9)

1. 整流回路と、リアクタと、スイッチング素子とを備え、交流電力を直流電力に変換するコンバータと、前記コンバータが変換した直流電力を交流電力に変換するインバータとを備える電力変換装置について、前記スイッチング素子のオンとオフを切り替えるスイッチング制御を実行する制御部、を備え、
   前記制御部が、前記スイッチング制御の実行中に、前記スイッチング素子のオンとオフの切り替えを行わないスイッチング休止期間を設定する、
   制御装置。
2. 前記制御部は、所定の変調波と、所定のキャリアとに基づいて前記スイッチング素子のオンとオフの切り替えを指示するスイッチング制御信号を生成し、前記変調波の変調率を上昇させることにより前記スイッチング休止期間を設定する、
   請求項１に記載の制御装置。
3. 前記制御部は、前記スイッチング休止期間における前記コンバータの入力電流の歪み率が所定の閾値以下となるよう前記変調率を設定する、
   請求項２に記載の制御装置。
4. 前記制御部は、前記スイッチング休止期間における前記コンバータの入力電流に含まれる各次数の高調波の値が所定の閾値以下となるよう前記変調率を設定する、
   請求項２に記載の制御装置。
5. 前記制御部は、前記スイッチング休止期間における前記コンバータの入力電流を監視し、前記入力電流の歪み率または前記入力電流に含まれる各次数の高調波の値が、所定の閾値以下となるよう前記変調率をフィードバック制御する、
   請求項２に記載の制御装置。
6. 前記制御部が、前記電力変換装置の負荷の大きさが所定の範囲内の場合に、前記スイッチング制御の実行中に前記スイッチング休止期間を設定する制御を行う、
   請求項１から請求項５の何れか１項に記載の制御装置。
7. 整流回路と、リアクタと、スイッチング素子とを備え、交流電力を直流電力に変換するコンバータと、前記コンバータが変換した直流電力を交流電力に変換するインバータとを備える電力変換装置と、
   請求項１から請求項６の何れか１項に記載の制御装置と、
   前記電力変換装置が制御するモータによって駆動する圧縮機と、
   を備えた空気調和機。
8. 整流回路と、リアクタと、スイッチング素子とを備え、交流電力を直流電力に変換するコンバータと、前記コンバータが変換した直流電力を交流電力に変換するインバータとを備える電力変換装置について、前記スイッチング素子のオンとオフを切り替えるスイッチング制御の実行中に、前記スイッチング素子のオンとオフの切り替えを行わないスイッチング休止期間を設定する、
   制御方法。
9. 整流回路と、リアクタと、スイッチング素子とを備え、交流電力を直流電力に変換するコンバータと、前記コンバータが変換した直流電力を交流電力に変換するインバータとを備える電力変換装置を制御するコンピュータを、
   前記スイッチング素子のオンとオフを切り替えるスイッチング制御を実行する手段、
   前記スイッチング制御の実行中に、前記スイッチング素子のオンとオフの切り替えを行わないスイッチング休止期間を設定する手段、
   として機能させるためのプログラム。

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