JP2020171135A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】変調方式の切替えにおけるトルク衝撃の発生を抑える。【解決手段】直流を交流に変換するスイッチング回路２と、該スイッチング回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部３とを有する電力変換装置１０の前記ＰＷＭ制御部は、電流指令と、前記スイッチング回路から負荷へと供給される電流とに基づいて、電圧指令を算出する電流制御部３１と、前記電圧指令のＮ相変調用補正量と、前記電圧指令の（Ｎ−１）相変調用補正量との比率を、前記電流指令に基づいて算出するスケジューラー３５であって、前記Ｎは３以上の整数である、スケジューラーと、前記比率に基づいて、前記Ｎ相変調用補正量と前記（Ｎ−１）相変調用補正量とを前記電圧指令に加えることにより、補正付き電圧指令を算出するＰＷＭデューティー生成部３２とを備える。【選択図】図３

Description

本発明は、ＰＷＭ制御を行い、モーター等の負荷に電力を供給する電力変換装置に関する。

特許文献１に、２相／３相変調選択手段を備えた電力変換装置が記載されている。この２相／３相変調選択手段は、電流制御の精度が重視されるか、発熱を抑制することが重視されるかによって、２相変調用の電圧指令値を選択するか、３相変調用の電圧指令値を選択するかを選択指示する。さらに、２相／３相変調選択手段は、トルク電流指令値の絶対値が所定の基準値よりも大きい場合に、２相変調用の電圧指令値を選択指示する電流値判定手段を備える点も同文献に記載されている。

特許文献２には、ＰＷＭインバータの制御装置が記載されている。この制御装置において、周波数指令を３相変調波形成部に入力して３相変調波信号が生成され、この３相変調波信号が２相変調演算部と加算部にそれぞれ出力される。外部からの２相変調指令入力時には３相変調波を基準に２相変調波との差分を演算する２相変調演算部の出力が前記加算部に出力され、３相変調指令入力時には前記加算部への２相変調演算部の出力を阻止することで２相変調波又は３相変調波が生成される。前記２相変調演算部の出力側に切換状態信号生成部を設け、外部からの３相変調状態と２相変調状態との相互の切換指令信号発生時に、前記切換状態信号生成部から中間状態信号が所定期間発生して前記加算部に出力される。前記切換状態信号生成部が出力する中間状態信号は、段階状、もしくは傾斜状を有した出力である点も同文献に記載されている。

特開２００４−４８８８５号公報 特開２００９−１００６１３号公報

変調方式を２相変調及び３相変調の一方から他方へと切り替える場合、電力変換装置に接続されるモーター等の負荷においてトルク衝撃が発生する可能性がある。本発明は、変調方式の切替えにおけるトルク衝撃の発生を抑えることを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係る直流を交流に変換するスイッチング回路と、該スイッチング回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部とを有する電力変換装置の前記ＰＷＭ制御部は、電流指令と、前記スイッチング回路から負荷へと供給される電流とに基づいて、電圧指令を算出する電流制御部と、前記電圧指令のＮ相変調用補正量と、前記電圧指令の（Ｎ−１）相変調用補正量との比率を、前記電流指令に基づいて算出するスケジューラーであって、前記Ｎは３以上の整数である、スケジューラーと、前記比率に基づいて、前記Ｎ相変調用補正量と前記（Ｎ−１）相変調用補正量とを前記電圧指令に加えることにより、補正付き電圧指令を算出するＰＷＭデューティー生成部とを備える。

本発明によれば、変調方式の切替えにおけるトルク衝撃の発生を抑えることができる。

３相ＰＷＭにおける３相変調方式のバイアス付きの電圧指令と出力電圧のパルス波形を示す説明図である。 ３相ＰＷＭにおける２相変調方式のバイアス付きの電圧指令と出力電圧のパルス波形を示す説明図である。 一実施形態における電力変換装置を示す説明図である。 トルク負荷率と係数Ｋとの関係を示す説明図である。 ３相ＰＷＭにおいて３相変調から中間状態の変調を経て２相変調に移行する場合のバイアス付きの電圧指令と出力電圧のパルス波形を示す説明図である。 ３相ＰＷＭにおける２相変調方式（６ステップ）のバイアス付きの電圧指令と出力電圧のパルス波形を示す説明図である。 ３相ＰＷＭにおいて３相変調（６ステップ）から中間状態の変調（６ステップ）を経て２相変調（６ステップ）に移行する場合のバイアス付きの電圧指令と出力電圧のパルス波形を示す説明図である。

以下、本発明を図示の実施の形態に基づいて説明する。ただし、本発明は、以下に説明する実施の形態によって限定されるものではない。

まず、３相ＰＷＭ（Pulse Width Modulation、パルス幅変調方式）の３相変調及び２相変調について説明する。

３相ＰＷＭのデューティー配分の方式において、出力要求する交流電圧の中心値となる０［Ｖ］に相当するデューティー５０％をバイアスとして、各相のデューティーを配分する。つまり、０［Ｖ］にデューティーのバイアス５０％を持たせる。この方式を「３相変調」と称する。

電流指令と、スイッチング回路から負荷へと供給される電流の検出値とに基づいて電流制御を行う電流制御部から出力される各相の電圧指令をＶ_Ｕ、Ｖ_Ｖ及びＶ_Ｗとする。そして、３相変調によるバイアス付きの電圧指令をＷ_３Ｕ，Ｗ_３Ｖ，Ｗ_３Ｗとする。５０％デューティーに相当する電圧バイアスをＡとする。バイアス付きの、３相変調の電圧指令は次のようになる。
Ｗ_３Ｕ＝Ｖ_Ｕ＋Ａ
Ｗ_３Ｖ＝Ｖ_Ｖ＋Ａ
Ｗ_３Ｗ＝Ｖ_Ｗ＋Ａ

図１の上段に、搬送波である三角波と、３相変調におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の電圧指令（Ｗ_３Ｕ，Ｗ_３Ｖ，Ｗ_３Ｗ）との時間的変化を示す。同図の下段に、各相の出力電圧のパルス波形を示す。

別の方式として、最も（−）側の最大を発生させる１つの相をハイサイド０％（すなわちローサイド１００％）とし、他の相とのデューティー差により各相の電圧を発生する方式がある。これを３相ＰＷＭの場合、「２相変調」と称する。ローサイド１００％となった相はスイッチングが休止される。２相変調においては、バイアスにより３相のうち最低電圧の相のデューティーを０％にしている。

前述のとおり、電流制御部から各相の電圧指令Ｖ_Ｕ、Ｖ_Ｖ及びＶ_Ｗが出力される。そして、２相変調によるバイアス付きの電圧指令をＷ_２Ｕ，Ｗ_２Ｖ，Ｗ_２Ｗとし、Ｖ_Ｕ、Ｖ_Ｖ及びＶ_Ｗのうちの最低電圧を符号反転させたものをＢとする。なお、３相交流の場合、最低電圧は負の値になる。バイアス付きの、２相変調の電圧指令は次のようになる。
Ｗ_２Ｕ＝Ｖ_Ｕ＋Ｂ
Ｗ_２Ｖ＝Ｖ_Ｖ＋Ｂ
Ｗ_２Ｗ＝Ｖ_Ｗ＋Ｂ

図２の上段に、搬送波である三角波と、２相変調におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相のバイアス付きの電圧指令（Ｗ_２Ｕ，Ｗ_２Ｖ，Ｗ_２Ｗ）との時間的変化を示す。図１に示した、３相変調におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相のバイアス付きの電圧指令（Ｗ_３Ｕ，Ｗ_３Ｖ，Ｗ_３Ｗ）を参考までに図２にも示している。図２の下段に、各相の出力電圧のパルス波形を示す。

３相変調の特徴を以下に述べる。
・常に３相のスイッチングが行われるため、出力素子のスイッチング損失が比較的大きい。
・電流リップルは、ＰＷＭ周期に対して２回に分散されて波高値が小さく、騒音も小さくなる。
・搬送波周波数が数ｋＨｚ以上の場合、ＰＷＭ騒音の主成分の周波数が高い方が、ヒトの聴感として感度が鈍い（ＰＷＭ周期に全相ハイと全相ローの区間が１回ずつ発生し、それ以外の区間でＰＷＭ周期あたり２回、パルス電圧が発生するため、リップルの周波数が２倍になる）。例えば、搬送波周波数が８ｋＨｚの場合、リップルの周波数は１６ｋＨｚとなる。可聴域の最大値を１５ｋＨｚとすれば、リップルの周波数１６ｋＨｚはこの可聴域外であるため、騒音は小さい。

これに対し、２相変調は以下の特徴を有する。
・常に、いずれかの１相はスイッチングが休止するため、出力素子のスイッチング損失が３相変調に比べて低減する。
・電流リップルはＰＷＭ周期と等倍の成分が発生し、騒音が３相変調に比べて大きい。

このように、３相変調と２相変調を比較すると、３相変調ではスイッチング損失が大きいものの騒音は小さく、２相変調ではスイッチング損失が小さいものの騒音が大きい。そのため、高負荷の場合は、損失をなるべく抑えるために、スイッチング損失が小さい２相変調を選択する一方、低負荷の場合は、損失を差し置き、騒音の小さい３相変調を選択することが望ましい。

負荷の変化に伴い、変調方式を２相変調及び３相変調の一方から他方へと切り替える場合がある。この切替え時のトルク衝撃を低減するための実施形態を以下に説明する。

［第１実施形態］
図３に、負荷であるモーター１と、モーター１に交流電力を供給する電力変換装置１０とを示す。電力変換装置１０は、直流を、モーター１に供給するための交流に変換するスイッチング回路２と、スイッチング回路２をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部３とを備えている。ＰＷＭ制御部３は、電流制御部３１と、ＰＷＭデューティー生成部３２と、ローパスフィルター３３と、絶対値算出部３４と、スケジューラー３５とを備えている。電力変換装置１０には、外部から電流指令（ｑ軸電流指令）が入力される。この電流指令はトルク指令に相当する。

電流制御部３１には、上記電流指令と、スイッチング回路２からモーター１へと供給される供給電流の検出値とが入力される。電流制御部３１は、モーター１への供給電流の検出値が上記電流指令に一致するように電流を制御すべく、電圧指令Ｖ_Ｕ、Ｖ_Ｖ及びＶ_Ｗを算出する。電流制御部３１によって算出された電圧指令は、ＰＷＭデューティー生成部３２へと送られる。

ローパスフィルター３３にも上記電流指令が入力される。ローパスフィルター３３は、入力された上記電流指令のうち、所定の周波数より高い周波数の成分を減衰させ、該所定の周波数より低い周波数の成分をほとんど減衰させずに通過させるフィルターである。ローパスフィルター３３の出力信号は絶対値算出部３４へ入力される。

絶対値算出部３４は、ローパスフィルター３３の出力信号の入力を受け、該出力信号の絶対値を算出する。これにより、電流指令（トルク指令）の符号が正に揃えられる。絶対値算出部３４の出力信号は、スケジューラー３５へ入力される。

スケジューラー３５は、絶対値算出部３４から入力された、符号が正に揃えられた電流指令（トルク指令）に基づいて係数Ｋを算出する。

係数Ｋは、０．０以上１．０以下であり、３相変調用の電圧指令を算出するためのバイアスＡ（電圧補正値）と、２相変調用の電圧指令を算出するためのバイアスＢ（電圧補正値）との比率を定める係数である。Ｋ＝１．０であれば３相変調、Ｋ＝０．０であれば２相変調、０．０＜Ｋ＜１．０であれば、２相変調と３相変調との間の中間状態の変調方式となる。

図４に、定格トルクを１００％とするトルク負荷率と係数Ｋとの関係を一例として示す。トルク負荷率が５０％以下である場合、Ｋ＝１．０である。トルク負荷率が６０％以上の場合、Ｋ＝０．０である。トルク負荷率が５０％よりも大きく、かつ６０％未満の場合、Ｋは０．０よりも大きく、かつ１．０未満である。５０％以上６０％以下のトルク負荷率とＫとの関係は、傾きが負の一次関数で表される。

このように、スケジューラー３５は、絶対値算出部３４から入力された、符号が正に揃えられた電流指令（トルク指令）に基づいてトルク負荷率を算出し、そのトルク負荷率と図４に示した関係とから係数Ｋを算出する。算出された係数Ｋは、ＰＷＭデューティー生成部３２へ入力される。

ＰＷＭデューティー生成部３２は、電流制御部３１から入力された電圧指令Ｖ_Ｕ、Ｖ_Ｖ、Ｖ_Ｗと、スケジューラー３５から入力された係数Ｋとに基づいて、補正したバイアス付きの電圧指令（補正付き電圧指令）Ｗ_Ｕ、Ｗ_Ｖ、Ｗ_Ｗを以下のように算出する。
Ｗ_Ｕ＝Ｖ_Ｕ＋Ｋ・Ａ＋（１−Ｋ）・Ｂ
Ｗ_Ｖ＝Ｖ_Ｖ＋Ｋ・Ａ＋（１−Ｋ）・Ｂ
Ｗ_Ｗ＝Ｖ_Ｗ＋Ｋ・Ａ＋（１−Ｋ）・Ｂ

前述のとおり、Ｋ＝０．０の場合は２相変調であり、Ｋ＝１．０の場合は３相変調である。また、０．０＜Ｋ＜１．０の場合は２相変調と３相変調との間の中間状態の変調である。係数Ｋにより、３相変調用のバイアスＡと、２相変調用のバイアスＢとの比率が定められる。そして、この比率に応じたバイアスＡ及びＢが電圧指令Ｖ_Ｕ、Ｖ_Ｖ及びＶ_Ｗの各々に加えられて、バイアス付きの電圧指令Ｗ_Ｕ、Ｗ_Ｖ及びＷ_Ｗが算出される。

ＰＷＭデューティー生成部３２はさらに、算出されたバイアス付きの電圧指令Ｗ_Ｕ、Ｗ_Ｖ及びＷ_Ｗと搬送波との比較によりパルスを生成する。このパルスがスイッチング回路２へと送られ、スイッチング回路２がＰＷＭ制御される。

図５の上段に、搬送波である三角波と、３相変調から中間状態の変調を経て２相変調へと移行した場合のＵ相、Ｖ相及びＷ相のバイアス付きの電圧指令（Ｗ_Ｕ，Ｗ_Ｖ，Ｗ_Ｗ）との時間的変化を示す。図１に示した、３相変調におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相のバイアス付きの電圧指令（Ｗ_３Ｕ，Ｗ_３Ｖ，Ｗ_３Ｗ）を参考までに図５にも示している。図５の下段に、各相の出力電圧のパルス波形を示す。

［第２実施形態］
上記実施形態においては、２相変調を生成するにあたり、３相電圧指令の最低電圧からバイアスを算出した。他の方法として、最高電圧と最低電圧の双方を考慮してハイサイドまたはローサイドの近い方にバイアスさせることもできる。この場合、ハイサイド１００％またはローサイド１００％になる相の状態が、電気角の周回に対して６ステップ存在することになる。

図６の上段に、搬送波である三角波と、３相変調におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相のバイアス付きの電圧指令と、２相変調（６ステップ）におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相のバイアス付きの電圧指令との時間的変化を示す。同図の下段に、各相の出力電圧のパルス波形を示す。

３相変調方式及び２相変調方式（６ステップ）についても、両変調方式のバイアスに係数Ｋを乗ずることにより、両変調方式の中間状態の変調方式（６ステップ）を実現することができる。

図７の上段に、搬送波である三角波と、３相変調から中間状態の変調（６ステップ）を経て２相変調（６ステップ）へと移行した場合のＵ相、Ｖ相及びＷ相のバイアス付きの電圧指令との時間的変化を示す。図５に示した、３相変調におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相のバイアス付きの電圧指令を参考までに図７にも示している。図７の下段に、各相の出力電圧のパルス波形を示す。

上記第１実施形態及び第２実施形態によれば、以下に列挙する効果が得られる。
・発熱が大きくなる高負荷時には２相変調が選択されて損失を抑制できる一方、低負荷時には３相変調が選択されて騒音を抑えることができる。
・負荷の変化に伴って、２相変調及び３相変調の一方から、中間状態の変調方式を経て、２相変調及び３相変調の他方へと変調方式がスムースに切り替わる。そのため、中間状態の変調を経ずに、２相変調及び３相変調の一方から他方へと切り替える場合に比べて、トルク衝撃の発生を抑えることができる。
・負荷が高負荷と低負荷との間の中間的な状態（例えば、図４においてトルク負荷率が５０％から６０％の状態）である場合、中間状態の変調の状態で安定して動作する。負荷が中間的である状態が継続する場合、その継続時間の長短に関わらず、中間状態の変調が継続して行われる。

従来とは異なり、２相変調及び３相変調の二者択一ではなく、その中間状態の変調方式も選択できる。そして、中間状態の変調においては、負荷に応じて連続的に変化する係数Ｋを用いて、２相変調用の補正値（電圧バイアス）と３相変調用の補正値（電圧バイアス）との比率が定められる。

２相変調、３相変調、中間状態の変調の選択にあたって、特定の操作は不要である。変調方式の選択は、トルクに応じて行われる。時間的な制約はない。すなわちトルク感応型の制御が実現できる。

図３に示したローパスフィルター３３及び絶対値算出部３４は必須ではないが、これらを設けることで、係数Ｋの急変に伴う制御不安定を回避することができる。

以上のように、３相ＰＷＭのデューティーを配分することにより低騒音化と低損失化の両立が図られる。

図４において、一例として、トルク負荷率が５０％から６０％である場合に中間状態の変調が行われることとした。しかし、中間状態の変調が行われるトルク負荷率は適宜変更することができる。

これまで、３相の交流ＰＷＭにおける３相変調と２相変調とその中間状態の変調方式とについて説明したが、上記の実施形態は、Ｎ相の交流ＰＷＭにおけるＮ相変調と（Ｎ−１）相変調とその中間状態の変調方式とに拡張して適用可能である。ただし、Ｎは３以上の整数である。

以上、本発明の実施の形態につき述べたが、本発明は既述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の技術的思想に基づいて各種の変形及び変更が可能である。

１ モーター
２ スイッチング回路
３ ＰＷＭ制御部
１０ 電力変換装置
３１ 電流制御部
３２ ＰＷＭデューティー生成部
３３ ローパスフィルター
３４ 絶対値算出部
３５ スケジューラー

Claims (3)

1. 直流を交流に変換するスイッチング回路と、該スイッチング回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部とを有する電力変換装置であって、
   前記ＰＷＭ制御部は、
   電流指令と、前記スイッチング回路から負荷へと供給される電流とに基づいて、電圧指令を算出する電流制御部と、
   前記電圧指令のＮ相変調用補正量と、前記電圧指令の（Ｎ−１）相変調用補正量との比率を、前記電流指令に基づいて算出するスケジューラーであって、前記Ｎは３以上の整数である、スケジューラーと、
   前記比率に基づいて、前記Ｎ相変調用補正量と前記（Ｎ−１）相変調用補正量とを前記電圧指令に加えることにより、補正付き電圧指令を算出するＰＷＭデューティー生成部と
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記スケジューラーは、前記比率を定める０以上１以下の係数Ｋを前記電流指令に基づいて算出し、
   前記ＰＷＭデューティー生成部は、前記Ｎ相変調用補正量に前記係数Ｋを乗じて得られる値と、前記（Ｎ−１）相変調用補正量に、１から前記係数Ｋを引いた値を乗じて得られる値とを、前記電圧指令に加えることにより、前記補正付き電圧指令を算出することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記電流指令が入力されるローパスフィルターと、
   前記ローパスフィルターの出力信号の絶対値を算出する絶対値算出部と
   をさらに備え、
   前記スケジューラーは前記絶対値に基づいて前記比率を算出することを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。

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