JP2021069138A - 電力変換器の制御方法、及び、電力変換器の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】パルスパターンが切り替わる場合における狭小パルスの発生を抑制する。【解決手段】電力変換器の制御方法であって、パルスパターンを切り替えるか否かを判断する切り替え判断ステップ（Ｓ１０４）と、切り替え判断ステップにおいてパルスパターンを切り替えると判断される場合に、切り替えタイミングをまたぐパルスのパルス幅（Ｔpwm）を推測するパルス幅推測ステップ（Ｓ１０７）と、パルス幅（Ｔpwm）が、閾値（Ｔth）を上回るか否かを判定する判定ステップ（Ｓ１０８）と、判定ステップにおいてパルス幅が閾値を上回ると判定される場合に、切り替えタイミングでパルスパターンの変更を行う切り替えステップ（Ｓ１０９）と、を有する。【選択図】図５

Description

本発明は、電力変換器の制御方法、及び、電力変換器の制御装置に関するものである。

電力変換器は、複数のスイッチング素子を有しており、これらのスイッチング素子が操作されることにより直流電力を交流電力に変換する。スイッチング素子の操作においては、オン又はオフとなる区間のパルス幅が変化される。このようなパルス幅の制御は、一般に、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御と称される。ＰＷＭ制御においては、所定の周期でパルスパターンを変化させることにより、電力変換器からの出力が制御される。

例えば、特許文献１には、負荷がモータである例が示されており、モータを駆動するためにＰＷＭ制御を行う場合において、モータの回転速度に応じて、正弦波制御、過変調制御、及び、矩形波制御との間で制御モードを切り替える技術が開示されている。これらの制御モードのうち、正弦波制御及び過変調制御においては、それぞれ、ＰＷＭ制御が行われ、モータの運転状態に応じたパルスパターンを用いてスイッチング素子の操作が行われる。

特開２０１０−２１３４８５号公報

ここで、電力変換器のスイッチング素子におけるスイッチング間隔が短くなると、サージ電圧が発生し、電力変換器の耐久性が低下するおそれがある。これに対し、特許文献１に開示されている技術では、あらかじめ記憶されたパルスパターンにおいては、パルス幅が極めて短い狭小パルスが含まれないように設計することができる。しかしながら、このようにパルスパターンが設計された場合であっても、パルスパターンの切り替え時においては、その切り替え前後においてスイッチング間隔が短くなり、狭小パルスが生じるおそれがある。

本発明においては、上記課題を解決するためになされたものであり、パルスパターンが切り替わる場合における狭小パルスの発生を抑制可能な、電力変換器の制御方法、及び、電力変換器の制御装置を提供する。

本発明の電力変換器の制御方法は、所定の制御周期で繰り返されるパルスパターンに応じたＰＷＭ制御を用いて、スイッチング素子の導通状態を変化させることで、直流電力を交流電力に変換する電力変換器の制御方法である。電力変換器の制御方法は、電力変換器と接続される負荷に対する制御指令値に応じて、パルスパターンを切り替えるか否かを判断する切り替え判断ステップと、切り替え判断ステップにおいて、パルスパターンを切り替えると判断される場合に、切り替えタイミングの直前の第１パルスパターンにおける導通状態の変化タイミングと、切り替えタイミングの直後の第２パルスパターンにおける導通状態の変化タイミングとの間の時間を、切り替えタイミングをまたぐパルスのパルス幅として推測する、パルス幅推測ステップと、パルス幅推測ステップにおいて推測されたパルス幅が、閾値を上回るか否かを判定する、判定ステップと、判定ステップにおいてパルス幅が閾値を上回ると判定される場合には、切り替えタイミングにおいて、パルスパターンの切り替えを行う、切り替えステップと、を有する。

本発明のモータの制御方法によれば、狭小パルスの発生を抑制することができる。

図１は、第１実施形態に係る電力変換器の制御装置を備えるモータシステムの概略構成図である。 図２は、制御装置の概略構成図である。 図３は、ＰＷＭ出力部の概略構成図である。 図４は、ＰＷＭパターン切替出力部の概略構成図である。 図５は、最終指令パルスパターンの決定制御のフローチャートである。 図６は、指令パルスパターンの切り替え例を示す図である。 図７は、他の指令パルスパターンの切り替え例を示す図である。 図８は、パルス幅とサージ電圧との関係を示すグラフである。 図９は、第２実施形態に係るＰＷＭパターン切替出力部の概略構成図である。 図１０は、最終指令パルスパターンの決定制御のフローチャートである。 図１１は、指令パルスパターンの切り替え例を示す図である。

以下、図面を用いて、本発明の実施形態に係る電力変換器の制御方法、及び、電力変換器の制御装置について説明する。

（第１実施形態）
図１は、第１実施形態に係る電力変換器、及び、その制御装置を備えるモータシステムの概略構成図である。

電力変換器１は、複数のスイッチング素子により構成されるインバータであり、バッテリ２の正極（Ｐ）ラインと負極（Ｎ）ラインとの間に接続される。電力変換器１は、バッテリ２から供給される直流電力を交流電力に変換し、モータ３に供給する。

電力変換器１においては、制御装置１０から出力される指令パルスパターンに応じてスイッチング素子が操作される。そして、スイッチング素子のオン／オフの操作に応じて、バッテリ２から出力される直流電力が交流電力に変換され、変換された交流電力がモータ３に供給される。

本実施形態においては、モータ３は、３相で駆動しており、電力変換器１は、３相６アームで駆動できるように、６つのスイッチング素子を備える。なお、このような電力変換器１、及び、モータ３の構成は一例であって、本実施形態の例に限定されるものではない。また、電力変換器１と接続される負荷は、モータ３に限らず、オーディオアンプや無線機のような、交流電力で駆動する他の機器であってもよい。

キャパシタ４は、正極ラインと負極ラインとの間に設けられており、電力変換器１におけるスイッチング素子の操作に起因するリプルを平滑化する。また、キャパシタ４の両端には電圧センサ５が設けられており、電圧センサ５は、正極ラインと負極ラインとの間の電圧差である直流電圧Ｖ_dcを検出すると、直流電圧Ｖ_dcを制御装置１０へ出力する。直流電圧Ｖ_dcは、電力変換器１への入力電力であり、制御装置１０による電力変換器１の制御に用いられる。

また、電力変換器１とモータ３との間には、電流センサ６が設けられている。電流センサ６は、モータ３に供給されるｕｖｗ相の電流測定値ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wを測定すると、電流測定値ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wを制御装置１０へ出力する。

モータ３には、レゾルバ７が設けられており、励磁されたレゾルバ７から出力される磁束信号を用いて、制御装置１０が備えるモータ回転角度検出部が、モータ３の回転子位置θｅ、及び、回転数Ｎを算出する。

制御装置１０は、電力変換器１を含むモータシステム１００の全体を制御する。制御装置１０は、中央演算装置（ＣＰＵ）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）及び入出力インタフェース（Ｉ／Ｏインタフェース）を備えたマイクロコンピュータによって、所定のプログラムを実行可能に構成される。なお、制御装置１０は、複数のマイクロコンピュータで構成されてもよい。

制御装置１０は、パルス幅を変化させるＰＷＭ制御を行うために、トルク指令値Ｔ^*やモータ３の回転数Ｎに基づいて所望のパルス幅となるような指令パルスパターンを生成し、生成した指令パルスパターンを電力変換器１に出力する。このようにして、電力変換器１が備えるスイッチング素子が制御される。

図２は、制御装置１０の詳細な構成を示すブロック図である。

制御装置１０は、電流指令値演算部１１、電流制御部１２、変調率変換部１３、ＰＷＭ出力部１４、及び、３相／２相変換部１５を備える。電流指令値演算部１１から３相／２相変換部１５までの構成は、制御装置１０の内部に論理的に配置されてもよいし、異なるマイクロコンピュータにより構成されてもよい。

電流指令値演算部１１は、上位装置からのトルク指令値Ｔ^*、及び、制御装置１０のモータ回転角度検出部からのモータ３の回転数Ｎを受け付ける。電流指令値演算部１１は、これらの入力に基づき、予め記憶しているマップを用いてモータ３に対する電流指令値ｉ_d ^*、ｉ_q ^*を算出し、電流指令値ｉ_d ^*、ｉ_q ^*を電流制御部１２に出力する。

電流制御部１２は、電流指令値演算部１１から出力される電流指令値ｉ_d ^*、ｉ_q ^*、及び、後述の３相／２相変換部１５から出力される電流測定値ｉ_d、ｉ_qを受け付ける。電流制御部１２は、電流指令値ｉ_d ^*、ｉ_q ^*と電流測定値ｉ_d、ｉ_qとの偏差がゼロとなるように、電圧指令値Ｖ_d ^*、Ｖ_q ^*を決定する。決定された電圧指令値Ｖ_d ^*、Ｖ_q ^*は、変調率変換部１３へと出力される。

変調率変換部１３は、電圧センサ５から出力される直流電圧Ｖ_dcと、モータ回転角度検出部から出力される回転子位置θ_e及び回転数Ｎと、電流制御部１２から出力される電圧指令値Ｖ_d ^*、Ｖ_q ^*とを入力として受け付ける。変調率変換部１３は、これらの入力に基づいて、電力変換器１から出力される交流電力の変調率Ｍ^*を算出する。

ＰＷＭ出力部１４は、モータ回転角度検出部から出力される回転子位置θ_e及び回転数Ｎと、変調率変換部１３から出力される変調率Ｍ^*とを、入力として受け付ける。ＰＷＭ出力部１４は、これらの入力に基づいて、あらかじめ記憶しているＰＷＭ制御に用いられるパルスパターンの中から、適切なパルスパターンを選択して出力する。また、パルスパターンの選択は、所定の制御周期Ｔごとに行われる。なお、本実施形態においては、後述の図３に示されるように、ＰＷＭ出力部１４が有するＰＷＭパターン切替出力部１４２において、パルスパターンの切り替えタイミングが制御される。このように指令パルスパターンが制御されることにより、狭小パルスの発生を抑制することができる。

３相／２相変換部１５は、モータ回転角度検出部から出力される回転子位置θ_eを用いて、電流センサ６により取得されたｕｖｗ相の電流測定値ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wに対して、相変換処理を行い、電流測定値ｉ_d、ｉ_qを生成する。そして、３相／２相変換部１５は、変換処理により得られた電流測定値ｉ_d、ｉ_qを、電流制御部１２へと出力する。

図３は、ＰＷＭ出力部１４の詳細な構成のブロック図である。ＰＷＭ出力部１４は、ＰＷＭ生成部１４１、及び、ＰＷＭパターン切替出力部１４２を有する。

ＰＷＭ生成部１４１は、変調率変換部１３から出力される変調率Ｍ^*と、モータ回転角度検出部から出力される回転数Ｎとを受け付けると、予め記憶しているテーブルを参照して、変調率Ｍ^*、及び、回転数Ｎに応じた最適な制御モード、及び、その制御モードと対応する指令パルスパターンを決定する。なお、制御モード、及び、指令パルスパターンの決定は、所定の制御周期Ｔごとに行われ、あるタイミングで決定された指令パルスパターンは、制御周期Ｔ後から開始する次の制御周期Ｔにおいて用いられる。

ＰＷＭ生成部１４１は、制御モードとして、矩形波制御モード又はＰＷＭ制御モードのいずれかを選択する。矩形波制御モードが選択される場合には、ＰＷＭ生成部１４１は、ある制御周期Ｔにおいて、制御周期Ｔの全期間において１パルスとなる矩形波パルスを、指令パルスパターンとして出力する。ＰＷＭ制御モードが選択される場合には、ＰＷＭ生成部１４１は、変調率Ｍ^*、及び、回転数Ｎに応じてＰＷＭ制御に用いるパルスパターンを選択して出力する。

矩形波制御モードが選択される場合には、ＰＷＭパターン切替出力部１４２は、ＰＷＭ生成部１４１から矩形波パルスを受け付けると、次の制御周期Ｔにおいて、矩形波パルスを最終指令パルスパターンとして出力する。

一方、ＰＷＭ制御モードが選択される場合には、ＰＷＭパターン切替出力部１４２は、ＰＷＭ生成部１４１から所定の指令パルスパターンを受け付けると、現在出力中の指令パルスパターンと、ＰＷＭ生成部１４１から受け付けた次の制御周期Ｔにおける指令パルスパターンとが同じであるか否かを判定する。

両者の指令パルスパターンが同じである場合には、ＰＷＭパターン切替出力部１４２は、同じ指令パルスパターンの出力を継続する。一方、指令パルスパターンが異なる場合には、後述のように、ＰＷＭパターン切替出力部１４２は、回転数Ｎと回転子位置θ_eを用いて、狭小パルスが発生しないように、指令パルスパターンの切り替えタイミングを決定する。そして、ＰＷＭパターン切替出力部１４２は、決定された切り替えタイミングにおいて新しい指令パルスパターンに切り替えられるように、最終指令パルスパターンを出力する。

図４は、ＰＷＭパターン切替出力部１４２の詳細な構成のブロック図である。ＰＷＭパターン切替出力部１４２は、角度推定部１４２１、及び、最終指令出力部１４２２を有する。

ここで、ＰＷＭ制御が行われる場合のパルス幅（パルス幅）が、パルス閾値Ｔ_thを下回るような狭小パルスである場合には、狭小パルスの開始タイミングと終了タイミングにおいてなされるスイッチング操作の間隔が短くなり、サージ電圧が発生してしまう。予め準備されたパルスパターンにおいては、パルス幅はパルス閾値Ｔ_thを上回るように設定されている。

しかしながら、切り替えタイミングの前後においては、パルス幅はパルス閾値Ｔ_thよりも短くなるおそれがある。すなわち、切り替えタイミングの前のパルスパターンの最後の導通状態の変化タイミングから開始され、切り替えタイミングの後のパルスパターンの最初の導通状態の変化タイミングにおいて終了するパルスは、パルス幅がパルス閾値Ｔ_thよりも長くなることが補償されていない。そこで、以下の制御を行うことで、切り替えタイミングをまたぐパルスのパルス幅をパルス閾値Ｔ_thよりも長くすることができるので、狭小パルスの発生を抑制することができる。

また、本実施形態においてモータ３の制御に用いられるＰＷＭ制御は、角度同期ＰＷＭ制御と称されるものである。角度同期ＰＷＭ制御における指令パルスパターンにおいては、回転子位置θ_eと、導通状態（オン／オフ）とが対応付けられている。そのため、指令パルスパターンの切り替えタイミングが変更される場合であっても、最終指令出力部１４２２からは、回転子位置θ_eに応じて指令パルスパターンに示された導通状態を示すレベルが出力される。

まず、角度推定部１４２１は、モータ３の回転子位置θ_e、及び、回転数Ｎの入力を受け付けると、これらの入力と、あらかじめ記憶している指令パルスパターンと対応する制御周期Ｔ、及び、モータ３の極対数Ｐとを用いて、次式により、推定電気角θ_estを算出する。

推定電気角θ_estは、現在の指令パルスパターンｎから次の指令パルスパターンｎ＋１への切り替えタイミングを、モータ３の電気角により示したものである。角度推定部１４２１は、所定の周期で推定電気角θ_estの算出を行っており、ある切り替えタイミングにおいて、次の切り替えタイミングを示す推定電気角θ_estを算出する。

そこで、（１）式に示されるように、現在の回転子位置θ_eに、制御周期Ｔと対応する電気角を加算することにより、次の切り替えタイミングとなる推定電気角θ_estが算出される。なお、（１）式においては、制御周期Ｔに対して時間から電気角への単位系の変換を行うために、「（Ｎ／６０）・Ｐ・３６０」が乗ぜられている。

そして、最終指令出力部１４２２は、次式に従い、角度推定部１４２１から出力される推定電気角θ_estを用いて、現在出力中の指令パルスパターンｎから、ＰＷＭ生成部１４１から出力される指令パルスパターンｎ＋１へと切り替えられる場合において、その切り替えタイミングをまたぐパルスのパルス幅Ｔ_pwmを算出する。

ただし、（２）式におけるパラメータは以下のとおりである。
θ₁：指令パルスパターンｎにおいて、最後に導通状態が変化する電気角
θ₂：指令パルスパターンｎ＋１において、最初に導通状態が変化する電気角

電気角θ₁は、切り替えタイミングである推定電気角θ_est以前において、指令パルスパターンｎでの最終のスイッチング素子の導通状態が変化するタイミングを示す電気角である。電気角θ₂は、推定電気角θ_est以降において、指令パルスパターンｎ＋１での最初のスイッチング素子の導通状態が変化するタイミングを示す電気角である。

すなわち、（θ_est−θ₁）は、推定電気角θ_est以前のパルス幅を電気角で示したものであり、（θ₂−θ_est）は、推定電気角θ_est以降のパルス幅を電気角で示したものである。そのため、両者の和である「（θ_est−θ₁）＋（θ₂−θ_est）」に対して、電気角から時間への単位系の変換を行うために、「３６０・（Ｎ／６０）・Ｐ」を除することで、（２）式に示されるように、切り替えタイミングをまたぐパルスのパルス幅Ｔ_pwmを求めることができる。

この例においては、推定電気角θ_estにおいて、指令パルスパターンｎと指令パルスパターンｎ＋１の導通状態は同じであるものとする。そのため、導通状態は、電気角θ₁でオンに切り替わり、電気角θ₂でオフに切り替わり、その結果、推定電気角θ_estの前後における電気角θ₁と電気角θ₂との間が、切り替えタイミングをまたぎオン区間となるパルスとなる。なお、推定電気角θ_estにおいて、指令パルスパターンｎと指令パルスパターンｎ＋１とが異なる例については、第２実施形態において説明する。

そして、最終指令出力部１４２２は、パルス幅Ｔ_pwmがパルス閾値Ｔ_th以上である場合には、その推定電気角θ_estにおいて、指令パルスパターンの切り替えを行う。一方、角度推定部１４２１は、パルス幅Ｔ_pwmがパルス閾値Ｔ_thよりも短い場合には、狭小パルスの発生を抑制するために、パルス幅Ｔ_pwmがパルス閾値Ｔ_thよりも短くならないように、切り替えタイミングの再設定を行う。この、切り替えタイミングの再設定、及び、最終的な指令パルスパターンの出力制御について、図５を用いて説明する。

図５は、最終指令パルスパターンの決定制御のフローチャートである。制御装置１０においては、この決定制御が所定のタイミングで繰り返し行われる。なお、以下においては、説明の明確化のために、図２〜図４に示された制御装置１０において所定の機能を実現するブロックが、それぞれの処理を行うものとして説明する。なお、制御装置１０が所定の処理を行うことで、所定の機能が実現されてもよい。

まず、ステップＳ１０１において、ＰＷＭ生成部１４１は、ＰＷＭ制御を行っているか否かを判定する。ＰＷＭ生成部１４１は、ＰＷＭ制御を行っている場合には（Ｓ１０１：Ｙｅｓ）、次に、ステップＳ１０３の処理を行う。ＰＷＭ生成部１４１は、矩形波制御を行っており、ＰＷＭ制御を行っていない場合には（Ｓ１０１：Ｎｏ）、次に、ステップＳ１０２の処理を行う。

ステップＳ１０２において、ＰＷＭ生成部１４１は、選択されている制御モードである矩形波制御におけるパルスパターンを、最終指令パルスパターンとして出力する。なお、矩形波制御が行われる場合には、制御周期Ｔの全体にわたって１パルスとなるように、ＰＷＭ生成部１４１からはオンまたはオフの導通状態が出力される。

ステップＳ１０３において、変調率変換部１３は、直流電圧Ｖ_dcと、モータ回転角度検出部から出力される回転子位置θ_e及び回転数Ｎと、電流制御部１２から出力される電圧指令値Ｖ_d ^*、Ｖ_q ^*との入力を受け付け、これらの入力に基づいて、変調率Ｍ^*を算出する。なお、回転数Ｎは、変調率変換部１３が回転子位置θ_eを時間微分することにより算出してもよい。そして、次に、ステップＳ１０４の処理が行われる。

ステップＳ１０４において、ＰＷＭ生成部１４１は、ステップＳ１０２において生成された変調率Ｍ^*、及び、回転数Ｎに基づいて、指令パルスパターンを決定する。そして、最終指令出力部１４２２は、出力中の現在の指令パルスパターンと、決定された次の指令パルスパターンとが同じか否かを判定する。そして、両者が同じであり、変更が不要な場合には（Ｓ１０４：Ｎｏ）、次に、ステップＳ１０５の処理が行われる。両者が異なり、出力される指令パルスパターンの変更が必要な場合には（Ｓ１０４：Ｙｅｓ）、次に、ステップＳ１０６の処理が行われる。

ステップＳ１０５において、最終指令出力部１４２２は、次の制御周期Ｔにおいて、指令パルスパターンを変更せずに、現在出力中の指令パルスパターンと同じ指令パルスパターンを出力する。このようにして、最終指令パルスパターンが決定される。

ステップＳ１０６においては、角度推定部１４２１は、回転子位置θ_e、及び、回転数Ｎの入力を受け付けると、これらの入力値と、あらかじめ記憶しているパルスパターンと対応する制御周期Ｔ、及び、モータ３の極対数Ｐとを用いて、（１）式により、パルスパターンの切り替えタイミングを電気角により示した推定電気角θ_estとして算出する。この推定電気角θ_estは、所定の制御周期Ｔごとに切り替えられる場合のタイミングを示す。推定電気角θ_estが算出されると、次に、ステップＳ１０７の処理が行われる。

ステップＳ１０７において、角度推定部１４２１は、推定電気角θ_est以前の指令パルスパターンｎにおいて導通状態が切り替わる電気角θ₁と、推定電気角θ_est以降の指令パルスパターンｎ＋１において導通状態が切り替わる電気角θ₂と、モータ３の回転数Ｎ及び極対数Ｐとを用いて、推定電気角θ_estで指令パルスパターンの切り替えが行われる場合におけるパルス幅Ｔ_pwmを算出する。パルス幅Ｔ_pwmが算出されると、次に、ステップＳ１０８の処理が行われる。

ステップＳ１０８において、最終指令出力部１４２２は、ステップＳ１０６において算出されたパルス幅Ｔ_pwmが、所定のパルス閾値Ｔ_th以上であるか否かを判定する。パルス幅Ｔ_pwmがパルス閾値Ｔ_th以上である場合には（Ｓ１０８：Ｙｅｓ）、最終指令出力部１４２２は、パルス幅Ｔ_pwmが十分に長く、狭小パルスが発生しないと判断し、次に、ステップＳ１０９の処理を実行する。パルス幅Ｔ_pwmがパルス閾値Ｔ_th以上でなく短い場合には（Ｓ１０８：Ｎｏ）、最終指令出力部１４２２は、狭小パルスが発生する可能性があると判断し、次に、ステップＳ１１０の処理を実行する。

ステップＳ１０９において、最終指令出力部１４２２は、推定電気角θ_estを指令パルスパターンの切り替えタイミングと定め、推定電気角θ_est以前においては指令パルスパターンｎを出力し、推定電気角θ_estよりも後においては指令パルスパターンｎ＋１を出力する。このように推定電気角θ_estにおいてパルスパターンが切り替わるように、最終指令パルスパターンが定められる。

ステップＳ１１０において、角度推定部１４２１は、推定電気角θ_est以降であって、次に、指令パルスパターンｎにおける導通状態と、指令パルスパターンｎ＋１における導通状態とが同じになる電気角を、指令パルスパターンの切り替えタイミングである推定電気角θ_estとして再設定する。指令パルスパターンｎと指令パルスパターンｎ＋１との導通状態とが一致するタイミングにおいては、指令パルスパターンの切り替えを行うことができるため、そのタイミングを推定電気角θ_estとして再設定する。なお、本再設定処理は、第２実施形態における再設定処理と区別するために、第１再設定処理と称されてもよい。

そして、ステップＳ１１０において再設定された推定電気角θ_estを用いて、再び、ステップＳ１０７の処理を実行する。このような推定電気角θ_estの再設定は、パルス幅Ｔ_pwmがパルス閾値Ｔ_th以上となる（Ｓ１０８：Ｙｅｓ）まで、繰り返される。

次に、図６、及び、図７を用いて、本実施形態における指令パルスパターンの出力制御について説明する。これらの図には、それぞれ上から順に、現在出力中の指令パルスパターンｎ、ＰＷＭ生成部１４１により生成される次の制御周期Ｔにおける指令パルスパターンｎ＋１、及び、最終指令出力部１４２２から出力される最終指令パルスパターンが示されている。なお、現在の指令パルスパターンｎは、切り替えタイミング前が実線で示され、切り替えタイミング後が点線で示されている。また、次の指令パルスパターンｎ＋１は、切り替えタイミング前が点線で示され、切り替えタイミング後が実線で示されている。

図６においては、ステップＳ１０６において算出される推定電気角θ_estが指令パルスパターンの切り替えタイミングとなり、図７においては、ステップＳ１１０において再設定される推定電気角θ_estが指令パルスパターンの切り替えタイミングとなるものとする。

まず、図６の例について説明する。

図６においては、ステップＳ１０６において算出される推定電気角θ_estが示されている。そして、上段において、推定電気角θ_estより前における指令パルスパターンｎでの最後の導通状態が切り替わる電気角θ₁が示され、中段において、推定電気角θ_estより後における指令パルスパターンｎ＋１での最初の導通状態が切り替わる電気角θ₂が示されている。

ステップＳ１０７の処理によって、これらの電気角θ₁、θ₂に応じたパルス幅Ｔ_pwmが算出される。ここで、パルス幅Ｔ_pwmがパルス閾値Ｔ_th以上であるため（Ｓ１０８：Ｙｅｓ）、図下段に示されるように、推定電気角θ_estにおいて指令パルスパターンの変更が行われる。

次に、図７の例について説明する。

図７においては、上段に、ステップＳ１０６において算出される推定電気角θ_est、及び、ステップＳ１１０において再設定される推定電気角θ_estが示されている。

上段においては、推定電気角θ_estより前における指令パルスパターンｎで最後に導通状態が切り替わる電気角θ₁が示される。中段においては、最初に算出される推定電気角θ_estより後における指令パルスパターンｎ＋１での最初の導通状態が切り替わる電気角θ₂と、再設定される推定電気角θ_estより後における指令パルスパターンｎ＋１で最初に導通状態が切り替わる電気角θ₂とが示されている。そして、下段には、最終的に出力される最終指令パルスパターンが示されている。

まず、ステップＳ１０７の処理によって、最初に算出される推定電気角θ_estと対応する電気角θ₁、θ₂とを用いてパルス幅Ｔ_pwmが算出され、このパルス幅Ｔ_pwmはパルス閾値Ｔ_thより短い（Ｓ１０８：Ｎｏ）。そのため、狭小パルスが発生するおそれがあると判断され、次に、ステップＳ１１０の処理が実行される。ステップＳ１１０においては、角度推定部１４２１は、最初に算出される推定電気角θ_est以降であって、次に、出力中の指令パルスパターンｎにおける導通状態（この図においては、オン状態）と、指令パルスパターンｎ＋１において導通状態（オン状態）とが同じになる電気角を、推定電気角θ_estとして再設定する。

そして、再び、ステップＳ１０７の処理によって、再設定される推定電気角θ_estと対応する電気角θ₁、θ₂に応じたパルス幅Ｔ_pwmが算出される。ここで、パルス幅Ｔ_pwmがパルス閾値Ｔ_th以上であるため（Ｓ１０８：Ｙｅｓ）、図下段に示されるように、再算出された推定電気角θ_estにおいて指令パルスパターンの切り替えが行われる。そのため、指令パルスパターンの切り替えタイミングをまたぐパルスのパルス幅Ｔ_pwmがパルス閾値Ｔ_th以上となるので、狭小パルスの発生を抑制できる。

なお、図８には、パルス幅Ｔ_pwmと、発生するサージ電圧との関係を示すグラフである。このグラフにおいては、パルス幅Ｔ_pwmがｘ軸方向に示されており、発生するサージ電圧がｙ軸方向に示されている。また、この図によれば、電力変換器１の温度に応じて特性は変化し、電力変換器１が４０℃、２０℃、０℃、及び、−４０℃の場合のそれぞれの特性が、実線、一点鎖線、二点鎖線、及び、破線で示されている。

例えば、パルス閾値Ｔ_thとして１．６５μｓを設定することにより、パルス幅Ｔ_pwmが１．６５μｓ以上となり、その結果、これらのいずれの温度の場合においてもサージ電圧が発生しないようにできる。このようにして、電力変換器１の温度に応じたサージ電圧の特性を用いて、予め、ステップＳ１０８における判定基準を設定することができる。

第１実施形態によれば、以下の効果を得ることができる。

第１実施形態の電力変換器１の制御方法によれば、電力変換器１と接続される負荷であるモータ３に対するトルク指令値Ｔ^*に応じて、指令パルスパターンを切り替えるか否かを判断する切り替え判断ステップ（Ｓ１０４）と、切り替え判断ステップにおいて指令パルスパターンを切り替えると判断される場合に、切り替えタイミングである推定電気角θ_estをまたぐパルス幅Ｔ_pwmを推測するパルス幅推測ステップ（Ｓ１０７）と、パルス幅推測ステップにおいて推測されたパルス幅Ｔ_pwmが、パルス閾値Ｔ_thを上回るか否かを判定する、判定ステップ（Ｓ１０８）と、パルス幅Ｔ_pwmがパルス閾値Ｔ_thを上回ると判定される場合には（Ｓ１０８：Ｙｅｓ）、当該推定電気角θ_estにおいて指令パルスパターンを切り替える切り替えステップ（Ｓ１０９）と、を有する。

このような構成となることで、パルス幅Ｔ_pwmがパルス閾値Ｔ_thよりも長い場合にのみ、指令パルスパターンの切り替えが行われることになるため、指令パルスパターンの切り替えが行われる過渡条件においても、狭小パルスの発生を防ぐことができる。

さらに、パルス幅推測ステップ（Ｓ１０７）において、切り替えタイミングである推定電気角θ_estの直前における指令パルスパターンｎの操作タイミング（θ₁）と、推定電気角θ_estの直後における指令パルスパターンｎ＋１の操作タイミング（θ₂）との間に相当する時間を、パルス幅Ｔ_pwmとして推測する。これにより、推定電気角θ_estと、指令パルスパターンｎ、及び、指令パルスパターンｎ＋１とを用いて、パルス幅Ｔ_pwmが推測される。このように、切り替えタイミングとなる推定電気角θ_estの再設定のために新たなセンサを追加する必要がないため、処理負荷が大きくなることなく、狭小パルスの発生を防ぐことができる。

第１実施形態の電力変換器１の制御方法によれば、パルス幅Ｔ_pwmがパルス閾値Ｔ_thを上回るように、切り替えタイミングである推定電気角θ_estを再設定する第１再設定ステップ（Ｓ１１０）を有する。

このような構成となることで、パルス幅Ｔ_pwmがパルス閾値Ｔ_thよりも短い場合には、切り替えタイミングである推定電気角θ_estの再設定が行われ、パルス幅Ｔ_pwmがパルス閾値Ｔ_thを上回る。そのため、指令パルスパターンの切り替えが行われる過渡条件においても、狭小パルスの発生を防ぐことができる。

第１実施形態の電力変換器１の制御方法によれば、再設定ステップ（Ｓ１１０）において、ステップＳ１０６において算出された推定電気角θ_estの後であって、次に、第１パルスパターンと、第２パルスパターンとにおいて導通状態が同じとなるタイミングを、推定電気角θ_estとして再設定する。

切り替えタイミングとなる推定電気角θ_estの後において、指令パルスパターンにおける導通状態が異なるタイミングを推定電気角θ_estとしてしまうと、推定電気角θ_estにおいて導通状態の変化が生じてしまい、パルス幅Ｔ_pwmがパルス閾値Ｔ_thを下回ってしまうことがある。しかしながら、導通状態が同じとなるタイミングを推定電気角θ_estとして再設定することで、パルス幅Ｔ_pwmがパルス閾値Ｔ_thを上回るようにできるため、狭小パルスの発生を防ぐことができる。

第１実施形態の電力変換器１の制御方法によれば、電力変換器１と接続される負荷はモータ３であり、ＰＷＭ生成部１４１は、モータ３に対するトルク指令値Ｔ^*、及び、モータ３の回転数Ｎに基づいて、パルスパターンを生成する。このような構成となることで、負荷がモータ３である場合においても、狭小パルスの発生を抑制することができる。

第１実施形態の電力変換器１の制御方法によれば、電力変換器１は、モータ３へと交流電力を出力する。そして、図３に示されるように、ＰＷＭ生成部１４１によって行われる判断ステップ（Ｓ１０４）において、直流電力に対する交流電力の変調率Ｍ^*、及び、モータ３の回転数Ｎに基づいて、指令パルスパターンを切り替えるか否かが判断される。

さらに、パルス幅推測ステップ（Ｓ１０６）においては、推定電気角θ_estの直前における第１パルスパターンの導通状態が切り替わるタイミングを示すモータ３の電気角θ₁、推定電気角θ_estの直後における第２パルスパターンの最初に導通状態が切り替わるタイミングを示すモータ３の電気角θ₂、及び、モータ３の回転数Ｎに応じて、パルス幅Ｔ_pwmを推測する。

このように制御されることにより、電力変換器１は、交流電力の出力先であるモータ３に関するパラメータに基づいて、パルス幅Ｔ_pwmがパルス閾値Ｔ_thを上回るように制御することにより、設計精度を高めながら、狭小パルスの発生を防ぐことができる。

第１実施形態の電力変換器１の制御方法によれば、パルス閾値Ｔ_thは、電力変換器１が有するスイッチング素子の温度に応じたサージ電圧特性により定められる。これにより、パルス閾値Ｔ_thを事前に求めることができるため、動作環境に応じて、狭小パルスの発生を防ぐことができる。

（第２実施形態）
第１実施形態においては、推定電気角θ_estを算出する際に、モータ回転角度検出部において算出される回転数Ｎを用いる例について説明した。第２実施形態においては、モータ３の回転数Ｎが変化する場合において、指令パルスパターンが切り替わるタイミングにおけるモータ３の回転数Ｎを推定する例について説明する。

図９は、第２実施形態のＰＷＭパターン切替出力部１４２の概略構成図である。図３に示される第１実施形態のＰＷＭパターン切替出力部１４２と比較すると、角度推定部１４２１の前段に回転数推定部９０１が設けられている。

回転数推定部９０１は、切り替えタイミングとなる制御周期Ｔ毎に回転数Ｎを記憶する。なお、以下においては、回転数Ｎ_nは、ｎ回目の制御周期Ｔにおけるモータ３の回転数を示すものとする。

回転数推定部９０１は、次式を用いて、次の切り替えタイミングにおける回転数Ｎ_n+1の推定値である推定回転数Ｎ_estを推定する。

ただし、式（３）におけるパラメータは以下のとおりである。
Ｎ_n-1：前回（ｎ−１回目）の切り替えタイミングにおける回転数Ｎ
Ｎ_n：今回（ｎ回目）の切り替えタイミングにおける回転数Ｎ
Ｎ_est：次回（ｎ＋１回目）の切り替えタイミングにおける回転数Ｎの推定値

式（３）によれば、前回の切り替えタイミングから今回の切り替えタイミングまでにおける回転数Ｎの変化量が、今回の切り替えタイミングから次回の切り替えタイミングまでにおける回転数Ｎの変化量と等しいものと仮定して、次回の切り替えタイミングにおける回転数Ｎの推定値Ｎ_n+1が推定される。

図１０は、最終指令パルスパターンの決定制御のフローチャートである。図５に示される第１実施形態のフローチャートと比較すると、ステップＳ１０６の処理が、ステップＳ２０２に変更されるとともに、ステップＳ２０１、Ｓ２０３、及び、Ｓ２０４の処理が追加されている。

ステップＳ２０１は、出力される指令パルスパターンの変更が必要な場合（Ｓ１０４：Ｙｅｓ）に行われる処理である。この処理においては、回転数推定部９０１は、（３）式に基づいて、次の変更タイミングにおける推定回転数Ｎ_estを算出する。そして、次に、ステップＳ２０２の処理が行われる。

ステップＳ２０２は、角度推定部１４２１は、現在の回転数Ｎと、推定回転数Ｎ_estとを比較し、大きい方の回転数を用いて、（１）式により推定電気角θ_estを算出する。この制御により、回転数Ｎが急減状態から定常状態に大きく変化した場合においても、より大きな回転数Ｎが使用されることになるので、パルス幅Ｔ_pwmはより短くなる。そのため、パルス幅Ｔ_pwmがパルス閾値Ｔ_th以上と判断されにくくなるので、パルス幅Ｔ_pwmが狭小パルスとなるおそれを低減することが抑制できる。

なお、ステップＳ２０２において、角度推定部１４２１は、推定回転数Ｎ_estを用いて、（１）式により推定電気角θ_estを算出してもよい。このようにすることで、処理負荷を軽減できる。

ステップＳ２０３においては、角度推定部１４２１は、推定電気角θ_estにおいて、前の指令パルスパターンでの導通状態と、次の指令パルスパターンでの導通状態とが同じであるか否かを判定する。両者が同じである場合には（Ｓ２０３：Ｙｅｓ）、次に、ステップＳ１０７が行われる。一方、両者が異なる場合には（Ｓ２０３：Ｎｏ）、次に、ステップＳ２０４が行われる。

ステップＳ２０４において、角度推定部１４２１は、推定電気角θ_est以降において、現在の指令パルスパターンｎの導通状態と、次の指令パルスパターンｎ＋１の導通状態とが一致する電気角を、新たに、推定電気角θ_estとして再設定する。なお、本再設定処理は、ステップＳ１１０における再設定処理（第１再設定処理）と区別するために、第２再設定処理と称されてもよい。

なお、ステップＳ２０４に相当する処理を、第１実施形態のように回転数Ｎの推定処理を含まない制御に含めてもよい。このようにすることで、推定電気角θ_estにおいて、現在の指令パルスパターンｎと、次の指令パルスパターンｎとの導通状態は同じにすることができるので、狭小パルスの発生を抑制できる。

次に、図１１を用いて、本実施形態における指令パルスパターンの出力制御について説明する。これらの図には、それぞれ上から順に、現在出力中の指令パルスパターンｎ、ＰＷＭ生成部１４１において生成される次の制御周期Ｔにおける指令パルスパターンｎ＋１、及び、最終指令出力部１４２２から出力される最終指令パルスパターンが示されている。

図１１においては、ステップＳ２０４において算出される推定電気角θ_estが指令パルスパターンの切り替えタイミングとなる。

この図に示されるように、最初にステップＳ１０６において算出される推定電気角θ_estにおいては、指令パルスパターンｎの導通状態と、指令パルスパターンｎ＋１の導通状態とは異なる（Ｓ２０３：Ｎｏ）、そのため、推定電気角θ_estの後であって、指令パルスパターンｎの導通状態と、指令パルスパターンｎ＋１の導通状態とが同じとなるタイミングが新たに推定電気角θ_estとして再設定される（Ｓ２０４）。

この場合において、上段に示されるように、再設定後の推定電気角θ_estの直前で指令パルスパターンｎの導通状態が切り替わるとされる電気角θ₁は、再設定後の推定電気角θ_estと一致する。また、中段において、再設定後の推定電気角θ_estの直後で指令パルスパターンｎ＋１の導通状態が切り替わる電気角θ₂が示されている。

ステップＳ１０７の処理によって、これらの電気角θ₁、θ₂に応じたパルス幅Ｔ_pwmが算出される。ここで、パルス幅Ｔ_pwmがパルス閾値Ｔ_th以上であるため（Ｓ１０８：Ｙｅｓ）、図下段に示されるように、推定電気角θ_estにおいて指令パルスパターンの変更が行われる。そのため、指令パルスパターンの切り替えタイミングを跨ぐパルス幅Ｔ_pwmが狭小パルスとなることを抑制できる。

第２実施形態によれば、以下の効果を得ることができる。

第２実施形態の電力変換器１の制御方法によれば、制御周期Ｔごとの回転数Ｎの変化に基づいて、切り替えタイミングにおける回転数Ｎを推定する回転数推定ステップ（Ｓ２０１）を、さらに備える。パルス幅推測ステップ（Ｓ１０６）においては、回転数推定ステップにて推定された推定回転数Ｎ_estを用いて、パルス幅Ｔ_pwmを推定する。このような構成となることで、モータ３の回転数Ｎが急激に増加している場合においても、狭小パルスの発生を防ぐことができる。

第２実施形態の電力変換器１の制御方法によれば、パルス幅推測ステップ（Ｓ２０２）において、回転数推定ステップ（Ｓ２０１）で推定された推定回転数Ｎ_est、及び、現在の回転数Ｎとのうちの大きい方を用いて、パルス幅Ｔ_pwmを推測する。このような構成となることで、パルス幅Ｔ_pwmがより短く算出されるので、パルス幅Ｔ_pwmがパルス閾値Ｔ_th以上と判断されにくくなり、パルス幅Ｔ_pwmが狭小パルスとなるおそれを低減することが抑制できる。

第２実施形態の電力変換器１の制御方法によれば、回転数推定ステップ（Ｓ２０１）にて推定された推定回転数Ｎ_estを用いて算出される推定電気角θ_estにおいて、現在の指令パルスパターンと、次の指令パルスパターンが異なる場合には（Ｓ２０３：Ｎｏ）、現在の指令パルスパターンと、次の指令パルスパターンとにおいて導通状態が一致する電気角を、推定電気角θ_estとする第２再設定ステップ（Ｓ２０４）を有する。このように構成されることで、導通状態が同じとなるタイミングを推定電気角θ_estとして再設定することで、パルス幅Ｔ_pwmがパルス閾値Ｔ_thを上回るようになり、狭小パルスの発生を防ぐことができる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。また、上記実施形態は、適宜組み合わせ可能である。

１ 電力変換器
３ モータ
６ 電流センサ
１０ 制御装置
１１ 電流指令値演算部
１２ 電流制御部
１３ 変調率変換部
１４ ＰＷＭ出力部
１４１ ＰＷＭ生成部
１４２ ＰＷＭパターン切替出力部
１４２１ 角度推定部
１４２２ 最終指令出力部
１００ モータシステム
９０１ 回転数推定部

Claims (10)

1. 所定の制御周期で繰り返されるパルスパターンに応じたＰＷＭ制御を用いて、スイッチング素子の導通状態を変化させることで、直流電力を交流電力に変換する電力変換器の制御方法であって、
   前記電力変換器と接続される負荷に対する制御指令値に応じて、前記パルスパターンを切り替えるか否かを判断する切り替え判断ステップと、
   前記切り替え判断ステップにおいて、前記パルスパターンを切り替えると判断される場合に、切り替えタイミングの直前の第１パルスパターンにおける導通状態の変化タイミングと、前記切り替えタイミングの直後の第２パルスパターンにおける導通状態の変化タイミングとの間の時間を、前記切り替えタイミングをまたぐパルスのパルス幅として推測するパルス幅推測ステップと、
   前記パルス幅推測ステップにおいて推測された前記パルス幅が、閾値を上回るか否かを判定する、判定ステップと、
   前記判定ステップにおいて前記パルス幅が前記閾値を上回ると判定される場合には、前記切り替えタイミングにおいて、前記パルスパターンの切り替えを行う切り替えステップと、を有する、電力変換器の制御方法。
2. 請求項１に記載の電力変換器の制御方法であって、
   前記判定ステップにおいて前記パルス幅が前記閾値を上回らないと判定される場合には、前記パルス幅が前記閾値を上回るように、前記切り替えタイミングを再設定する第１再設定ステップを、さらに有する、電力変換器の制御方法。
3. 請求項２に記載の電力変換器の制御方法であって、
   前記第１再設定ステップにおいて、前記切り替えタイミングの後に、前記第１パルスパターンと、前記第２パルスパターンとにおける導通状態が同じとなるタイミングを、前記切り替えタイミングとして再設定する、電力変換器の制御方法。
4. 請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換器の制御方法であって、
   前記切り替え判断ステップにおいて判断された前記切り替えタイミングにおいて、前記第１パルスパターンと、前記第２パルスパターンとの導通状態が異なる場合には、前記切り替えタイミングの後であって、前記第１パルスパターンと、前記第２パルスパターンとにおいて導通状態が同じとなるタイミングを、前記切り替えタイミングとして再設定する、第２再設定ステップを、さらに有する、電力変換器の制御方法。
5. 請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換器の制御方法であって、
   前記負荷は、モータであり、
   前記モータに対するトルク指令値、及び、前記モータの回転数に基づいて、前記パルスパターンを決定するパルスパターン決定ステップを、さらに備える、電力変換器の制御方法。
6. 請求項５に記載の電力変換器の制御方法であって、
   前記切り替え判断ステップにおいて、前記電力変換器における前記直流電力に対する前記交流電力の変調率、及び、前記回転数に基づいて、パルスパターンを切り替えるか否かを判断する、電力変換器の制御方法。
7. 請求項５又は６に記載の電力変換器の制御方法は、
   前記制御周期ごとの前記回転数の変化に基づいて、前記切り替えタイミングにおける前記回転数を推定する回転数推定ステップを、さらに備え、
   前記パルス幅推測ステップにおいて、前記回転数推定ステップにて推定された推定回転数を前記回転数として用いて、パルス幅を推測する、電力変換器の制御方法。
8. 請求項５又は６に記載の電力変換器の制御方法であって、
   前記制御周期ごとの前記回転数の変化に基づいて、前記切り替えタイミングにおける前記回転数を推定する回転数推定ステップを、さらに備え、
   パルス幅推測ステップにおいて、前記回転数推定ステップで推定された推定回転数、及び、現在の前記回転数とのうちの大きい方を、前記回転数として用いて、パルス幅を推測する、電力変換器の制御方法。
9. 請求項１から８のいずれか１項に記載の電力変換器の制御方法であって、
   閾値は、前記スイッチング素子の温度に応じたサージ電圧の特性により定められる、電力変換器の制御方法。
10. 所定の制御周期で繰り返されるパルスパターンに応じたＰＷＭ制御を用いて、スイッチング素子の導通状態を変化させることで、直流電力を交流電力に変換する電力変換器の制御装置であって、
    前記制御装置は、
    前記電力変換器と接続される負荷に対する制御指令値に応じて、前記パルスパターンを切り替えるか否かを判断し、
    前記パルスパターンを切り替えると判断される場合に、切り替えタイミングの直前の第１パルスパターンにおける導通状態の変化タイミングと、前記切り替えタイミングの直後の第２パルスパターンにおける導通状態の変化タイミングとの間の時間を、前記切り替えタイミングをまたぐパルスのパルス幅として推測し、
    推測された前記パルス幅が、閾値を上回るか否かを判定し、
    前記パルス幅が前記閾値を上回ると判定される場合には、前記切り替えタイミングにおいて、前記パルスパターンの切り替えを行う、電力変換器の制御装置。

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