JP2021002902A - 充電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】絶縁破壊を防止しつつ負荷コンデンサを充電する充電装置を提供する。【解決手段】定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣは、グランド電圧と所定の電圧との間で出力電圧が可変であり、かつ、一定の電流を出力する。定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶ１〜ＣＶＮは、所定の電圧を出力する。定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ及び定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶ１〜ＣＶＮをカスケード接続することで得られる電圧によって、コンデンサＣが充電される。定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ及び定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶ１〜ＣＶＮは、一次側インダクタと二次側インダクタとが物理的に離隔して設けられた昇圧トランスで昇圧した電圧を出力する。【選択図】図１

Description

本発明は、充電装置に関する。

高電圧で動作する装置用の電源として、コンデンサを高電圧蓄電器として用いることが知られている。こうした電源用コンデンサを充電する方法が提案されている。

コンデンサの充電方法として、電流を制御しながらコンデンサを充電する手法が知られている。例えば、出力する直流電流を制限しながらコンデンサを充電することでコンデンサの充電電圧を高精度に制御する充電装置（引用文献１）が提案されている。他にも、一定の電圧でコンデンサを充電する手法（定電圧充電）、一定の電流でコンデンサを充電する手法（定電流充電）、及び、定電圧充電と定電流充電とを組み合わせた手法などの各種の充電方法が知られている。

スイッチングレギュレータなどで構成されたＤＣ−ＤＣコンバータから出力された交流電圧を昇圧トランスで昇圧し、整流器で整流した直流電圧によってコンデンサを充電する手法も提案されている（特許文献２）。こうしたトランスを用いた構成は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとして知られている。この手法では、２つのインバータ回路が設けられており、１つめの初期充電用インバータで負荷コンデンサの目標電圧より少し低い初期充電電圧まで充電を行う。その後、初期充電用インバータを停止し、微調整インバータを動作させ、負荷コンデンサ１０の電圧を初期充電電圧から目標電圧まで、初期充電時より緩やかに充電する。

また、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの前段にチョッパ回路を設け、チョッパ回路で変圧した電圧をインバータ回路に入力する手法が知られている（特許文献３）。この構成では、昇圧チョッパ回路が主蓄電池の電圧を昇圧して、間欠放電用蓄電池を充電する。インバータ回路は間欠放電用蓄電池の直流交流に変換して、トランスからなる昇圧変圧器に出力する。昇圧変圧器はインバータ回路からの交流を高電圧の交流に昇圧して高圧整流回路に出力する。高圧整流回路は高電圧の交流を直流に変換して、直流電圧を出力する。よって、チョッパ回路で昇圧した電圧で間欠放電用蓄電池を充電することで、間欠放電時の電圧低下及び電源装置の大型化を抑制することができる。

他にも、高圧電源又はコンデンサの充電装置が、様々に提案されている（特許文献４〜６、非特許文献１）。

実開昭６０−１１１３４４号公報 特開平１０−５２０３９号公報 特開昭６３−９２２６３号公報 特開平１０−１１７４７８号公報 特開２０１０−２１８８５６号公報 特開２０１１−３６０６３号公報

川村 一裕、他２名、「ＬＬＣ電流共振電源の回路技術」、富士電機技報 第８７巻第４号、２０１４年１２月３０日発行、富士電機株式会社

上述のように、高電圧で用いる装置への電源供給を行う場合には、主電源と装置側との絶縁を確保するため、トランスによって変圧を行う絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを有する構成が用いられる。トランスによって高効率で変圧を行うには、磁束の漏れを小さくして電力を一次側から二次側に伝達するために、一次側巻線と二次側巻線とを重ねて巻くなど、巻線をなるべく密に巻くこととなる。

しかし、例えば１０ｋＶ以上の高圧でコンデンサを充電する場合には、一次側巻線と二次側巻線とを密に巻いてしまうと、両者の絶縁が難しくなってしまうという問題が生じる。また、高圧、高周波トランスにおいて二次側巻線の数を多くすると線間の電圧が高くなり、線間の静電容量を通じて流れるリーク電流が増大して、各線が加熱するなどの問題が発生する。

本発明は上記の事情に鑑みて成されたものであり、絶縁破壊を防止しつつ負荷コンデンサを充電する充電装置を提供することを目的とする。

本発明の第１の態様である充電装置は、グランド電圧と所定の電圧との間で出力電圧が可変であり、かつ、一定の電流を出力する定電流ＤＣ／ＤＣコンバータと、前記所定の電圧を出力する複数の定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータと、を有し、前記定電流ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記複数の定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータをカスケード接続することで得られる電圧によってコンデンサを充電し、前記定電流ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記複数の定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータは、一次側インダクタと二次側インダクタとが物理的に離隔して設けられた昇圧トランスで昇圧した電圧を出力するものである。これにより、コンデンサを充電するときに、定電流ＤＣ／ＤＣコンバータ及び定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータでの絶縁破壊を防止すると共に、二次側巻線のリーク電流を防止して高能率の変換装置を構成することができる。

本発明の第２の態様である充電装置は、上記の充電装置であって、前記定電流ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング回路と、共振コンデンサと、前記一次側インダクタが前記共振コンデンサを介して前記スイッチング回路と接続されるトランスと、前記トランスの前記二次側インダクタに誘導される電圧を整流した電圧を出力する整流器と、前記スイッチング回路のスイッチングを制御する制御回路と、を有することが望ましい。これにより、絶縁破壊を防止できる定電流ＤＣ／ＤＣコンバータ及び定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータを構成できる。

本発明の第３の態様である充電装置は、上記の充電装置であって、前記定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータの前記整流器は、前記所定の電圧を出力し、前記定電流ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記スイッチング回路に入力する電圧を調整可能なチョッパ回路を更に有し、前記定電流ＤＣ／ＤＣコンバータでは、前記チョッパ回路と前記スイッチング回路のスイッチングを制御することで、前記整流器から出力される電流が前記一定の電流となるように前記整流器が出力する前記電圧を制御することが望ましい。これにより、定電流ＤＣ／ＤＣコンバータ及び定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を実現することができる。

本発明の第４の態様である充電装置は、上記の充電装置であって、前記制御回路は、前記スイッチング回路のスイッチングの周波数が、前記トランスの漏れ磁束により生じた漏れインダクタンスと前記共振コンデンサとの共振周波数とほぼ一致するように、前記スイッチング回路のスイッチングを制御することが望ましい。これにより、漏れインダクタンスの影響を相殺することができる。

本発明の第５の態様である充電装置は、上記の充電装置であって、前記制御回路は、前記漏れインダクタンスと前記共振コンデンサとの共振により流れる電流がゼロ付近でのタイミングで、前記スイッチング回路のスイッチングを行うことが望ましい。これにより、スイッチングに起因する損失を防止できる。

本発明の第６の態様である充電装置は、上記の充電装置であって、前記定電流ＤＣ／ＤＣコンバータによって前記コンデンサを定電流充電し、前記定電流ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が前記所定の電圧に到達した場合に前記定電流充電を停止するステップと、前記複数の定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータのうちの１つを動作させて、前記１つの定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータから前記所定の電圧を出力するステップと、によって前記コンデンサを充電する、ことが望ましい。これにより、コンデンサの充電電圧を向上させることができる。

本発明の第７の態様である充電装置は、上記の充電装置であって、２つの前記ステップを反復して行うことで、前記コンデンサを充電することが望ましい。これにより、コンデンサの充電電圧を向上させることができる。

本発明によれば、絶縁破壊を防止しつつ負荷コンデンサを充電する充電装置を提供することができる。

実施の形態１にかかる充電装置１００の回路構成を模式的に示す図である。 定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣの構成を模式的に示す図である。 定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶの構成を模式的に示す図である。 実施の形態１にかかる充電装置１００の充電動作を示すフローチャートである。 コンデンサの充電電圧を示す図である。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。各図面においては、同一要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略される。

実施の形態１
実施の形態１にかかる充電装置について説明する。図１に、実施の形態１にかかる充電装置１００の回路構成を模式的に示す。充電装置１００は、直流電源２０から電源の供給を受けて、高電圧蓄電器として設けられた高圧大容量コンデンサであるコンデンサＣを急速充電するものとして構成される。充電されたコンデンサＣは、外部の装置と接続され、高電圧電源を提供する。

充電装置１００は、１つの定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ、複数の定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶ１〜ＣＶＮ及び電圧測定回路３０を有する。定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣと定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶ１〜ＣＶＮとは、共通線ＣＬにカスケード接続されている。但し、Ｎは、２以上の整数である。充電装置１００の電源端子ＳＴは直流電源２０の正極ＰＥと接続され、充電装置１００のグランド端子ＧＴは直流電源２０の負極ＮＥ、すなわちグランドと接続される。電圧測定回路３０は、コンデンサＣに出力される電圧（すなわち、充電電圧）を測定可能に構成され、測定結果ＤＥＴを定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣへ出力する。

定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣの構成について説明する。図２に、定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣの構成を模式的に示す。定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣは、電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１、制御回路２、降圧チョッパ回路３、電流センサＳ１及びＳ２を有する。

降圧チョッパ回路３は、トランジスタＴ３１及びＴ３２、平滑コンデンサＣ１及びインダクタＬを有する。ここでは、トランジスタＴ３１及びＴ３２が絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor：ＩＧＢＴ）であるものとして説明する。なお、トランジスタＴ３１及びＴ３２はＩＧＢＴに限られるものではなく、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）などの他のトランジスタを用いてもよい。

トランジスタＴ３１及びＴ３２は、高電圧側から低電圧側に電流を流すように極性が揃えられて、電源端子ＳＴとグランド端子ＧＴとの間に縦続接続される。具体的には、トランジスタＴ３１のコレクタは電源端子ＳＴと接続され、エミッタはトランジスタＴ３２のコレクタと接続される。トランジスタＴ３２のエミッタはグランド端子ＧＴと接続される。また、トランジスタＴ３１のエミッタ及びトランジスタＴ３２のコレクタは、インダクタＬの一方の端部ＬＴ１と接続される。また、トランジスタＴ３１のコレクタとトランジスタＴ３２のエミッタとの間には、平滑コンデンサＣ１が接続される。

トランジスタＴ３１及びＴ３２のゲートは制御回路２と接続される。これにより、トランジスタＴ３１及びＴ３２のオン／オフ（スイッチング）は制御回路２によって制御される。

なお、以下では、トランジスタには還流ダイオード（フリーホイーリングダイオード）が逆並列で接続されるものとする。すなわち、還流ダイオードのアノードはトランジスタのエミッタと接続され、カソードはトランジスタのコレクタと接続される。これにより、トランジスタをオフにしたときに生じる逆流電流を、還流ダイオードを介して流すことができるので、逆流電流によるトランジスタの故障を回避することができる。

次に、電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、高周波インバータ回路１１、高周波トランス１２、共振コンデンサＣｒ、平滑コンデンサＣ２、整流器Ｒ１及びＲ２を有する。

高周波インバータ回路１１（スイッチング回路とも称する）は、トランジスタＴ１〜Ｔ４を有するフルブリッジ型インバータとして構成される。高周波トランス１２は、一次側インダクタＬ１と二次側インダクタＬ２及びＬ３とが設けられた昇圧トランスとして構成される。ここでは、トランジスタＴ１〜Ｔ４がＩＧＢＴであるものとして説明する。なお、トランジスタＴ１〜Ｔ４はＩＧＢＴに限られるものではなく、例えばＭＯＳＦＥＴなどの他のトランジスタを用いてもよい。

トランジスタＴ１及びＴ２は、高電圧側から低電圧側に電流を流すように極性がそろえられて、降圧チョッパ回路３のインダクタＬの端部ＬＴ２とグランド端子ＧＴとの間に縦続接続される。具体的には、トランジスタＴ１のコレクタはインダクタＬの端部ＬＴ２と接続され、エミッタはトランジスタＴ４のコレクタと接続される。トランジスタＴ４のエミッタはグランド端子ＧＴと接続される。

トランジスタＴ３及びＴ４は、高電圧側から低電圧側に電流を流すように極性がそろえられて、降圧チョッパ回路３のインダクタＬの端部ＬＴ２とグランド端子ＧＴとの間に縦続接続される。具体的には、トランジスタＴ３のコレクタはインダクタＬの端部ＬＴ２と接続され、エミッタはトランジスタＴ４のコレクタと接続される。トランジスタＴ４のエミッタはグランド端子ＧＴと接続される。

トランジスタＴ１〜Ｔ４のゲートは制御回路２と接続される。これにより、トランジスタＴ１〜Ｔ４のオン／オフ（スイッチング）は制御回路２によって制御される。

降圧チョッパ回路３から高周波インバータ回路１１に入力されるバンク電圧を平滑化するため、トランジスタＴ１及びＴ３のコレクタとトランジスタＴ２及びＴ４のエミッタとの間に、平滑コンデンサＣ２が接続されている。

トランジスタＴ１のエミッタ及びトランジスタＴ２のコレクタは、共振コンデンサＣｒの一端と接続される。共振コンデンサＣｒの他端は、高周波トランス１２の一次側インダクタＬ１の一端と接続される。高周波トランス１２の一次側インダクタＬ１の他端は、トランジスタＴ３のエミッタ及びトランジスタＴ４のコレクタと接続される。

本実施の形態では、一次側インダクタＬ１と、二次側インダクタＬ２及びＬ３とは、離隔して配置されており、漏れ磁束が生じる。この漏れ磁束によって、漏れインダクタンスＬｒが生じる。図２では、共振コンデンサＣｒと一次側インダクタＬ１との間に、漏れインダクタンスＬｒを表示している。

二次側インダクタＬ２には整流器Ｒ１が接続され、二次側インダクタＬ２に誘導により生じた交流電圧を整流した直流電圧を、共通線ＣＬに出力する。二次側インダクタＬ３には整流器Ｒ２が接続され、２次側インダクタＬ３に誘導により生じた交流電圧を整流した直流電圧を、共通線ＣＬに出力する。

整流器Ｒ１の出力と整流器Ｒ２の出力との間には、共通線ＣＬに出力する電圧を平滑化するため、平滑コンデンサＣ３が接続されている。

次いで、制御回路２について説明する。制御回路２は、降圧チョッパ回路３の端部ＬＴ２と接続されている。これにより、高周波インバータ回路１１に入力されるバンク電圧をモニタすることができる。また、降圧チョッパ回路３の端部ＬＴ２と高周波インバータ回路１１との間には、電流センサＳ１が設けられ、高周波インバータ回路１１に供給される電流を計測し、計測結果を制御回路２へ出力する。さらに、高周波トランス１２の一次側インダクタＬ１に流れる電流を計測するために電流センサＳ２が設けられ、計測結果は制御回路２へ出力される。

なお、後述するように、制御回路２は、定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶ１〜ＣＶＮの動作を制御するため、定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶ１〜ＣＶＮの制御回路に制御信号ＣＯＮを出力可能に構成される。

次いで、定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶ１〜ＣＶＮの構成について説明する。定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶ１〜ＣＶＮは、同じ回路構成を有する定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶとして構成される。図３に、定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶの構成を模式的に示す。

定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶは、定電流ＤＣ／ＤＣコンバータ１から降圧チョッパ回路３及び電流センサＳ１を除去し、かつ、制御回路２を制御回路４に置換した構成を有する。高周波インバータ回路１１のトランジスタＴ１及びＴ３のコレクタは電源端子ＳＴと接続される。これにより、直流電源２０から出力される電源電圧が、高周波インバータ回路１１に入力されるバンク電圧となる。

制御回路４は、高周波インバータ回路１１のトランジスタＴ１〜Ｔ４のゲートと接続され、トランジスタＴ１〜Ｔ４のオン／オフ（スイッチング）を制御する。また、電流センサＳ２は、高周波トランス１２の一次側インダクタＬ１に流れる電流を測定し、計測結果を制御回路４へ出力する。制御回路４は、一定の電圧Ｖ１が共通線ＣＬに出力されるように、高周波インバータ回路１１のスイッチングを制御する。

制御回路４は、定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣの制御回路２から制御信号ＣＯＮを受け取る。これにより、定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣの制御回路２は、定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶ１〜ＣＶＮのそれぞれの動作の停止及び開始を制御することが可能である。

ここで、定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ及び定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶ１〜ＣＶＮにおける高周波インバータ回路１１のスイッチングについて説明する。上述のように、本構成では、高周波トランス１２の一次側インダクタＬ１と二次側インダクタＬ２及びＬ３とは、物理的に離隔して設けられているので、漏れ磁束に起因する漏れインダクタンスＬｒが存在する。

そこで、本構成では、漏れインダクタンスＬｒの影響を相殺するため、漏れインダクタンスＬｒと共振コンデンサＣｒとの共振周波数Ｆにて高周波インバータ回路１１のスイッチングを行う。このときの５０％交番電流を通電させる共振周波数Ｆは、以下の式で表される。

漏れインダクタンスＬｒと共振コンデンサＣｒとで構成される共振回路に流れる電流がゼロになるタイミングとスイッチングのタイミングとは、電流センサＳ２によって電流を監視している制御回路２及び４によって同期させることが可能である。

この場合、共振によって漏れインダクタンスＬｒと共振コンデンサＣｒとの合成インピーダンスがゼロとなり、漏れインダクタンスＬｒの影響をキャンセルすることができる。また、高周波インバータ回路１１でのスイッチングは共振回路に流れる電流がゼロのときに行われるので、スイッチングによる損失を抑制することもできる。

したがって、高周波インバータ回路１１のスイッチング損失を抑制しつつ、高周波トランス１２のインダクタの配置に起因する漏れインダクタンスの影響を打ち消すことが可能となる。

上述では、共振回路に流れる電流がゼロのときにスイッチングが行われると説明したが、これは共振回路に流れる電流が厳密にゼロとなることを意味するものではない。すなわち、スイッチング損失を抑制できる程度まで共振回路に流れる電流が減少している状態において、換言すれば電流がゼロ付近ないしはゼロ近傍においてもスイッチングが行われることを含むものとする。

次に、充電装置１００の動作について説明する。図４に、実施の形態１にかかる充電装置１００の充電動作を示す。本構成では、充電対象のコンデンサＣが未充電の状態において、充電装置１００がコンデンサＣの充電を開始する。

ステップＳＴ１
まず、定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣが動作を開始し、コンデンサＣに一定の電流を出力する（定電流充電）。コンデンサＣの充電が進むと、コンデンサＣの両端間の電圧が上昇する。これにともない、定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣの出力電圧は０から上昇してゆく。

ステップＳＴ２
定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣの出力電圧を監視し、所定の電圧（最大出力電圧）Ｖ１に到達したかを判定する。定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣの出力電圧の監視は、定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣが自律的に行ってもよいし、電圧測定回路３０を用いて行ってもよい。

ステップＳＴ３
定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣの出力電圧が最大出力電圧であるＶ１に到達した場合、定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣの動作を停止する。

ステップＳＴ４
その後、定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶ１〜ＣＶＮのうちの１つの動作を開始する。これにより、動作を開始した定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータから電圧Ｖ１が出力される。

ステップＳＴ５
電圧測定回路３０は、コンデンサＣの充電電圧（共通線ＣＬの電圧）が目標電圧ＶＴに達したかを監視する。コンデンサＣの充電電圧（共通線ＣＬの電圧）が目標電圧ＶＴよりも小さい場合には、ステップＳＴ１に戻る。

ステップＳＴ６
コンデンサＣの充電電圧（共通線ＣＬの電圧）が目標電圧ＶＴ以上であれば、コンデンサＣは十分に充電されているので、充電装置１００による充電動作を停止する。

上述の手順では、コンデンサＣの充電電圧が目標電圧ＶＴになるまでの間、ステップＳＴ１〜ＳＴ５が繰り返される。これにより、定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣの出力電圧がＶ１に到達するごとに、電圧Ｖ１を出力する（すなわち、動作状態の）定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータの数が１つ増えることとなる。よって、定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶ１〜ＣＶＮが全て動作状態となった場合には、コンデンサＣの充電電圧を最大で（Ｎ＋１）×Ｖ１まで上昇させることが可能となる。

なお、このようにステップＳＴ１〜ＳＴ５を繰り返して（反復して）コンデンサＣを充電する場合、定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣと定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶ１〜ＣＶＮはカスケード接続されているので、充電電流は定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣの出力電流と等しくなる。

図５に、コンデンサＣの充電電圧を示す。図５の横軸は、電圧Ｖ１を出力している定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータの数を示している。このように、電圧Ｖ１を出力している定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶが多くなるにつれてコンデンサＣの充電電圧は上昇し、Ｎ個全てのＤＣ／ＤＣコンバータＣＶ１〜ＣＶＮが電圧Ｖ１を出力している場合には、コンデンサＣの充電電圧が（Ｎ＋１）×Ｖ１となることが理解できる。

例えば、電圧Ｖ１を２，８００Ｖ程度とした場合、Ｎ＝３とすると、コンデンサＣの充電電圧を１１，２００Ｖ程度とすることが可能となる。

以上、本構成によれば、コンデンサを高い充電電圧で充電するときに、定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ及び定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶ１〜ＣＶＮのそれぞれが出力する電圧を抑制することができ、これらでの絶縁破壊を防止することができる。

また、定電流ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ及び定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶ１〜ＣＶＮは、一次側インダクタと二次側インダクタとが物理的に離隔しているため、絶縁破壊耐性を向上させることができる。

その他の実施の形態
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、降圧チョッパ回路及び高周波インバータ回路の構成は、上述の例に限られない。上述の定電流ＤＣ／ＤＣコンバータ及び定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータと同様の機能を実現できるならば、他の回路構成を有する降圧チョッパ回路及び高周波インバータ回路を用いてもよい。

また、高周波トランスの構成も、上述の例に限られるものではない。一次側インダクタと二次側インダクタとが物理的に離隔して配置されている他の構成のトランスを適宜用いてもよい。また、一次側インダクタと二次側インダクタとが物理的に離隔して配置されているトランスを用いている限り、定電流ＤＣ／ＤＣコンバータ及び定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータを適宜変更してもよい。

１ 電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ
２ 制御回路
３ 降圧チョッパ回路
４ 制御回路
１１ 高周波インバータ回路
１２ 高周波トランス
２０ 直流電源
５０ 電圧測定回路
１００ 充電装置
Ｃ コンデンサ
ＣＣ 定電流ＤＣ／ＤＣコンバータ
ＣＬ 共通線
ＣＯＮ 制御信号
Ｃｒ 共振コンデンサ
ＣＶ、ＣＶ１〜ＣＶＮ 定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータ
ＧＴ グランド端子
ＬＴ１、ＬＴ２ 端部
ＮＥ 負極
ＰＥ 正極
Ｒ１、Ｒ２ 整流器
Ｓ１、Ｓ２ 電流センサ
Ｃ１〜Ｃ３ 平滑コンデンサ
ＳＴ 電源端子
Ｔ１〜Ｔ４、 Ｔ３１、Ｔ３２ トランジスタ

Claims (7)

1. グランド電圧と所定の電圧との間で出力電圧が可変であり、かつ、一定の電流を出力する定電流ＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記所定の電圧を出力する複数の定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータと、を備え、
   前記定電流ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記複数の定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータをカスケード接続することで得られる電圧によってコンデンサを充電し、
   前記定電流ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記複数の定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータは、一次側インダクタと二次側インダクタとが物理的に離隔して設けられた昇圧トランスで昇圧した電圧を出力する、
   充電装置。
2. 前記定電流ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータは、
   スイッチング回路と、
   共振コンデンサと、
   前記一次側インダクタが前記共振コンデンサを介して前記スイッチング回路と接続されるトランスと、
   前記トランスの前記二次側インダクタに誘導される電圧を整流した電圧を出力する整流器と、
   前記スイッチング回路のスイッチングを制御する制御回路と、を備える、
   請求項１に記載の充電装置。
3. 前記定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータの前記整流器は、前記所定の電圧を出力し、
   前記定電流ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記スイッチング回路に入力する電圧を調整可能なチョッパ回路を更に備え、
   前記定電流ＤＣ／ＤＣコンバータでは、前記チョッパ回路と前記スイッチング回路のスイッチングを制御することで、前記整流器から出力される電流が前記一定の電流となるように前記整流器が出力する前記電圧を制御する、
   請求項２に記載の充電装置。
4. 前記制御回路は、前記スイッチング回路のスイッチングの周波数が、前記トランスの漏れ磁束により生じた漏れインダクタンスと前記共振コンデンサとの共振周波数とほぼ一致するように、前記スイッチング回路のスイッチングを制御する、
   請求項２又は３に記載の充電装置。
5. 前記制御回路は、前記漏れインダクタンスと前記共振コンデンサとの共振により流れる電流がゼロ付近となるタイミングで、前記スイッチング回路のスイッチングを行う、
   請求項４に記載の充電装置。
6. 前記定電流ＤＣ／ＤＣコンバータによって前記コンデンサを定電流充電し、前記定電流ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が前記所定の電圧に到達した場合に前記定電流充電を停止するステップと、
   前記複数の定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータのうちの１つを動作させて、前記１つ定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータから前記所定の電圧を出力するステップと、によって前記コンデンサを充電する、
   請求項１乃至５のいずれか一項に記載の充電装置。
7. ２つの前記ステップを反復して行うことで、前記コンデンサを充電する、
   請求項６に記載の充電装置。

Images